JPH05218992A - デジタルｆｍステレオ変調方法 - Google Patents
デジタルｆｍステレオ変調方法Info
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- JPH05218992A JPH05218992A JP2122592A JP2122592A JPH05218992A JP H05218992 A JPH05218992 A JP H05218992A JP 2122592 A JP2122592 A JP 2122592A JP 2122592 A JP2122592 A JP 2122592A JP H05218992 A JPH05218992 A JP H05218992A
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- Japan
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- stereo
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路構成を大幅に簡略化できるＦＭステレオ
音声信号の変調方法を提供する。 【構成】 デジタル処理（３，４）された左音声信号お
よび右音声信号の和を主信号（５）、デジタル処理
（３，４）された左音声信号および右音声信号の差を副
信号（７）とし、当該副信号を副搬送波で平衡変調し
（８，９）、平衡変調された副信号と前記主信号とを多
重してコンポジット信号(10)とし、当該コンポジット信
号をアナログ信号に変換(12)しＦＭ変調して伝送するに
あたり、ｎを２，３，４───なる正の整数とした時、
前記デジタル処理に必要なサンプリング周波数を前記平
衡変調のための副搬送波の周波数の２ｎ倍に設定する。
音声信号の変調方法を提供する。 【構成】 デジタル処理（３，４）された左音声信号お
よび右音声信号の和を主信号（５）、デジタル処理
（３，４）された左音声信号および右音声信号の差を副
信号（７）とし、当該副信号を副搬送波で平衡変調し
（８，９）、平衡変調された副信号と前記主信号とを多
重してコンポジット信号(10)とし、当該コンポジット信
号をアナログ信号に変換(12)しＦＭ変調して伝送するに
あたり、ｎを２，３，４───なる正の整数とした時、
前記デジタル処理に必要なサンプリング周波数を前記平
衡変調のための副搬送波の周波数の２ｎ倍に設定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はデジタル処理によるＦ
Ｍステレオ音声信号を変調する方法に関するものであ
る。
Ｍステレオ音声信号を変調する方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のＦＭステレオ音声信号の変調方法
にはアナログ方式と、サンプリング周波数を副信号（左
右音声の差信号）用副搬送波周波数に無関係に定めるデ
ジタル方式とによる変調方法があった。
にはアナログ方式と、サンプリング周波数を副信号（左
右音声の差信号）用副搬送波周波数に無関係に定めるデ
ジタル方式とによる変調方法があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ＦＭステレオ音声信号
変調器は従来、アナログ方式が使われている。副信号は
副搬送波（38 kHz) を差信号（(L−R)／２）で平衡変調
するものが一般的であるが、平衡変調器の直線性やバラ
ンスおよび、平衡変調器の後段に接続されるバンドパス
フィルタの位相特性を良好に保つ必要があり、装置の大
型化や高価格化を招くと共に、より高度な特性を求める
上で限界があった。ＦＭステレオ変調器をデジタル化す
ることにより上記欠点は克服される。しかし、従来のデ
ジタル変調器は、標本化のためのサンプリング周波数に
ついて副信号用副搬送波周波数との関係が厳密に検討さ
れておらず、すなわち、コンポジット副信号を得るため
に、高速演算素子により膨大な数値計算処理を必要と
し、その結果、信号処理遅延時間の増加、装置製作コス
トの高価格化等を招いていた。従って本発明の目的は、
前述の問題点が排除されたデジタルＦＭステレオ変調方
法を提供せんとするものである。
変調器は従来、アナログ方式が使われている。副信号は
副搬送波（38 kHz) を差信号（(L−R)／２）で平衡変調
するものが一般的であるが、平衡変調器の直線性やバラ
ンスおよび、平衡変調器の後段に接続されるバンドパス
フィルタの位相特性を良好に保つ必要があり、装置の大
型化や高価格化を招くと共に、より高度な特性を求める
上で限界があった。ＦＭステレオ変調器をデジタル化す
ることにより上記欠点は克服される。しかし、従来のデ
ジタル変調器は、標本化のためのサンプリング周波数に
ついて副信号用副搬送波周波数との関係が厳密に検討さ
れておらず、すなわち、コンポジット副信号を得るため
に、高速演算素子により膨大な数値計算処理を必要と
し、その結果、信号処理遅延時間の増加、装置製作コス
トの高価格化等を招いていた。従って本発明の目的は、
前述の問題点が排除されたデジタルＦＭステレオ変調方
法を提供せんとするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明デジタルＦＭステレオ変調方法は、デジタル
処理された左音声信号および右音声信号の和を主信号、
デジタル処理された左音声信号および右音声信号の差を
副信号とし、当該副信号を副搬送波で平衡変調し、平衡
変調された副信号と前記主信号とを多重してコンポジッ
ト信号とし、当該コンポジット信号をアナログ信号に変
換しＦＭ変調して伝送するにあたり、ｎを２，３，４─
──なる正の整数とした時、前記デジタル処理に必要な
サンプリング周波数を前記平衡変調のための副搬送波の
周波数の２ｎ倍に設定することを特徴とするものであ
る。
め、本発明デジタルＦＭステレオ変調方法は、デジタル
処理された左音声信号および右音声信号の和を主信号、
デジタル処理された左音声信号および右音声信号の差を
副信号とし、当該副信号を副搬送波で平衡変調し、平衡
変調された副信号と前記主信号とを多重してコンポジッ
ト信号とし、当該コンポジット信号をアナログ信号に変
換しＦＭ変調して伝送するにあたり、ｎを２，３，４─
──なる正の整数とした時、前記デジタル処理に必要な
サンプリング周波数を前記平衡変調のための副搬送波の
周波数の２ｎ倍に設定することを特徴とするものであ
る。
【０００５】
【実施例】以下添付図面を参照し実施例により本発明を
詳細に説明する。ＦＭステレオコンポジット信号の周波
数スペクトルは図９で示される。この信号を歪み無く標
本化するには、サンプリング周波数を標本化定理より最
高周波数の２倍以上、すなわち、106kHz以上とすると良
い。よって、サンプリング周波数を副搬送波周波数38kH
z の４倍、すなわち、152kHzとしても信号は歪み無く標
本化できる。
詳細に説明する。ＦＭステレオコンポジット信号の周波
数スペクトルは図９で示される。この信号を歪み無く標
本化するには、サンプリング周波数を標本化定理より最
高周波数の２倍以上、すなわち、106kHz以上とすると良
い。よって、サンプリング周波数を副搬送波周波数38kH
z の４倍、すなわち、152kHzとしても信号は歪み無く標
本化できる。
【０００６】ところで、図９図示の副信号22は平衡変調
波であり差信号（Ｌ−Ｒ）／２と副搬送波(38kHz) の乗
算で与えられる。このため従来のデジタル変調器では高
速演算素子を使用し数値計算により処理を行っている。
ここで、サンプリング周波数を副搬送波周波数(38kHz)
の４倍とすると、副搬送波のサンプリング値は図10(a)
図示黒丸印のように０，１，０，−１となり、乗算の処
理はサンプリング周波数のタイミングに応じて差信号
（Ｌ−Ｒ）を、出力しない、そのまま出力する、出力し
ない、ビット反転して出力する、という一連の処理によ
り、数値計算によらず行うことができる。
波であり差信号（Ｌ−Ｒ）／２と副搬送波(38kHz) の乗
算で与えられる。このため従来のデジタル変調器では高
速演算素子を使用し数値計算により処理を行っている。
ここで、サンプリング周波数を副搬送波周波数(38kHz)
の４倍とすると、副搬送波のサンプリング値は図10(a)
図示黒丸印のように０，１，０，−１となり、乗算の処
理はサンプリング周波数のタイミングに応じて差信号
（Ｌ−Ｒ）を、出力しない、そのまま出力する、出力し
ない、ビット反転して出力する、という一連の処理によ
り、数値計算によらず行うことができる。
【０００７】図１に本発明方法を達成するためのデジタ
ルＦＭステレオ変調器系統ブロック線図の一実施例を示
す。ステレオ音声Ｌ（左）およびＲ（右）信号はＬＰＦ
１および２により15kHz 以上の信号成分が取り除かれ、
Ａ／Ｄコンバータ３および４によりデジタル信号に変換
され、その時のサンプリング周波数(CLK) はこの場合副
信号22の副搬送波周波数38kHz の４倍に設定される。次
にそれら出力の一方は加算器５により主信号（Ｌ＋Ｒ）
／２となり、もう一方の出力はビット反転器６と加算器
７により差信号（Ｌ−Ｒ）／２となる。この差信号は信
号選択器９にそのまま、および、ビット反転器８を介し
て送られ、これらの信号および零の信号を信号選択器９
により順次選択することにより平衡変調処理が行われ副
信号が生成される。信号選択器９を駆動するクロック
（ＣＬＫ）はこの場合も 38kHz×４である。
ルＦＭステレオ変調器系統ブロック線図の一実施例を示
す。ステレオ音声Ｌ（左）およびＲ（右）信号はＬＰＦ
１および２により15kHz 以上の信号成分が取り除かれ、
Ａ／Ｄコンバータ３および４によりデジタル信号に変換
され、その時のサンプリング周波数(CLK) はこの場合副
信号22の副搬送波周波数38kHz の４倍に設定される。次
にそれら出力の一方は加算器５により主信号（Ｌ＋Ｒ）
／２となり、もう一方の出力はビット反転器６と加算器
７により差信号（Ｌ−Ｒ）／２となる。この差信号は信
号選択器９にそのまま、および、ビット反転器８を介し
て送られ、これらの信号および零の信号を信号選択器９
により順次選択することにより平衡変調処理が行われ副
信号が生成される。信号選択器９を駆動するクロック
（ＣＬＫ）はこの場合も 38kHz×４である。
【０００８】この副信号(22)と前記主信号(21)は加算器
10に送られ、さらに、ROM11 の内容を順次読み出す (駆
動クロックは４×38kHz)ことにより生成されたパイロッ
ト信号と、加算器12で混合され、Ｄ／Ａコンバータ13に
よりアナログ信号に変換された (導入クロックは 38kHz
×４) 後、高調波成分を取り除くための LPF14を介し、
ＦＭステレオコンポジット信号として出力される。な
お、図１図示の装置によるＦＭステレオコンポジット信
号の生成過程のシミュレーション結果を図２〜図４に示
す。
10に送られ、さらに、ROM11 の内容を順次読み出す (駆
動クロックは４×38kHz)ことにより生成されたパイロッ
ト信号と、加算器12で混合され、Ｄ／Ａコンバータ13に
よりアナログ信号に変換された (導入クロックは 38kHz
×４) 後、高調波成分を取り除くための LPF14を介し、
ＦＭステレオコンポジット信号として出力される。な
お、図１図示の装置によるＦＭステレオコンポジット信
号の生成過程のシミュレーション結果を図２〜図４に示
す。
【０００９】図２は図１図示装置のＡ／Ｄ変換器３，４
のサンプリング周波数を副信号22の副搬送波周波数の４
倍と設定した時の主信号（Ｌ＋Ｒ）／２のシミュレーシ
ョン波形を示し、(a) は終段 LPF14における時間対入力
波形図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は LPF14にお
ける時間対出力波形図である。
のサンプリング周波数を副信号22の副搬送波周波数の４
倍と設定した時の主信号（Ｌ＋Ｒ）／２のシミュレーシ
ョン波形を示し、(a) は終段 LPF14における時間対入力
波形図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は LPF14にお
ける時間対出力波形図である。
【００１０】図３は図２と同一条件の時の副信号（Ｌ−
Ｒ）／２のシミュレーション波形を示し、その(a) は終
段 LPF14における時間対入力波形図、(b) はそのスペク
トル線図、(c) は LPF14における時間対出力波形図であ
る。
Ｒ）／２のシミュレーション波形を示し、その(a) は終
段 LPF14における時間対入力波形図、(b) はそのスペク
トル線図、(c) は LPF14における時間対出力波形図であ
る。
【００１１】図４もまた図２と同一条件の時の主信号と
副信号との和信号Ｌのシミュレーション波形を示し、そ
の(a) はやはり終段 LPF14における時間対入力波形図、
(b)はそのスペクトル線図、(c) は LPF14における時間
対出力波形図である。
副信号との和信号Ｌのシミュレーション波形を示し、そ
の(a) はやはり終段 LPF14における時間対入力波形図、
(b)はそのスペクトル線図、(c) は LPF14における時間
対出力波形図である。
【００１２】図２、図３、図４を参照すれば明らかなよ
うに、図１図示装置を使用すれば、ステレオ音声信号が
理論どおり処理されて主信号、副信号およびコンポジッ
ト信号が出力されるのがわかる。
うに、図１図示装置を使用すれば、ステレオ音声信号が
理論どおり処理されて主信号、副信号およびコンポジッ
ト信号が出力されるのがわかる。
【００１３】また、図５にサンプリング周波数を、副搬
送波周波数の８倍、すなわち、304kHz とした場合のデ
ジタルＦＭステレオ変調器系統ブロック線図の他の実施
例を示す。この場合は副搬送波のサンプリング値が図10
(b) に示すように、０、１、−１以外に１／√２が出現
する。しかし、このサンプリングの各値は常に一定であ
り、乗算処理を ROM15と反転器16とを使用して処理する
ことができる。その他図５図示各ブロックで図１図示ブ
ロックと同一の作用をするブロックには同一の参照番号
を付し、詳細な説明はこれを省略した。
送波周波数の８倍、すなわち、304kHz とした場合のデ
ジタルＦＭステレオ変調器系統ブロック線図の他の実施
例を示す。この場合は副搬送波のサンプリング値が図10
(b) に示すように、０、１、−１以外に１／√２が出現
する。しかし、このサンプリングの各値は常に一定であ
り、乗算処理を ROM15と反転器16とを使用して処理する
ことができる。その他図５図示各ブロックで図１図示ブ
ロックと同一の作用をするブロックには同一の参照番号
を付し、詳細な説明はこれを省略した。
【００１４】図５の装置によるＦＭステレオコンポジッ
ト信号の生成過程のシミュレーション結果を図６〜図８
に示す。図６、図７および図８それぞれは図５図示装置
のＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリング周波数を副信号21
の副搬送波周波数の８倍に設定した時のそれぞれ主信号
（Ｌ＋Ｒ）／２、副信号（Ｌ−Ｒ）／２および和信号Ｌ
のシミュレーション波形を示し、各図の(a), (b)および
(c) はそれぞれ終段 LPF14の時間対入力波形図、(a) の
スペクトル線図および終段 LPF14の時間対出力波形図を
示している。
ト信号の生成過程のシミュレーション結果を図６〜図８
に示す。図６、図７および図８それぞれは図５図示装置
のＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリング周波数を副信号21
の副搬送波周波数の８倍に設定した時のそれぞれ主信号
（Ｌ＋Ｒ）／２、副信号（Ｌ−Ｒ）／２および和信号Ｌ
のシミュレーション波形を示し、各図の(a), (b)および
(c) はそれぞれ終段 LPF14の時間対入力波形図、(a) の
スペクトル線図および終段 LPF14の時間対出力波形図を
示している。
【００１５】ところで、実施が予想されるＦＭ多重放送
の搬送波周波数もステレオ副信号搬送波周波数と整数倍
関係になると考えられる。ＦＭステレオ変調器とＦＭ多
重変調器が合わせてデジタル化された場合、ＦＭステレ
オ変調器のサンプリング周波数を副搬送周波数の整数倍
とすることは重要である。
の搬送波周波数もステレオ副信号搬送波周波数と整数倍
関係になると考えられる。ＦＭステレオ変調器とＦＭ多
重変調器が合わせてデジタル化された場合、ＦＭステレ
オ変調器のサンプリング周波数を副搬送周波数の整数倍
とすることは重要である。
【００１６】ＦＭ多重放送との整合性についてサンプリ
ング周波数を副搬送波周波数の４倍にするか８倍にする
かを比較すると、アナログ段でＦＭ多重信号を混合する
場合は両者とも問題は無いが、デジタル段で混合する場
合には若干の相違がある。図２〜４と図６〜８を比較す
ると、終段 LPFの入力側における高調波の発生の様子が
異なり、ＦＭ多重放送の搬送波周波数の選定によって
は、サンプリング周波数を８倍とするのが有利となる場
合もある。以上実施例により本発明を詳細に説明してき
たが、本発明はこれら実施例に限定されることなく、発
明の要旨内で各種の変形、変更が可能である。
ング周波数を副搬送波周波数の４倍にするか８倍にする
かを比較すると、アナログ段でＦＭ多重信号を混合する
場合は両者とも問題は無いが、デジタル段で混合する場
合には若干の相違がある。図２〜４と図６〜８を比較す
ると、終段 LPFの入力側における高調波の発生の様子が
異なり、ＦＭ多重放送の搬送波周波数の選定によって
は、サンプリング周波数を８倍とするのが有利となる場
合もある。以上実施例により本発明を詳細に説明してき
たが、本発明はこれら実施例に限定されることなく、発
明の要旨内で各種の変形、変更が可能である。
【００１７】
【発明の効果】本発明のデジタルＦＭステレオ変調方法
は、アナログＦＭステレオ変調方法に比較し以下の長所
を持っている。 デジタル化により高い性能が期待できる。 特性劣化がなく無保守化が期待できる。 また、本発明のデジタルＦＭステレオ変調方法は、アナ
ログＦＭステレオ変調方法および従来技術のデジタルＦ
Ｍステレオ変調方法と比較し以下の長所を持っている。 汎用のＩＣによるハードウエアの構成であり、また
クロックレートが低いため製作上の問題が無く、安価で
ある。 部品点数が少なく高信頼である。 部品点数が少なく小型化が可能であると共に、１チ
ップＩＣ化によりステレオ変調器が周辺機器の一部品と
なる。 ＦＭ多重放送との整合性が良好となる。
は、アナログＦＭステレオ変調方法に比較し以下の長所
を持っている。 デジタル化により高い性能が期待できる。 特性劣化がなく無保守化が期待できる。 また、本発明のデジタルＦＭステレオ変調方法は、アナ
ログＦＭステレオ変調方法および従来技術のデジタルＦ
Ｍステレオ変調方法と比較し以下の長所を持っている。 汎用のＩＣによるハードウエアの構成であり、また
クロックレートが低いため製作上の問題が無く、安価で
ある。 部品点数が少なく高信頼である。 部品点数が少なく小型化が可能であると共に、１チ
ップＩＣ化によりステレオ変調器が周辺機器の一部品と
なる。 ＦＭ多重放送との整合性が良好となる。
【図１】本発明に係る一実施例構成のブロック線図、
【図２】図１図示実施例主信号のシミュレーション波形
を示し、(a) は終段ＬＰＦにおける時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段ＬＰＦにおける
時間対出力波形図。
を示し、(a) は終段ＬＰＦにおける時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段ＬＰＦにおける
時間対出力波形図。
【図３】図１図示実施例副信号のシミュレーション波形
を示し、(a) は終段ＬＰＦにおける時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段ＬＰＦにおける
時間対出力波形図。
を示し、(a) は終段ＬＰＦにおける時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段ＬＰＦにおける
時間対出力波形図。
【図４】図１図示実施例主信号と副信号との和信号のシ
ミュレーション波形を示し、(a) は時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は時間対出力波形図。
ミュレーション波形を示し、(a) は時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は時間対出力波形図。
【図５】本発明に係る他の実施例構成のブロック線図。
【図６】図５図示の他の実施例主信号のシミュレーショ
ン波形を示し、(a) は終段 LPFにおける時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段 LPFにおけ
る時間対出力波形図。
ン波形を示し、(a) は終段 LPFにおける時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段 LPFにおけ
る時間対出力波形図。
【図７】図５図示他の実施例副信号のシミュレーション
波形を示し、(a) は終段 LPFにおける時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段 LPFにおけ
る時間対出力波形図。
波形を示し、(a) は終段 LPFにおける時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段 LPFにおけ
る時間対出力波形図。
【図８】図５図示他の実施例主信号と副信号との和信号
のシミュレーション波形を示し、(a) は時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は時間対出力波形
図。
のシミュレーション波形を示し、(a) は時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は時間対出力波形
図。
【図９】ＦＭステレオコンポジット信号の周波数スペク
トル図。
トル図。
【図１０】本発明に係る実施例の副信号搬送波周波数に
関連したサンプリング点を示し、(a) はサンプリング周
波数を副信号搬送波周波数の４倍にとった場合、(b) は
８倍にとった場合を示す。
関連したサンプリング点を示し、(a) はサンプリング周
波数を副信号搬送波周波数の４倍にとった場合、(b) は
８倍にとった場合を示す。
１，２，14 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ３，４ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） ５，７，10, 12 加算器（ＡＤＤ） ６，８, 16 ビット反転器（ＩＮＶ） ９ 信号選択器（ＭＰ） 11, 15 ＲＯＭ 13 Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
Claims (1)
- 【請求項１】 デジタル処理された左音声信号および右
音声信号の和を主信号、デジタル処理された左音声信号
および右音声信号の差を副信号とし、当該副信号を副搬
送波で平衡変調し、平衡変調された副信号と前記主信号
とを多重してコンポジット信号とし、当該コンポジット
信号をアナログ信号に変換しＦＭ変調して伝送するにあ
たり、ｎを２，３，４───なる正の整数とした時、前
記デジタル処理に必要なサンプリング周波数を前記平衡
変調のための副搬送波の周波数の２ｎ倍に設定すること
を特徴とするデジタルＦＭステレオ変調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2122592A JPH05218992A (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | デジタルｆｍステレオ変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2122592A JPH05218992A (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | デジタルｆｍステレオ変調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05218992A true JPH05218992A (ja) | 1993-08-27 |
Family
ID=12049079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2122592A Pending JPH05218992A (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | デジタルｆｍステレオ変調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05218992A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5682431A (en) * | 1993-12-07 | 1997-10-28 | Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha | FM stereo broadcasting apparatus and method |
| JP2008203891A (ja) * | 1996-06-07 | 2008-09-04 | That Corp | Ｂｔｓｃエンコーダ |
| US8908872B2 (en) | 1996-06-07 | 2014-12-09 | That Corporation | BTSC encoder |
-
1992
- 1992-02-06 JP JP2122592A patent/JPH05218992A/ja active Pending
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| JP2008242477A (ja) * | 1996-06-07 | 2008-10-09 | That Corp | Ｂｔｓｃエンコーダ |
| JP2008242476A (ja) * | 1996-06-07 | 2008-10-09 | That Corp | Ｂｔｓｃエンコーダ |
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