JP2994901B2 - Stereo analog / digital conversion circuit - Google Patents
Stereo analog / digital conversion circuitInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ／ディジタル
変換回路に関するものであり、更に詳しくは、２チャネ
ルのステレオ・アナログ信号を２チャネルのディジタル
信号に変換するステレオ・アナログ／ディジタル変換回
路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an analog / digital conversion circuit, and more particularly to a stereo analog / digital conversion circuit for converting a two-channel stereo analog signal into a two-channel digital signal. It is.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、２チャネル（ステレオ）のアナロ
グ信号をディジタル信号に変換する場合は、２個のアナ
ログ／ディジタル変換器（以下、「ＡＤ変換器」とい
う）が必要であった。このため、回路が大規模になる問
題点があった。2. Description of the Related Art Conventionally, when converting a two-channel (stereo) analog signal into a digital signal, two analog / digital converters (hereinafter referred to as "AD converters") have been required. Therefore, there is a problem that the circuit becomes large-scale.
【０００３】また、２チャネルのアナログ信号を１個の
ＡＤ変換器でディジタル信号に変換する方法として、特
開昭５５ー１７８５０に示されている方法があった。こ
の方法を図３に示す。As a method of converting a two-channel analog signal into a digital signal with one AD converter, there has been a method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-17850. This method is shown in FIG.
【０００４】図３において、２チャネルのアナログ信号
Ｌ及びＲが、それぞれローパスフィルタ３１及び３１′
に入力され、その出力が、それぞれサンプルホールド回
路３２及び３２′に入力される。各々のサンプルホール
ド回路は、所定のサンプリング速度でアナログ値を保持
（ホールド）して出力する。それぞれの出力がアナログ
スイッチ３３に入力される。アナログスイッチ３３は、
ＬとＲの信号を交互にＡＤ変換器３４に入力して、
Ｌn，Ｒn，Ｌn+1，Ｒn+1，・・・の順にＡＤ変換する。
すなわち、ＡＤ変換結果はＬiとＲiのディジタル信号が
交互に時間分割されて出力される。In FIG. 3, two-channel analog signals L and R are applied to low-pass filters 31 and 31 ', respectively.
And its output is input to sample and hold circuits 32 and 32 ', respectively. Each sample and hold circuit holds (holds) and outputs an analog value at a predetermined sampling rate. Each output is input to the analog switch 33. The analog switch 33 is
The L and R signals are alternately input to the AD converter 34,
AD conversion is performed in the order of L n , R n , L n + 1 , R n + 1 ,.
That, AD conversion result is a digital signal of L i and R i are output after being divided time alternately.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】図３に於いて、ＬとＲ
の信号をＦｓ（Ｈｚ）でサンプリングする場合は、サン
プルホールド回路３２，３２′はＦｓ（Ｈｚ）で動作し
て、アナログスイッチ３３は２×Ｆｓ（Ｈｚ）で切り替
える必要がある。そのため、ＡＤ変換器３４は２×Ｆｓ
（Ｈｚ）の帯域が必要になる。このため、高速で高精度
なＡＤ変換器が必要になるが、このＡＤ変換器はＬとＲ
の信号を交互に変換しなければならないため、時間的に
連続した信号にならず、遅延器が含まれるデルタシグマ
変調型のＡＤ変換器は使用できない。デルタシグマ変調
型のＡＤ変換器は、高精度なアナログ回路技術を用い
ず、ほとんどディジタル回路技術で実現でき調整無しで
高精度なＡＤ変換が可能となるため、集積回路化には非
常に有効な技術である。In FIG. 3, L and R
Is sampled at Fs (Hz), the sample and hold circuits 32 and 32 'operate at Fs (Hz), and the analog switch 33 needs to switch at 2 × Fs (Hz). Therefore, the AD converter 34 has 2 × Fs
(Hz). For this reason, a high-speed and high-precision AD converter is required.
Must be alternately converted, the signal does not become temporally continuous, and a delta-sigma modulation type AD converter including a delay unit cannot be used. The delta-sigma modulation type AD converter is very effective for integrated circuit because it can be realized with almost digital circuit technology without using high-precision analog circuit technology and can perform high-precision AD conversion without adjustment. Technology.
【０００６】本発明は、ＡＤ変換器への入力信号を時間
的に連続した信号として、上記デルタシグマ変調型のＡ
Ｄ変換器の使用を可能としたステレオ・アナログ／ディ
ジタル変換回路を提供するものである。According to the present invention, the delta-sigma modulation type A signal is input to the AD converter as a temporally continuous signal.
An object of the present invention is to provide a stereo analog / digital conversion circuit which enables use of a D converter.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】２チャネルのアナログ信
号Ｌ，Ｒを直交変調し、その加算信号を単一のＡＤ変換
器に入力する構成とする。これにより、ＡＤ変換器への
入力を時間的に連続した信号とすることができる。ま
た、直交変調を用いているので、ＬとＲの信号は独立し
ているため、ＡＤ変換器の出力を復調することにより、
ＬとＲのディジタル信号を別々に取り出すことができ
る。A two-channel analog signal L, R is quadrature-modulated, and the added signal is input to a single AD converter. This allows the input to the AD converter to be a temporally continuous signal. Also, since the orthogonal modulation is used, the L and R signals are independent, so by demodulating the output of the AD converter,
The L and R digital signals can be separately extracted.
【０００８】[0008]
【実施例】図１に本発明のブロック図を示す。なお、図
１に於いては、簡単のため、本発明の作用に直接影響し
ない帯域制限フィルタ等は省略してある。1 shows a block diagram of the present invention. In FIG. 1, for simplicity, a band limiting filter or the like which does not directly affect the operation of the present invention is omitted.
【０００９】Ｌ及びＲのアナログ信号と、正弦波発生回
路１２の出力である周波数ｗのＣＯＳ波及びＳＩＮ波と
を、それぞれ乗算器１１及び１１′で乗算する。ここ
で、周波数ｗは、ＬとＲの信号の帯域より高い周波数に
する。乗算器１１，１１′の出力は、それぞれＬ×ＣＯ
Ｓ（ｗｔ）、Ｒ×ＳＩＮ（ｗｔ）となり、それらを入力
とする加算器１３の出力は式（１）の様になる。The multipliers 11 and 11 ′ multiply the L and R analog signals by the COS wave and the SIN wave of the frequency w output from the sine wave generating circuit 12, respectively. Here, the frequency w is set to a frequency higher than the band of the L and R signals. The outputs of the multipliers 11 and 11 ′ are L × CO
S (wt), R × SIN (wt), and the output of the adder 13 having these as inputs is as shown in equation (1).
【００１０】 Ｌ×ＣＯＳ（ｗｔ）＋Ｒ×ＳＩＮ（ｗｔ）・・・（１） このときの信号の帯域は図２のようになる。ＬとＲの信
号の帯域が（ａ）であるとすると、乗算後の信号、すな
わち変調された信号の帯域は（ｂ）に示すように２×ｗ
になる。L × COS (wt) + R × SIN (wt) (1) The signal band at this time is as shown in FIG. Assuming that the band of the L and R signals is (a), the band of the multiplied signal, that is, the band of the modulated signal is 2 × w as shown in (b).
become.
【００１１】加算器１３の出力信号はＡＤ変換器１４に
入力される。The output signal of the adder 13 is input to the AD converter 14.
【００１２】次に、ＡＤ変換された信号からＬとＲを分
離する方法の説明を行う。Next, a method of separating L and R from the AD-converted signal will be described.
【００１３】ＡＤ変換された信号は、サンプリングさ
れ、量子化されているが、簡単のため式（１）と等価と
する。式（１）で表わされる信号からＬの信号を分離し
て取り出すためには、周波数ｗのＣＯＳ波を乗算して、
帯域がｗのローパスフィルタに入力すればよい。すなわ
ち、ＡＤ変換器１４の出力信号と正弦波発生回路１２′
の出力である周波数ｗのＣＯＳ波とを乗算する乗算器１
５と、ローパスフィルタ１６とによりＬのディジタル信
号を取り出すことができる。The AD-converted signal is sampled and quantized, but for simplicity it is assumed to be equivalent to equation (1). In order to separate and extract the L signal from the signal represented by the equation (1), the signal is multiplied by a COS wave having a frequency w.
What is necessary is just to input to the low-pass filter of band w. That is, the output signal of the AD converter 14 and the sine wave generation circuit 12 '
Multiplier 1 that multiplies the output of COS wave of frequency w
5 and the low-pass filter 16 can extract an L digital signal.
【００１４】 ｛Ｌ×ＣＯＳ（ｗｔ）＋Ｒ×ＳＩＮ（ｗｔ）｝×ＣＯＳ（ｗｔ） ＝Ｌ×ＣＯＳ2（ｗｔ）＋Ｒ×ＳＩＮ（ｗｔ）×ＣＯＳ（ｗｔ） ＝｛Ｌ＋Ｌ×ＣＯＳ（２×ｗｔ）＋Ｒ×ＳＩＮ（２×ｗｔ）｝／２・・（２） このときの信号の帯域は図２（ｃ）の様になり、ｗ以下
の帯域にはＬの信号成分のみが残る。したがって、帯域
ｗのローパスフィルタを通すことによりＬの信号を分離
して取り出すことができる。{L × COS (wt) + R × SIN (wt)} × COS (wt) = L × COS 2 (wt) + R × SIN (wt) × COS (wt) = ｛L + L × COS (2 × wt ) + R × SIN (2 × wt)｝ / 2 (2) The signal band at this time is as shown in FIG. 2C, and only the L signal component remains in the band below w. Therefore, the signal of L can be separated and extracted by passing through the low-pass filter of the band w.
【００１５】同様にして、Ｒの信号も、ＡＤ変換器１４
の出力信号と周波数ｗのＳＩＮ波とを乗算すると式
（３）の様になり、帯域がｗのローパスフィルタを通す
ことにより、Ｒの信号を分離して取り出すことができ
る。Similarly, the signal of R is also converted by the AD converter 14.
Is multiplied by the SIN wave having the frequency w, the equation (3) is obtained. By passing through the low-pass filter having the band w, the R signal can be separated and extracted.
【００１６】 ｛Ｒ−Ｒ×ＣＯＳ（２×ｗｔ）＋Ｌ×ＳＩＮ（２×ｗｔ）｝／２・・（３） すなわち、ＡＤ変換器１４の出力信号と正弦波発生回路
１２′の出力である周波数ｗのＳＩＮ波とを乗算する乗
算器１５′と、帯域がｗのローパスフィルタ１６′とに
より、Ｒの信号を分離して取り出すことができる。{R−R × COS (2 × wt) + L × SIN (2 × wt)} / 2 (3) That is, the output signal of the AD converter 14 and the output of the sine wave generation circuit 12 ′. A signal of R can be separated and extracted by a multiplier 15 'for multiplying the SIN wave of frequency w by a low-pass filter 16' of band w.
【００１７】本発明の実施例として、ＡＤ変換器１４に
デルタシグマ変調型のＡＤ変換器を用いた場合の例を図
４に示す。FIG. 4 shows an example in which a delta-sigma modulation type AD converter is used as the AD converter 14 as an embodiment of the present invention.
【００１８】図４に於いて、デルタシグマ変調型のＡＤ
変換器４０は、加算器４４、積分器４５、１ビット量子
化器４６、デシメーションフィルタ４７と遅延器４８と
で構成されている。この様に、デルタシグマ変調型のＡ
Ｄ変換器には、遅延器、積分器、デシメーションフィル
タが含まれており、過去の値が影響するため、図３に示
すようなスイッチで切り替える方法は採用できない。他
の構成は、基本的に図１と同様の構成になっている。Ｌ
とＲのアナログ信号は各々ローパスフィルタ４１，４
１′で帯域制限されて、乗算器４２，４２′で変調され
る。この時の正弦波は、ディジタルの正弦波発生回路５
１１で発生したものを、ＤＡ変換器５２１及びバンドパ
スフィルタ５２２から成るＤＡ変換回路５２でアナログ
変換したものを用いている。５３はπ／２位相シフタで
ある。この様に、ディジタル回路で発生した正弦波を用
いることにより、変調時と復調時の周波数誤差が無くな
り、復調信号に歪みが発生することを防止できる。な
お、４３は加算器、４９，４９′は乗算器、５０，５
０′は帯域がｗのローパスフィルタ、５１は正弦波発生
回路、５１２はディジタル・π／２位相シフタである。In FIG. 4, a delta-sigma modulation type AD
The converter 40 includes an adder 44, an integrator 45, a 1-bit quantizer 46, a decimation filter 47, and a delay unit 48. Thus, the delta-sigma modulation type A
Since the D converter includes a delay unit, an integrator, and a decimation filter, and the past value affects the D converter, a method of switching with a switch as shown in FIG. 3 cannot be adopted. Other configurations are basically the same as those in FIG. L
And R analog signals are respectively low-pass filters 41 and 4
The band is limited by 1 'and modulated by multipliers 42 and 42'. The sine wave at this time is a digital sine wave generation circuit 5
The signal generated in step 11 is subjected to analog conversion by a DA converter 52 including a DA converter 521 and a band-pass filter 522. 53 denotes a π / 2 phase shifter. As described above, by using the sine wave generated by the digital circuit, the frequency error between the time of modulation and the time of demodulation is eliminated, and the generation of distortion in the demodulated signal can be prevented. 43 is an adder, 49 and 49 'are multipliers, 50 and 5
0 'is a low-pass filter having a band of w, 51 is a sine wave generation circuit, and 512 is a digital .pi. / 2 phase shifter.
【００１９】デルタシグマ変調型のＡＤ変換器は、１ビ
ットＡＤを用いたオーバーサンプリング技術と、ノイズ
シェーピング技術でＳＮ比（信号対雑音比）を向上させ
ている。具体的には、アナログ信号の加算器の出力をオ
ーバーサンプリング速度でサンプリングして、デシメー
ションフィルタ４７で雑音を除去すると共に、通常のサ
ンプリング速度に戻している。The delta-sigma modulation type AD converter improves the S / N ratio (signal-to-noise ratio) by an oversampling technique using 1-bit AD and a noise shaping technique. Specifically, the output of the adder of the analog signal is sampled at the oversampling rate, the noise is removed by the decimation filter 47, and the sampling rate is returned to the normal sampling rate.
【００２０】[0020]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、高精度なアナログ回路技術を用いず、ほとんどデ
ィジタル回路技術で実現でき、調整無しで高精度なＡＤ
変換が可能なデルタシグマ変調型のＡＤ変換器が使用で
きる。なお、図４のの箇所から信号を取り出すことに
より、ステレオ信号をモノラル信号と同様に扱うことが
できる。更に、２チャネルのアナログ信号の直交変調
に、復調側のディジタル回路で発生した正弦波を用いる
構成としているので、変調時と復調時の周波数誤差が無
くなり、復調信号に歪みが発生することを防止すること
ができるものである。 As described above in detail, according to the present invention, it is possible to realize a digital circuit technology almost without using a high-precision analog circuit technology, and to realize a high-precision AD without adjustment.
A delta-sigma modulation type AD converter capable of conversion can be used. By extracting a signal from the location shown in FIG. 4, a stereo signal can be handled in the same manner as a monaural signal. Further, quadrature modulation of two-channel analog signals
Use the sine wave generated by the digital circuit on the demodulation side
Frequency error between modulation and demodulation.
To prevent the demodulated signal from becoming distorted.
Can be done.
【図１】本発明のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of the present invention.
【図２】信号帯域図である。FIG. 2 is a signal band diagram.
【図３】従来技術のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a conventional technique.
【図４】本発明の実施例のブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of an embodiment of the present invention.
１１，１１′ 乗算器 １２，１２′ 正弦波発生回路 １３ 加算器 １４ ＡＤ変換器 １５，１５′ 乗算器 １６，１６′ ローパスフィルタ 11, 11 'Multiplier 12, 12' Sine Wave Generator 13 Adder 14 A / D Converter 15, 15 'Multiplier 16, 16' Low Pass Filter
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03M 1/12 H03M 7/30 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) H03M 1/12 H03M 7/30
Claims (1)
る正弦波及び余弦波を用いて２チャネルのアナログ信号
を直交変調し、その加算信号を単一のアナログ／ディジ
タル変換器に入力する手段と、ディジタルの正弦波発生
回路より出力される正弦波及び余弦波を用いて、上記ア
ナログ／ディジタル変換器の出力信号を２チャネルのデ
ィジタル信号に復調／分離する手段とを備えて成るステ
レオ・アナログ／ディジタル変換回路であって、上記デ
ィジタルの正弦波発生回路より出力される正弦波をディ
ジタル／アナログ変換するディジタル／アナログ変換器
と、該ディジタル／アナログ変換器の出力に接続される
バンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの出力に
接続されるπ／２位相シフタとから成る上記アナログ正
弦波発生回路を設けて成ることを特徴とするステレオ・
アナログ／ディジタル変換回路。1. An output from an analog sine wave generating circuit.
That by using a sine wave and cosine wave orthogonally modulating the analog signals of two channels, means for inputting the added signal to a single analog / digital converter, a digital sine wave generator
Using a sine wave and cosine wave output from the circuit, and a means for demodulating / separating the output signal of the analog / digital converter 2 channel digital signals stearate
A Leo analog / digital conversion circuit,
The sine wave output from the digital sine wave generation circuit is
Digital / analog converter for digital / analog conversion
Connected to the output of the digital / analog converter
Bandpass filter and output of the bandpass filter
The analog positive signal comprising a π / 2 phase shifter connected thereto.
A stereo system characterized by providing a sine wave generation circuit.
Analog / digital conversion circuit.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5039778A JP2994901B2 (en) | 1993-03-01 | 1993-03-01 | Stereo analog / digital conversion circuit |
| US08/170,899 US5642463A (en) | 1992-12-21 | 1993-12-21 | Stereophonic voice recording and playback device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5039778A JP2994901B2 (en) | 1993-03-01 | 1993-03-01 | Stereo analog / digital conversion circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06252760A JPH06252760A (en) | 1994-09-09 |
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ID=12562400
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP5039778A Expired - Fee Related JP2994901B2 (en) | 1992-12-21 | 1993-03-01 | Stereo analog / digital conversion circuit |
Country Status (1)
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Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
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1993
- 1993-03-01 JP JP5039778A patent/JP2994901B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JPH06252760A (en) | 1994-09-09 |
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