JPH05184567A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
- Publication number
- JPH05184567A JPH05184567A JP4004508A JP450892A JPH05184567A JP H05184567 A JPH05184567 A JP H05184567A JP 4004508 A JP4004508 A JP 4004508A JP 450892 A JP450892 A JP 450892A JP H05184567 A JPH05184567 A JP H05184567A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- adder
- polyphase
- memory
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Image Processing (AREA)
- Image Analysis (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
ル化受信信号に対する零挿入を、並列バスに対するデー
タの加算時に行うことによりデータレートの増大に伴う
演算の高速化を不要にし、高精度の加算を実現できる。 【構成】 配列された振動子T1〜TNにより超音波を
送受信してえられた受信信号をA/D変換器14〜17
でディジタルデータに変換し、このディジタルデータを
メモリ20〜23に記憶する。メモリ20〜23から読
み出されたデータは多相加算部24〜27で加算され、
零挿入される。多相加算部27の出力は補間器30でロ
ーパスフィルタ作用による補間され、DSC31で映像
信号に変換されて表示部32に表示される。
Description
/D変換し、受信指向性の合成を行うディジタルビーム
フォーマを有する超音波診断装置に関する。
ログ/ディジタル)変換し受信指向性の合成を行うディ
ジタルビームフォーマが、J.Acoust.Soc.
Am.63(2)に記載されている文献 A nove
l approach todigital beam
forming(以下、引用文献と略す)に知られてい
る。その動作原理は、ナイキストレート以上のサンプリ
ング速度で離散化された受信信号のデータ列に対して、
零パッド(以下零挿入という)とローパスフィルタによ
る補間演算により、データレートをサンプリング速度の
整数倍に高め、データに与える遅延時間を細かく変えら
れるようにしたものである。
装置の受信用ディジタルビームフォーマについて説明す
る。
の概略ブロック図である。図7において104は零挿入
器、105は遅延器、106は並列加算器、107は補
間器であり、零挿入器104、遅延器105、並列加算
部106、補間器107でディジタルビームフォーマを
構成する。
号がパルサレシーバ102に入力される。このパルサト
リガ信号は、電子集束およびセクタ走査を行うための位
相制御がなされている。4ヶのパルサレシーバ102
は、パルサトリガ信号により振動子T1〜T4を駆動す
るドライブパルスを出力する。振動子T1〜T4は、4
つのパルサレシーバからのドライブパルスにより設定さ
れた方向に超音波を送信する。
T1〜T4で受信され、パルサレシーバ102で増幅さ
れA/D変換器103で、ナイキストレート以上のサン
プリング周波数fs、サンプリング間隔Δtによりディ
ジタル信号に変換される。通常、5MHzの超音波受信
信号に対してサンプリング周波数は20MHz程度が選
ばれる。A/D変換器103のディジタル信号出力は零
挿入器104において図8に示すように零挿入される。
データとデータの間に挿入される零の個数を(M−1)
ケとすると、零挿入器104からの出力の零挿入された
データのデータレートはM・fsとなる。このMをオー
バサンプリング倍率と呼ぶ。
れたデータのデータレートは20MHz・8=160M
Hzとなる。零挿入器104からの出力である零挿入さ
れたデータに対して、遅延器105において遅延時間が
与えられる。ディジタル信号に対して与えられる遅延時
間は、ディジタル回路系で実現できる最小の遅延時間単
位(以後、量子化時間単位tqと呼ぶ)の整数倍とな
る。量子化時間単位は、通常そのディジタル信号のデー
タレート周波数の逆数に選ばれる。この場合、データレ
ートは160MHzであるので、量子化時間単位は6.
25nsとなり、この時間は音波の1周期の1/32に
相当する。
は、超音波を送信した方向で受信感度が最大となるよう
に位相制御されて、並列加算部106で加算される。零
挿入器を用いない場合のデータレートは20MHz、量
子化時間単位は50nsであり、この時間は音波の1周
期の1/4に相当する。通常、並列加算部106におい
て精度の高い加算、即ちサイドローブの少ないビームフ
ォームを可能にするためには、量子化時間単位は音波の
1周期の1/10〜1/40程度以下の短い時間が選ば
れる。
間器107で補間演算が行われる。補間演算としては、
例えばFIRフィルタによるローパスフィルタ処理が行
われる。この補間演算と並列加算部106における加算
演算は、共に線形演算であるので演算の順番を変える事
が可能である。すなわち零挿入の後の加算と補間演算
は、零挿入の後に補間してから加算する場合と等価であ
り、さらに零挿入におけるデータレートと同一のサンプ
リング速度で動作するA/Dコンバータを使用した場合
とも等価である。
を用いることにより、ナイキストレート程度のサンプリ
ング周波数で動作するA/D変換器を使用した場合で
も、その数倍程度以上のデータレートに相当する量子化
時間単位が実現され、精度の高いビームフォームが可能
になる。補間器107の出力はディジタルスキャンコン
バータ(以後DSCと呼ぶ)108で映像信号に変えら
れ表示部109に表示される。
来の超音波診断装置では、受信のディジタルビームフォ
ーマの零挿入器104、補間器107においてデータレ
ートが増大し、高速で動作する回路を実現する必要があ
るという問題があった。
るものであり、零挿入によるデータレートの増大に伴う
演算速度の高速化を不要にし、かつ精度の高いビームフ
ォームが可能な、優れた超音波診断装置を提供すること
を目的とする。
に、請求項1の発明の超音波診断装置は、配列された振
動子からの受信信号をディジタル化してメモリに記憶
し、このメモリから読み出されたデータを、共通データ
バスを介して並列パイプラインに設けられた加算器によ
り構成される多相加算器に入力するようにしたものであ
る。
された振動子からの受信信号をディジタル化してメモリ
に記憶し、このメモリから読み出されたデータを、シフ
タを有する共通データバスを介して並列パイプラインに
設けられた加算器により構成される多相加算器に入力
し、特にその内の一つの加算器にはデータセレクタが接
続され、そのデータセレクタの1つの入力には共通デー
タバスが直接接続され、他の入力にはラッチを介して共
通データバスが接続されたものであり、これらの加算器
の2個を同時に加算演算させるようにしたものである。
動子からの複数の受信信号をディジタル化し、メモリに
記憶、読みだされたデータを多相加算器に入力すること
により、零挿入によるデータレートの増大に伴う演算速
度の高速化が不要になり、高精度のディジタルビームフ
ォームが可能になる効果を有する。
子からの複数の受信信号をディジタル化し、メモリに記
憶して、読みだされたデータを多相加算器に入力するこ
とにより、零挿入によるデータレートの増大に伴う演算
速度の高速化が不要になり、より高精度のディジタルビ
ームフォームが可能になる効果を有する。
例について説明する。
ブロック図である。図1において、1は超音波プローブ
であり、Nケの配列された振動子T1〜TNで構成され
ている。この例では説明を簡単にするため、N=4とし
ている。2は各部のタイミング等を制御する主制御部、
10〜13はパルサレシーバ、14〜17はA/D変換
器、20〜23はメモリ、24〜27は多相加算部、3
0は補間器、31はDSC、32は表示部である。振動
子Tiに接続されたメモリ、多相加算部をiチャンネル
の遅延回路と呼ぶ。メモリ20〜23、多相加算部24
〜27、補間器30によりディジタルビームフォーマを
構成する。
図1において、まず主制御部2からのトリガ信号がパル
サレシーバ10〜13に入力される。これらのトリガ信
号は電子集束およびセクタ走査を行うために位相制御さ
れている。4ヶのパルサレシーバ10〜13は、これら
トリガ信号によりドライブパルスを発生し、振動子T1
〜T4を駆動する。振動子T1〜T4はパルサレシーバ
10〜13により駆動され、設定された方向に超音波を
送信する。被検体内で反射した超音波は同じ振動子T1
〜T4で受信され、A/D変換器に送られる。A/D変
換器14〜17によりサンプリング周波数fs(=1/
Δt、;Δtサンプリング間隔)でディジタルデータに
変換された受信信号はメモリ20〜23に書き込まれ
る。メモリ20〜23に書き込まれたデータは、超音波
を送信した方向で受信感度が最大となるようにタイミン
グを制御されて読み出される。メモリ20〜23は、書
き込みと読み出しのタイミングをずらすことにより遅延
素子として使われている。読み出されたデータは多相加
算部24〜27において加算される。多相加算部24で
はデータ″零″が入力され、多相加算部25〜27では
前段の多相加算部24〜26の出力が入力される。多相
加算部27の出力は補間器30でローパスフィルタ作用
により補間演算される。補間器30の出力はDSC31
で映像信号に変えられ表示部32に表示される。
り詳細なブロック図である。図2において、120はメ
モリ、CBはメモリの出力に接続された共通データバ
ス、130〜133は加算器、s0〜s3は加算制御信
号であり、sm(0≦m≦3)で表す。P0〜P3はパ
イプラインであり、Pm(0≦m≦3)で表す。140
〜143はラッチ、145は制御部、146はゲート、
mrはメモリ120の読み出し制御信号、ddは遅延制
御信号、scはサンプリングクロックである。
制御部145は加算制御信号sm、メモリの読みだし制
御信号mrを出力する。共通データバスCB、加算器1
30〜133、パイプラインPm、ラッチ140〜14
3、制御部145、ゲート146により多相加算部を構
成する。加算器の個数はパイプラインの本数に等しく、
その数は後に示すようにオーバサンプリング倍率Mの値
により決められる。次に、上記多相加算部の第1の実施
例の動作について説明する。
タRX(i,k)(但し、iは振動子Tiからの出力を
意味し、kは多相加算部におけるk番目の演算タイミン
グを意味する)は共通データバスCBを介して加算器1
30〜133に入力され、パイプラインPmのデータP
D(i,k,m)との間で以下のような演算、すなわち
零挿入がサンプリング周波数fsに等しい速度で行われ
る。
または零個においてパイプラインPmからのデータとの
間で加算が行われ、残りの加算器ではパイプラインPm
からの入力データがそのまま次のパイプラインPmに出
力される。その状態は次の数1で表せる。
加算器の出力に対応し、ZP(i,k,m)はどのパイ
プラインに加算が行われるかを表す関数である。
てZPは以下の値を取る。 ZP(i,k,m)=1 ZP(i,k,mm)=0 mm≠mに
対して;パイプラインPmに加算、残りのパイプライン
に零挿入。または、 ZP(i,k,m)=0 0≦m≦3 ;全てのパイプラインに零挿入。
器130〜133、制御部145により以下のように行
われる。まず各加算器130〜133は以下のような演
算モードを有する。
1の場合、 データバスモード Y=B sm=
0の場合、 但し、A;共通データバスCBからの入力値 B;パイプラインPmからの入力値 Y;加算器の出力 以上のように演算モードは加算制御信号smにより制御
される。
20の読み出し制御信号mr(mr=1で読み出し可、
mr=0で読み出し禁止)が各演算タイミングkにおい
て遅延制御信号ddにより変化する様子の一例をs0,
s1,s2,s3,mrのビットパターンとして示した
ものである。
パターンは変化なし、dd=1でビットパターンは右へ
シフトローテイト、mr=1となった場合はメモリの読
み出し禁止、mr=1の次の演算ステップではmr=0
である。sm=0は零挿入に対応する。これらの演算ス
テップはサンプリングクロックSCに等しい速度で行わ
れる。
加算部における零挿入、および補間器30における補間
の様子を示す。図を分かりやすくするため、パイプライ
ンPmから加算器130〜133への入力データは全て
零としてある。
=1に対してZP(i,k,m)=1である場合を示
し、図に示すようにしてデータRX(i,k)に対して
3ケの″零″が挿入される。この場合、零挿入された加
算器130〜133の出力のデータPD(i,k,m)
は入力のデータRX(i,k)に対して遅延時間tqが
与えられたと見なせる。また、この場合オーバサンプリ
ング倍率M=4となる。このようにMの値と加算器の個
数、パイプラインPmの本数が一致する。
フィルタにより行われる。FIRフィルタの出力のデー
タレートをサンプリング周波数fsと同一に選ぶとす
る。フィルタの次数をMと等しくした場合、フィルタの
出力Z(k)は、次の数2で表される。
した場合、フィルタの出力Z(k)は、次の数3で表さ
れる。
グk毎にデータRX(i,k)に対して量子化時間単位
tq(=1/M・fs)の精度で遅延時間が変化、制御
される様子を示す。
(i,k,m)=1、m≠0においてZP(i,k,
m)=0、k=2では、m=1においてZP(i,k,
m)=1、m≠1においてZP(i,k,m)=0、k
=3では、k=2の時と同様にm=1においてZP
(i,k,m)=1、m≠1においてZP(i,k,
m)=0、k=4では、m=2においてZP(i,k,
m)=1、m≠2においてZP(i,k,m)=0、k
=5では、m=3においてZP(i,k,m)=1、m
≠3においてZP(i,k,m)=0、k=6では、0
≦m≦3においてZP(i,k,m)=0、m≠2にお
いてZP(i,k,m)=0、k=7では、m=0にお
いてZP(i,k,m)=1、m≠3においてZP
(i,k,m)=0、となっている。
が与えられたのに対して、図4では、演算タイミングk
毎にデータRX(I,K)に対して量子化時間単位tq
のm(0≦m≦3)倍の遅延時間を加えることが出来
る。
の制御によりサンプリング間隔の整数倍の遅延時間が与
えられる。
(M−1)倍の遅延時間とサンプリング間隔の整数倍の
遅延時間の和、すなわち量子化時間単位tqの任意の整
数倍の遅延時間が演算タイミング毎に各チャンネルの受
信信号のデータに加える事が出来る。このように演算タ
イミング、すなわちA/D変換器14〜17のサンプリ
ングタイミング毎に遅延時間を変化させる方式は、電子
集束等の焦点距離を受信エコーの深さに合わせて変化さ
せるダイナミックフォーカス方式ではきわめて有用な技
術である。
1,図2に示すように配列振動子からの複数の受信信号
をディジタル化してメモリに記憶し、このメモリから読
みだされたデータを多相加算部に入力することにより、
零挿入によるデータレート増大に伴う演算速度の高速化
が不要であり、高精度のディジタルビームフォーマが実
現できるという効果を有する。
発明の第2の実施例を説明する。
である。図5において、145は制御部、160はシフ
タ、161はラッチ、162はデータセレクタ、smは
加算制御信号、mrはメモリの読みだし制御信号、sh
はシフタ制御信号、seはセレクタ制御信号、ddは遅
延制御信号であり、その他の部分に関しては図2と同様
であるので、その説明を省略する。制御信号ddは制御
部145に入力され、制御部145は加算制御信号s
m、メモリの読みだし制御信号mr、シフタ制御信号s
h、セレクタ制御信号seを出力する。共通データバス
CB、加算器130〜133、パイプラインPm、ラッ
チ140〜143、制御部145、ゲート146、シフ
タ160、ラッチ161、データセレクタ162により
多相加算部を構成する。
作について説明する。図5において、まずメモリ120
からデータRX(i,k)(但し、iは振動子Ti、1
≦i≦Nからの出力を意味し、kは多相加算部における
k番目の演算タイミングを意味する)は、共通データバ
スCBを介して加算器130〜133に入力され、パイ
プラインPmのデータPD(i,k,m)との間で、次
の数4または数5、数6に示す演算がサンプリング周波
数fsに等しい速度で行われる。
左辺は加算器の出力に対応し、ZP(i,k,m)は零
挿入に対応する関数である。ZPは以下のような値を取
る。
2 または、ZP(i,k,2)=1 ZP(i,k,m)=0、 m≠2 または、ZP(i,k,2)=0.5 ZP(i,k,3)=0.5 ZP(i,k,m)=0 m≠2,m≠
3 または、ZP(i,k,M−1)=0.5 ZP(i,k+1,1)=0.5 ZP(i,k,m)=0 m≠M−1,
m≠1 上記数4〜数6に示した零挿入はメモリ120、加算器
130〜133、制御部145、シフタ160、ラッチ
161、データセレクタ162により以下のように行わ
れる。まず各加算器130〜133は以下のような演算
モードを有する。
1の場合、 データバスモード Y=B sm=
0の場合、 但し、A;共通データバスCBからの入力値 B;パイプラインPmからの入力値 Y;加算器の出力 シフタ160は以下のような演算モードを持つ。
1の場合、 シフタモード Y=E/2 sh=
0の場合、 但し、E;メモリ出力からの入力値 Y;シフタの出力値 ラッチ161とデータセレクタ162の組み合わせは以
下のような演算モードを持つ。
se=1 零クロック遅延 Y(k)=E(k) 但し、
se=0 但し、E(k−1);ラッチを通過したデータセレクタ
の入力値 E(k);ラッチを通過しないデータセレクタの入力値 Y;データセレクタの出力値 (表2)は、加算制御信号sm、メモリ120の読み出
し制御信号mr(mr=1で読み出し可、mr=0で読
み出し禁止)、シフタ制御信号sh、セレクタ制御信号
seが各演算タイミングkにおいて遅延制御信号ddに
より変化する様子の一例をs0,s1,s2,s3,m
rのビットパターンとして示したものである。
パターンは変化なし、dd=1でビットパターンは右へ
シフトローテイト、mr=1となった場合はメモリの読
み出し禁止、mr=1の次の演算ステップではmr=0
である。sm=0は零挿入に対応する。
おける零挿入、および補間器30における補間の様子を
示す。図を分かりやすくするため、パイプラインPmか
ら加算器130〜133への入力データは全て零として
ある。
ータRX(i,k)に対して量子化時間単位の半分、t
q/2、(=1/2M・fs)の精度で遅延時間が変
化、制御される様子を示す。
(i,k,m)=1、m≠0においてZP(i,k,
m)=0、k=2では、m=0,1においてZP(i,
k,m)=0.5、m≠1においてZP(i,k,m)
=0、k=3では、k=2の時と同様にm=0,1にお
いてZP(i,k,m)=0.5、m≠0.1において
ZP(i,k,m)=0.5、k=4では、m=1にお
いてZP(i,k,m)=1、m≠1においてZP
(i,k,m)=0、以下同様にしてk=8では、m=
3においてZP(i,k,m)=1、m≠3においてZ
P(i,k,m)=0、k=9では、m=3においてZ
P(i,k,m)=0.5、m≠3においてZP(i,
k,m)=0、k=10では、m=0においてZP
(i,k,m)=0.5、m≠0においてZP(i,
k,m)=0、k=11では、m=0においてZP
(i,k,m)=1、m≠0においてZP(i,k,
m)=0、となっている。
ング毎にデータRX(I,K)に対して量子化時間単位
の半分、tq/2の0〜2M−1倍の遅延時間を加える
ことが出来る。
の制御によりサンプリング間隔の整数倍の遅延時間が与
えられる。
q/2の0〜(2M−1)倍の遅延時間とサンプリング
間隔の整数倍の遅延時間の和、すなわち量子化時間単位
の半分tq/2の任意の整数倍の遅延時間が、演算タイ
ミング毎に各チャンネルの受信信号のデータに加えるこ
とが出来る。このように演算タイミング毎に遅延時間を
変化させる方式は、電子集束等の焦点距離を受信エコー
の深さに合わせて変化させるダイナミックフォーカス方
式ではきわめて有用な技術である。
5に示すように配列振動子からの複数の受信信号をディ
ジタル化してメモリに記憶し、このメモリから読み出さ
れたデータを多相加算器に入力することにより、零挿入
によるデータレートの増大に伴う演算の高速化が不要で
あり、高精度のディジタルビームフォームが可能になる
効果を有する。
かなように、配列振動子からの複数の受信信号をディジ
タル化してメモリに記憶し、このメモリから読み出され
たデータを共通データバスを介して並列パイプラインに
設けられた加算器により構成される多相加算部に入力す
ることにより、零挿入によるデータレートの増大に伴う
演算速度の高速化を招くことなく、高精度のディジタル
ビームフォームが可能になる効果を有する。
た振動子からの受信信号をディジタル化して、メモリに
記憶し、このメモリから読み出されたデータを、シフタ
を有する共通データバスを介して、並列パイプラインに
設けられた加算器により構成される多相加算器に入力
し、特にその内の一つの加算器にはデータセレクタが接
続され、そのデータセレクタの1つの入力には共通デー
タバスが直接接続され、他の入力にはラッチを介して共
通データバスが接続されたものであり、これらの加算器
2個を同時に加算演算させることにより、零挿入による
データレートの増大に伴う演算速度の高速化が不要にな
り、量子化時間単位が細かい高精度のディジタルビーム
フォームが可能になる効果を有する。
の概略ブロック図
を示すブロック図
子を説明するための図
子を説明するための図
細な構成を示すブロック図
ける動作を説明するための図
零挿入の様子を説明するための図
Claims (2)
- 【請求項1】 配列振動子からの受信信号を記憶するメ
モリと、前記メモリの出力に接続された多相加算部を備
え、前記多相加算部は複数のパイプラインと、前記パイ
プラインのそれぞれに設けられた加算器と、前記加算器
に共通接続された共通データバスを有し、前記共通デー
タバスは前記メモリに接続され、前記多相加算部は前記
パイプラインを介して直列接続され、前記多相加算部に
おける零挿入および前記メモリの読み出しを制御する制
御部を有することを特徴とする超音波診断装置。 - 【請求項2】 多相加算部が共通データバスに接続され
たシフタと、前記シフタに接続されたラッチと、前記シ
フタの出力およびラッチの出力に接続されたデータセレ
クタとを有し、1つの加算器の入力が前記セレクタの出
力に接続されたことを特徴とする請求項1記載の超音波
診断装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4004508A JP2722910B2 (ja) | 1992-01-14 | 1992-01-14 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4004508A JP2722910B2 (ja) | 1992-01-14 | 1992-01-14 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05184567A true JPH05184567A (ja) | 1993-07-27 |
JP2722910B2 JP2722910B2 (ja) | 1998-03-09 |
Family
ID=11585999
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4004508A Expired - Lifetime JP2722910B2 (ja) | 1992-01-14 | 1992-01-14 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2722910B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11216138A (ja) * | 1998-02-05 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 超音波診断装置のビームフォーマ |
JP2009112813A (ja) * | 2007-11-07 | 2009-05-28 | Aloka Co Ltd | 受信ビームフォーマ |
JP2012143473A (ja) * | 2011-01-14 | 2012-08-02 | Konica Minolta Medical & Graphic Inc | 超音波診断装置 |
JP2019501577A (ja) * | 2015-11-30 | 2019-01-17 | レイセオン カンパニー | ビームフォーミングエンジン |
-
1992
- 1992-01-14 JP JP4004508A patent/JP2722910B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11216138A (ja) * | 1998-02-05 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 超音波診断装置のビームフォーマ |
JP2009112813A (ja) * | 2007-11-07 | 2009-05-28 | Aloka Co Ltd | 受信ビームフォーマ |
JP2012143473A (ja) * | 2011-01-14 | 2012-08-02 | Konica Minolta Medical & Graphic Inc | 超音波診断装置 |
JP2019501577A (ja) * | 2015-11-30 | 2019-01-17 | レイセオン カンパニー | ビームフォーミングエンジン |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2722910B2 (ja) | 1998-03-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3100637B2 (ja) | 多重位相並列処理を持つディジタルビームフォーマ | |
JP4039643B2 (ja) | 超音波ビーム形成装置 | |
US5544128A (en) | Multi-beam digital beamforming method and apparatus | |
JP3759769B2 (ja) | 超音波ビームフォーマ | |
JP2776986B2 (ja) | 部分的なビーム形成 | |
US7508737B1 (en) | Ultrasound receive beamformer | |
US4809184A (en) | Method and apparatus for fully digital beam formation in a phased array coherent imaging system | |
US6494842B2 (en) | Ultrasound receive beamforming apparatus using multi stage delay devices | |
CN102449499A (zh) | 使用自适应数据减少的超声波成像测量装置 | |
WO1995031135A1 (fr) | Procede et dispositif pour une reception numerique multicanal et dispositif de diagnostic a ultrasons | |
JPH10293171A (ja) | 超音波ビーム形成装置 | |
JPH03123879A (ja) | 超音波エコーグラフ装置 | |
JP2001099913A (ja) | 受波ビーム形成方法、受波ビーム形成装置およびマッチドフィルタ | |
JP2722910B2 (ja) | 超音波診断装置 | |
JPH057587A (ja) | 超音波受信装置 | |
JP2901535B2 (ja) | 超音波診断装置 | |
JP3976897B2 (ja) | 超音波装置 | |
Camacho et al. | A strict-time distributed architecture for digital beamforming of ultrasound signals | |
US5490511A (en) | Digital phase shifting apparatus | |
JP3697328B2 (ja) | 超音波診断装置 | |
JPH11216138A (ja) | 超音波診断装置のビームフォーマ | |
CN1047862C (zh) | 产生数字射束形成器信号的方法和装置 | |
JP4395558B2 (ja) | 超音波診断装置 | |
JP2737703B2 (ja) | 超音波受信装置 | |
JPH0515533A (ja) | 超音波診断装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071128 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081128 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091128 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091128 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101128 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111128 Year of fee payment: 14 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121128 Year of fee payment: 15 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121128 Year of fee payment: 15 |