JP2776986B2 - 部分的なビーム形成 - Google Patents
部分的なビーム形成Info
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- JP2776986B2 JP2776986B2 JP6522107A JP52210794A JP2776986B2 JP 2776986 B2 JP2776986 B2 JP 2776986B2 JP 6522107 A JP6522107 A JP 6522107A JP 52210794 A JP52210794 A JP 52210794A JP 2776986 B2 JP2776986 B2 JP 2776986B2
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-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
- G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
- G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
- G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
- G10K11/341—Circuits therefor
- G10K11/345—Circuits therefor using energy switching from one active element to another
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 関係する出願との参照関係 本出願と同じ代理人に委託され、そしてこれと同時に
出願された、多重位相並列処理を持つディジタルビーム
フォーマと題する、米国特許出願第93 P 7418号が、関
係する出願である。
出願された、多重位相並列処理を持つディジタルビーム
フォーマと題する、米国特許出願第93 P 7418号が、関
係する出願である。
発明の背景 1.発明の分野 本発明は、ディジタル信号処理技術、すなわちアナロ
グ−ディジタルコンバータ、ディジタルメモリ、加算
器、乗算器、フィルタ等、を用いる時間ドメイン受信ビ
ームフォーマに、そしてより特定化すれば、医療用超音
波診断装置内のディジタル受信ビーム形成のための方法
および装置に関する。
グ−ディジタルコンバータ、ディジタルメモリ、加算
器、乗算器、フィルタ等、を用いる時間ドメイン受信ビ
ームフォーマに、そしてより特定化すれば、医療用超音
波診断装置内のディジタル受信ビーム形成のための方法
および装置に関する。
2.本発明の背景 装置内のビーム形成の目的は、他の場所からのノイズ
および干渉信号の存在する中にあって、望ましい場所か
ら到達した信号の受信を改善するために狭いビームを形
成することにある。ビーム形成は、エネルギー送信また
は受信の間に実行される。本発明は、受信の間のビーム
の形成に関する。
および干渉信号の存在する中にあって、望ましい場所か
ら到達した信号の受信を改善するために狭いビームを形
成することにある。ビーム形成は、エネルギー送信また
は受信の間に実行される。本発明は、受信の間のビーム
の形成に関する。
ビーム形成は多くの用途、すなわちレーダー、ソナ
ー、通信、地球物理学、宇宙物理学等、において有益で
ある。本発明は、超音波結像におけるビーム形成に関す
る。医療用超音波結像装置を用いて、患者の身体内の解
剖学的構造が表示され、そして分析されることができ
る。この装置は、極めて高い周波数（標準的には2MHzか
ら10MHz）の音波を患者内に送信し、そして次に試験さ
れている身体内の構造から反射されたエコーを処理す
る。この装置の目的は、戻ってきたエコーを表示および
／または分析することである。医療用超音波診断装置に
よって用いられるディスプレイには多くの型式が存在す
るが、おそらく最も一般的に使用されているものの１つ
は、試験されている解剖学的構造の選択された断面の二
次元イメージである。駆動のこの重要なモードは、エコ
ーまたはＢモードと呼ばれている。動作のこのモードを
用いて、患者の中のかなりの数の解剖学的欠陥が検出さ
れる。さらに、そのような欠陥のサイズもよりまたはわ
ずかに精密に決定することができる。動作のこのモード
においては、選択された断面からの全てのエコーが処理
され、そして表示される。動作のこのモードにおける実
行に関して最もクリティカルな動作パラメータは、分解
能セルのサイズである。分解能セルのサイズは、ダイナ
ミックな焦点あわせおよびダイナミック（整合された）
フィルタを設けることによって減少（それによって分解
能を向上させる）させることができる。これらの技術は
アナログビームフォーマよりもディジタルビームフォー
マにおいて設ける方が容易である。
ー、通信、地球物理学、宇宙物理学等、において有益で
ある。本発明は、超音波結像におけるビーム形成に関す
る。医療用超音波結像装置を用いて、患者の身体内の解
剖学的構造が表示され、そして分析されることができ
る。この装置は、極めて高い周波数（標準的には2MHzか
ら10MHz）の音波を患者内に送信し、そして次に試験さ
れている身体内の構造から反射されたエコーを処理す
る。この装置の目的は、戻ってきたエコーを表示および
／または分析することである。医療用超音波診断装置に
よって用いられるディスプレイには多くの型式が存在す
るが、おそらく最も一般的に使用されているものの１つ
は、試験されている解剖学的構造の選択された断面の二
次元イメージである。駆動のこの重要なモードは、エコ
ーまたはＢモードと呼ばれている。動作のこのモードを
用いて、患者の中のかなりの数の解剖学的欠陥が検出さ
れる。さらに、そのような欠陥のサイズもよりまたはわ
ずかに精密に決定することができる。動作のこのモード
においては、選択された断面からの全てのエコーが処理
され、そして表示される。動作のこのモードにおける実
行に関して最もクリティカルな動作パラメータは、分解
能セルのサイズである。分解能セルのサイズは、ダイナ
ミックな焦点あわせおよびダイナミック（整合された）
フィルタを設けることによって減少（それによって分解
能を向上させる）させることができる。これらの技術は
アナログビームフォーマよりもディジタルビームフォー
マにおいて設ける方が容易である。
幾つかの診療用途においては、解剖学的欠陥は比較的
小さく、そしてより大きな解剖学的構造から反射された
エコーによって影が投じられる。しかし、血管内または
付近の小さな解剖学的欠陥は、欠陥内を流れる速度にお
ける比較的大きな変化を生じさせることによってそれ自
体明らかにされる。ドップラーシフトエコー処理技術が
移動する物体の速度を決めるために用いられることは知
られている。血液流に関するドップラーシフトの表示
は、比較的小さな解剖学上の異常をより容易に検出する
ことを可能とする。キムによって出願された米国特許第
4,800,891号において説明されているような、カラーフ
ローとして今や一般的に知られている、動作のこのモー
ドは、血液速度に関するドップラー情報を解剖学的構造
の大きな選択された断面から収集することを可能として
いる。しかし、充分に高いフレームレートにおいて正確
な高い分解能をもって血液流イメージを出現させるため
に充分な超音波データを得ることは難しい。小さな断面
領域から血液流の速度に関するより精密なドップラー情
報を得るためには、例えば、1986年６月に発行されたヒ
ューレットパッカードジャーナルの35ページから40ペー
ジに示されているハルバーグとシーレによる文献から知
られるような、ドップラー処理技術が用いられる。この
技術を用いることによって、より多くの時間を選択され
た小さな領域に振り向けることが可能となった。このド
ップラーデータは普通FFT技術によって処理され、そし
てスペクトルによって表示される。ドップラーデータは
また可聴信号としても提供される。
小さく、そしてより大きな解剖学的構造から反射された
エコーによって影が投じられる。しかし、血管内または
付近の小さな解剖学的欠陥は、欠陥内を流れる速度にお
ける比較的大きな変化を生じさせることによってそれ自
体明らかにされる。ドップラーシフトエコー処理技術が
移動する物体の速度を決めるために用いられることは知
られている。血液流に関するドップラーシフトの表示
は、比較的小さな解剖学上の異常をより容易に検出する
ことを可能とする。キムによって出願された米国特許第
4,800,891号において説明されているような、カラーフ
ローとして今や一般的に知られている、動作のこのモー
ドは、血液速度に関するドップラー情報を解剖学的構造
の大きな選択された断面から収集することを可能として
いる。しかし、充分に高いフレームレートにおいて正確
な高い分解能をもって血液流イメージを出現させるため
に充分な超音波データを得ることは難しい。小さな断面
領域から血液流の速度に関するより精密なドップラー情
報を得るためには、例えば、1986年６月に発行されたヒ
ューレットパッカードジャーナルの35ページから40ペー
ジに示されているハルバーグとシーレによる文献から知
られるような、ドップラー処理技術が用いられる。この
技術を用いることによって、より多くの時間を選択され
た小さな領域に振り向けることが可能となった。このド
ップラーデータは普通FFT技術によって処理され、そし
てスペクトルによって表示される。ドップラーデータは
また可聴信号としても提供される。
ビーム形成の品質は、超音波結像装置の動作のこれま
で説明されたモードの正確さ、分解能および他のパラメ
ータいに大きな影響を与える。一般的なビームフォーマ
は、特定の方向から超音波ビームフォーマ上に入射する
超音波圧力場の信号伝搬遅延に整合させるために、電子
的な時間遅延を備えている。この時間遅延（または空間
的処理）は、背景ノイズおよび方向性干渉に関するコヒ
ーレント波面の振幅を拡大させる。アナログビームフォ
ーマにおいては、このことはアナログ遅延線および加算
ネットワークを用いて行われる。これらのアナログコン
ポーネントは、多くの異なる方法において最近の超音波
診断装置を制限しており、そしてそのためこれは望まし
いことではない、それらは比較的化高価であり、不安定
であり、そして環境条件および経年によって影響され
る。アナログコンポーネントはまた、注意深い製造およ
び組立を必要とする。アナログ遅延線の使用もまた、最
近の超音波装置の望ましい柔軟性を制限する。前に説明
された動作の主要なモードをサポートするために、アナ
ログビームフォーマにおいては多くの妥協が行われてき
た。さらにまた、リアルタイムの超音波装置のフレーム
レートを増加させるために必要な、並列処理は、もしビ
ームフォーマがアナログ処理技術を用いて行われるので
あれば、極めて高価なものである。
で説明されたモードの正確さ、分解能および他のパラメ
ータいに大きな影響を与える。一般的なビームフォーマ
は、特定の方向から超音波ビームフォーマ上に入射する
超音波圧力場の信号伝搬遅延に整合させるために、電子
的な時間遅延を備えている。この時間遅延（または空間
的処理）は、背景ノイズおよび方向性干渉に関するコヒ
ーレント波面の振幅を拡大させる。アナログビームフォ
ーマにおいては、このことはアナログ遅延線および加算
ネットワークを用いて行われる。これらのアナログコン
ポーネントは、多くの異なる方法において最近の超音波
診断装置を制限しており、そしてそのためこれは望まし
いことではない、それらは比較的化高価であり、不安定
であり、そして環境条件および経年によって影響され
る。アナログコンポーネントはまた、注意深い製造およ
び組立を必要とする。アナログ遅延線の使用もまた、最
近の超音波装置の望ましい柔軟性を制限する。前に説明
された動作の主要なモードをサポートするために、アナ
ログビームフォーマにおいては多くの妥協が行われてき
た。さらにまた、リアルタイムの超音波装置のフレーム
レートを増加させるために必要な、並列処理は、もしビ
ームフォーマがアナログ処理技術を用いて行われるので
あれば、極めて高価なものである。
ディジタルコンポーネントの特性および信頼性の向上
およびコストの減少は、古典的アナログビーム形成に比
較してディジタルビーム形成がより多く選択される可能
性を示している。精密さ、安定性および柔軟性は、ディ
ジタル信号処理技術の主要な利点である。現在の標準的
なディジタル回路は、30MHzを越えるナイキストレート
で働くことができる。それらのサンプリング周波数は最
近の超音波信号のRFサンプリングおよび一次的処理のた
めには充分なに高いものである。しかし、ディジタルビ
ームフォーマにおける伝搬遅延に適切に整合させるため
に必要とされるサンプリングレートは、正確な信号再構
築のためにはナイキストレートよりも数倍大きなもので
あり、すなわちこれは100MHzを越えるものである。必要
とされる精密さに結合されたそれらの処理速度は、現在
利用できるアナログ−ディジタルコンバータ（ADC）の
実行れレベルよりも上にある。残りのディジタル機能
（例えばADC以外）は、標準的なディジタルコンポーネ
ントを用いる並列処理によってそれらの速度において実
行することが可能である。
およびコストの減少は、古典的アナログビーム形成に比
較してディジタルビーム形成がより多く選択される可能
性を示している。精密さ、安定性および柔軟性は、ディ
ジタル信号処理技術の主要な利点である。現在の標準的
なディジタル回路は、30MHzを越えるナイキストレート
で働くことができる。それらのサンプリング周波数は最
近の超音波信号のRFサンプリングおよび一次的処理のた
めには充分なに高いものである。しかし、ディジタルビ
ームフォーマにおける伝搬遅延に適切に整合させるため
に必要とされるサンプリングレートは、正確な信号再構
築のためにはナイキストレートよりも数倍大きなもので
あり、すなわちこれは100MHzを越えるものである。必要
とされる精密さに結合されたそれらの処理速度は、現在
利用できるアナログ−ディジタルコンバータ（ADC）の
実行れレベルよりも上にある。残りのディジタル機能
（例えばADC以外）は、標準的なディジタルコンポーネ
ントを用いる並列処理によってそれらの速度において実
行することが可能である。
1979年６月に発行されたIEEEの会報、第67巻第６号の
904ページ−919ページに載せられている論文においてプ
リドハムおよびムッチによって提案された方法は、ディ
ジタル補間を使用することによりディジタルビーム形成
におけるADCのために必要とされる高速サンプリングを
容易にした。受け取られたエコーは、ナイキスト周波
数、f0、を満足するかまたはそれを越える間隔において
サンプルされることのみが必要である。ADCサンプリン
グレートにおけるこの節減のための価格は、ディジタル
処理要求において相応して増加する。ビーム形成のため
に必要とされる微細遅延の増加は、ディジタル補間を用
いて発現される。ディジタル補間においては、データは
最初にゼロにパッドされ（例えばデータにゼロが散在さ
れ）、これはデータレートを効果的に向上させる。処理
における後のポイントにおいて、ディジタルフィルタ
が、そのオリジナル値にデータレートを節減するために
用いられる。プリドハムおよびムッチは、２つの代替的
アプローチを提案した。その第１は、プレビーム形成補
間アプローチであり、各受け取られたチャンネルに関す
るゼロパッディング回路および補間フィルタがADCの後
に、しかしビーム形成回路の前に設けられる。第２は、
ポストビーム形成補間アプローチであり、補間フィルタ
はビーム形成の後に設けられる。ビーム形成の後のフィ
ルタリングは、ビーム形成は線形動作であるために可能
である。第１のアプローチにおいては、信号処理要求
は、補間フィルタが各受け取られたチャンネルに関して
必要であるために、理想的ではない。第２のアプローチ
においては、フィルタリングが各チャンネルに関してよ
りも単に一度だけ行われるので、第１のアプローチにお
いて必要とされる処理と比較すれば補間フィルタリング
のために必要とされるディジタル処理は減少する。ディ
ジタル処理要求は補間フィルタを、ディジタルビームフ
ォーマの後の受信回路のディジタルフィルタ内に組み合
わせることによってさらに減少する。しかし、ビーム形
成信号処理は、ビームフォーマ処理レート（すなわち必
要とされる時間遅延を発生するために必要となるレー
ト）が信号ナイキストレートよりもかなり高いために、
理想的なものではない。
904ページ−919ページに載せられている論文においてプ
リドハムおよびムッチによって提案された方法は、ディ
ジタル補間を使用することによりディジタルビーム形成
におけるADCのために必要とされる高速サンプリングを
容易にした。受け取られたエコーは、ナイキスト周波
数、f0、を満足するかまたはそれを越える間隔において
サンプルされることのみが必要である。ADCサンプリン
グレートにおけるこの節減のための価格は、ディジタル
処理要求において相応して増加する。ビーム形成のため
に必要とされる微細遅延の増加は、ディジタル補間を用
いて発現される。ディジタル補間においては、データは
最初にゼロにパッドされ（例えばデータにゼロが散在さ
れ）、これはデータレートを効果的に向上させる。処理
における後のポイントにおいて、ディジタルフィルタ
が、そのオリジナル値にデータレートを節減するために
用いられる。プリドハムおよびムッチは、２つの代替的
アプローチを提案した。その第１は、プレビーム形成補
間アプローチであり、各受け取られたチャンネルに関す
るゼロパッディング回路および補間フィルタがADCの後
に、しかしビーム形成回路の前に設けられる。第２は、
ポストビーム形成補間アプローチであり、補間フィルタ
はビーム形成の後に設けられる。ビーム形成の後のフィ
ルタリングは、ビーム形成は線形動作であるために可能
である。第１のアプローチにおいては、信号処理要求
は、補間フィルタが各受け取られたチャンネルに関して
必要であるために、理想的ではない。第２のアプローチ
においては、フィルタリングが各チャンネルに関してよ
りも単に一度だけ行われるので、第１のアプローチにお
いて必要とされる処理と比較すれば補間フィルタリング
のために必要とされるディジタル処理は減少する。ディ
ジタル処理要求は補間フィルタを、ディジタルビームフ
ォーマの後の受信回路のディジタルフィルタ内に組み合
わせることによってさらに減少する。しかし、ビーム形
成信号処理は、ビームフォーマ処理レート（すなわち必
要とされる時間遅延を発生するために必要となるレー
ト）が信号ナイキストレートよりもかなり高いために、
理想的なものではない。
装置が信号ナイキストレートにおいて動作するディジ
タル回路によって作り上げられることができるように、
信号処理レートを最小化するディジタルビーム形成のた
めの方法および装置を提供することが、本発明の１つの
目的である。超音波診断装置内にそのような方法または
装置を組み合わせることは、ディジタルビーム形成の全
ての利点、すなわち動作の種々のモードの柔軟性、並列
チャンネルビーム形成、ダイナミック焦点あわせ、整合
されたフィルタリング等を、信号処理データレートを最
小にして提供できるものである。
タル回路によって作り上げられることができるように、
信号処理レートを最小化するディジタルビーム形成のた
めの方法および装置を提供することが、本発明の１つの
目的である。超音波診断装置内にそのような方法または
装置を組み合わせることは、ディジタルビーム形成の全
ての利点、すなわち動作の種々のモードの柔軟性、並列
チャンネルビーム形成、ダイナミック焦点あわせ、整合
されたフィルタリング等を、信号処理データレートを最
小にして提供できるものである。
発明の概要 本発明の原理によれば、発明者によって取り上げられ
た利点は、ディジタルビームフォーマにおけるディジタ
ルハードウェアの動作の速度は信号データの多重位相を
設け、そして次にＮ並列加算パスにおいて多重位相デー
タを処理することによって減少させることができるとい
う事実に基づいている。この技術によれば、必要なビー
ム形成遅延を形成するための個々のディジタル回路の動
作の速度は一般的なポストビーム形成補間計画に比べて
増加することはなく、その結果、これによって実効デー
タレートが係数Ｎだけ増加し、そして係数Ｎだけ遅延量
子化エラーが減少するという結果をもたらす。加えて、
補間デシメーションフィルタが最も都合の良い場所にお
いてビームフォーマ内に組み合わせられる。このこと
は、受信チャンネルの１つのグループの部分的なビーム
形成の後に、および最終ビームの形成の前に、これがビ
ームフォーマ処理内に組み入れられるということであ
る。このアプローチは、最終ビーム形成を単純にし、そ
して比較的低いデータレートにおいて実行されることを
可能とする。さらに、グループ分けされた受信チャンネ
ルを適切に選択することにより、多重位相データ処理お
よび引き続く補間が都合良く単純の集積回路または回路
ボードに局限される。
た利点は、ディジタルビームフォーマにおけるディジタ
ルハードウェアの動作の速度は信号データの多重位相を
設け、そして次にＮ並列加算パスにおいて多重位相デー
タを処理することによって減少させることができるとい
う事実に基づいている。この技術によれば、必要なビー
ム形成遅延を形成するための個々のディジタル回路の動
作の速度は一般的なポストビーム形成補間計画に比べて
増加することはなく、その結果、これによって実効デー
タレートが係数Ｎだけ増加し、そして係数Ｎだけ遅延量
子化エラーが減少するという結果をもたらす。加えて、
補間デシメーションフィルタが最も都合の良い場所にお
いてビームフォーマ内に組み合わせられる。このこと
は、受信チャンネルの１つのグループの部分的なビーム
形成の後に、および最終ビームの形成の前に、これがビ
ームフォーマ処理内に組み入れられるということであ
る。このアプローチは、最終ビーム形成を単純にし、そ
して比較的低いデータレートにおいて実行されることを
可能とする。さらに、グループ分けされた受信チャンネ
ルを適切に選択することにより、多重位相データ処理お
よび引き続く補間が都合良く単純の集積回路または回路
ボードに局限される。
本発明のこれらの、そして別の特色と利点とは、望ま
しい実施例の以下の説明から、そして請求の範囲から、
明らかになるであろう。
しい実施例の以下の説明から、そして請求の範囲から、
明らかになるであろう。
本発明を充分に理解するために、本発明の望ましい実
施例の以下の詳細な説明と、そして添付図面が備えられ
ている。
施例の以下の詳細な説明と、そして添付図面が備えられ
ている。
図面類の簡単な説明 第１図は、ディジタルビームフォーマおよび、各受信
チャンネルからのデータサンプルのシリアル加算を持
つ、従来技術による超音波結像装置を描いた機能ブロッ
ク図であり、 第２図は、ビルトイン試験回路に含まれるように変更
された第１図のディジタルビームフォーマにおけるデー
タサンプルのシリアル加算を形成する機能ブロック図で
あり、 第３図は、ディジタルビームフォーマのための新しい
多重位相並列処理装置を機能ブロック図として描いた図
であり、これは第１図の実施例と比較すると、ビーム形
成の精密さを二重化するための新しい装置の図であり、 第４図は、第３図に描かれているように形成された、
しかし４位相データおよび４並列加算パスを持つ、ディ
ジタルビームフォーマのための新しいダイナミック遅延
時間コントローラのブロック図であり、 第５図は、ビーム形成を行うために、第４図に示され
た４つの位相の別々の１つずつに、３つの隣接する受信
チャンネルのための連続するＮデータサンプルの割り当
てを絵画的に示した図であり、 第６図は、本発明の原理によって構成された、そして
第４図に示されたディジタルビームフォーマのためのデ
ータサンプルの整列、補間、およびデシメーションのた
めに使用される、FIRフィルタの詳細なブロック図であ
り、 第７図は、部分的なビームフォーマおよび、各部分的
なビームフォーマからの信号サンプルのシリアル加算を
含む、本発明のさらに別の特色によって構成されたディ
ジタルビームフォーマの機能ブロック図である。
チャンネルからのデータサンプルのシリアル加算を持
つ、従来技術による超音波結像装置を描いた機能ブロッ
ク図であり、 第２図は、ビルトイン試験回路に含まれるように変更
された第１図のディジタルビームフォーマにおけるデー
タサンプルのシリアル加算を形成する機能ブロック図で
あり、 第３図は、ディジタルビームフォーマのための新しい
多重位相並列処理装置を機能ブロック図として描いた図
であり、これは第１図の実施例と比較すると、ビーム形
成の精密さを二重化するための新しい装置の図であり、 第４図は、第３図に描かれているように形成された、
しかし４位相データおよび４並列加算パスを持つ、ディ
ジタルビームフォーマのための新しいダイナミック遅延
時間コントローラのブロック図であり、 第５図は、ビーム形成を行うために、第４図に示され
た４つの位相の別々の１つずつに、３つの隣接する受信
チャンネルのための連続するＮデータサンプルの割り当
てを絵画的に示した図であり、 第６図は、本発明の原理によって構成された、そして
第４図に示されたディジタルビームフォーマのためのデ
ータサンプルの整列、補間、およびデシメーションのた
めに使用される、FIRフィルタの詳細なブロック図であ
り、 第７図は、部分的なビームフォーマおよび、各部分的
なビームフォーマからの信号サンプルのシリアル加算を
含む、本発明のさらに別の特色によって構成されたディ
ジタルビームフォーマの機能ブロック図である。
望ましい実施例の詳細な説明 最近の医療用超音波装置は、多重トランスジューサ素
子を持つプローブを使用しており、そしてそのため多重
信号処理チャンネルを持つビームフォーマを有してい
る。チャンネルの数は64、128、および256にさえもなる
ことがある。ビームフォーマ信号処理チャンネルの全て
を単独の回路ボード上に設けることは一般的には実際的
ではない。このため、受信ビームフォーマは普通、幾つ
かのグループに分割される。各グループは、幾つかの数
の受信チャンネル（例えば８または16チャンネル）を含
む部分的なビームフォーマである。ターゲットからのエ
コー信号は、プローブのトランスジューサ素子によって
受け取られる。各素子は、異なる受信チャンネルに接続
される。各受信チャンネルにおいて、トランスジューサ
素子からの信号は増幅され、そして次に一様なレート、
f0、においてディジタル化される。
子を持つプローブを使用しており、そしてそのため多重
信号処理チャンネルを持つビームフォーマを有してい
る。チャンネルの数は64、128、および256にさえもなる
ことがある。ビームフォーマ信号処理チャンネルの全て
を単独の回路ボード上に設けることは一般的には実際的
ではない。このため、受信ビームフォーマは普通、幾つ
かのグループに分割される。各グループは、幾つかの数
の受信チャンネル（例えば８または16チャンネル）を含
む部分的なビームフォーマである。ターゲットからのエ
コー信号は、プローブのトランスジューサ素子によって
受け取られる。各素子は、異なる受信チャンネルに接続
される。各受信チャンネルにおいて、トランスジューサ
素子からの信号は増幅され、そして次に一様なレート、
f0、においてディジタル化される。
シリアルデータ加算パスを含むビームフォーマを持つ
電子操作型超音波診断装置が、第１図に示されている超
音波プローブ１は、トランスジューサ素子T1からTMのア
レーからなっている。説明を単純化するためにＭ＝４と
仮定するが、しかし前に説明されたようにこれはより大
きなものであることができる。４つのパルスジェネレー
タ10から13は、よく知られているように、素子T1からT4
は試験される身体の組織内に超音波信号を送信させるよ
うに、トリガ信号によって一般的な駆動パルスを発生す
る。試験される組織内から反射された超音波エコー信号
は、同じトランスジューサ素子T1からT4によって受け取
られる。エコーに応じて各素子から発現された信号は、
増幅器14から17のそれぞれの１つによって増幅され、そ
して次に並列受信チャンネル２から５において、一様な
レート、f0、でADC20から23のそれぞれの１つによって
ディジタル化される。並列な受信チャンネルから受信さ
れたディジタルデータは、メモリ24から27にそれぞれ蓄
積される。メモリ24から27、から読み出されたデータ
は、加算器30から33を含むシリアル加算パスによって先
行する並列受信チャンネルからのデータに直列的に加え
られる。加算器出力における和は、次のチャンネルにそ
れらが送られる前にラッチ34から37によって一次的に蓄
積される。加算器30−33によるデータのシリアル加算で
生じる信号処理時間遅延を配慮し、そして補償するため
に、時間遅延がメモリ24から27の読み出しまたは書き込
みを遅延させることによって発現される。シリアル加算
は信号処理データパスを単純化させる。最後の加算器33
の出力に発現される形成されたビーム信号は、検出器６
によって検出される。ディスプレイ９上にデータを示す
ために、よく知られているように、ディジタルスキャン
コンバータ（DSC）を用いてディジタルデータ信号９を
ビデオ信号に変換することが必要である。装置の全ての
制御はコントローラ８によって発生される制御信号によ
って行われる。
電子操作型超音波診断装置が、第１図に示されている超
音波プローブ１は、トランスジューサ素子T1からTMのア
レーからなっている。説明を単純化するためにＭ＝４と
仮定するが、しかし前に説明されたようにこれはより大
きなものであることができる。４つのパルスジェネレー
タ10から13は、よく知られているように、素子T1からT4
は試験される身体の組織内に超音波信号を送信させるよ
うに、トリガ信号によって一般的な駆動パルスを発生す
る。試験される組織内から反射された超音波エコー信号
は、同じトランスジューサ素子T1からT4によって受け取
られる。エコーに応じて各素子から発現された信号は、
増幅器14から17のそれぞれの１つによって増幅され、そ
して次に並列受信チャンネル２から５において、一様な
レート、f0、でADC20から23のそれぞれの１つによって
ディジタル化される。並列な受信チャンネルから受信さ
れたディジタルデータは、メモリ24から27にそれぞれ蓄
積される。メモリ24から27、から読み出されたデータ
は、加算器30から33を含むシリアル加算パスによって先
行する並列受信チャンネルからのデータに直列的に加え
られる。加算器出力における和は、次のチャンネルにそ
れらが送られる前にラッチ34から37によって一次的に蓄
積される。加算器30−33によるデータのシリアル加算で
生じる信号処理時間遅延を配慮し、そして補償するため
に、時間遅延がメモリ24から27の読み出しまたは書き込
みを遅延させることによって発現される。シリアル加算
は信号処理データパスを単純化させる。最後の加算器33
の出力に発現される形成されたビーム信号は、検出器６
によって検出される。ディスプレイ９上にデータを示す
ために、よく知られているように、ディジタルスキャン
コンバータ（DSC）を用いてディジタルデータ信号９を
ビデオ信号に変換することが必要である。装置の全ての
制御はコントローラ８によって発生される制御信号によ
って行われる。
第２図に示されるように、ビルトイン試験装置は、並
列受信チャンネルの各グループに関して備えられてい
る。データトランスミッタ44が、データ加算パスの最初
に接続され、そしてデータレシーバ45がデータ加算パス
の最後に接続される。コントローラ８は、データトラン
スミッタ44のためにディジタル試験データの前もって決
められたパターンをセットし、これは次にデータ加算パ
スによって処理され、そしてデータレシーバ45によって
受け取られる。次にコントローラ８は、これがデータ加
算の後の予期されるデータと一致しているかどうかを知
るために、受信されたデータを分析する。ビーム形成モ
ードにおいては、メモリ24−27からのデータのシリアル
加算が乱されないようにするため、複数のゼロがデータ
トランスミッタ44によって発生される。
列受信チャンネルの各グループに関して備えられてい
る。データトランスミッタ44が、データ加算パスの最初
に接続され、そしてデータレシーバ45がデータ加算パス
の最後に接続される。コントローラ８は、データトラン
スミッタ44のためにディジタル試験データの前もって決
められたパターンをセットし、これは次にデータ加算パ
スによって処理され、そしてデータレシーバ45によって
受け取られる。次にコントローラ８は、これがデータ加
算の後の予期されるデータと一致しているかどうかを知
るために、受信されたデータを分析する。ビーム形成モ
ードにおいては、メモリ24−27からのデータのシリアル
加算が乱されないようにするため、複数のゼロがデータ
トランスミッタ44によって発生される。
ダイナミック焦点あわせ遅延に関する量子化エラーを
よりわずかにするために、本発明の１つの特色によれ
ば、新しいビームフォーマ補間配置が備えられる。前に
説明されたように、一般的なビームフォーマ補間におい
ては、もしデータレートがＮの係数だけ増加するなら
ば、加算器の処理速度およびクロック周波数は、同じ係
数だけ増加する。より高い周波数クロックおよび高い速
度の加算器の使用を避けるために、新しいビームフォー
マ補間装置は、多重位相メモリ読み出し機構を用いてお
り、これは、１）量子化エラーを減少させ、そして２）
ビームフォーマ処理を通して同じクロック周波数、f0、
の使用を許容するものである。この装置を用いて受信チ
ャンネルのグループは単独の補間デシメーションフィル
タを用いて組み合わせることができ、これによって受信
されたチャンネルの各グループを用いる部分的なビーム
を形成する。
よりわずかにするために、本発明の１つの特色によれ
ば、新しいビームフォーマ補間配置が備えられる。前に
説明されたように、一般的なビームフォーマ補間におい
ては、もしデータレートがＮの係数だけ増加するなら
ば、加算器の処理速度およびクロック周波数は、同じ係
数だけ増加する。より高い周波数クロックおよび高い速
度の加算器の使用を避けるために、新しいビームフォー
マ補間装置は、多重位相メモリ読み出し機構を用いてお
り、これは、１）量子化エラーを減少させ、そして２）
ビームフォーマ処理を通して同じクロック周波数、f0、
の使用を許容するものである。この装置を用いて受信チ
ャンネルのグループは単独の補間デシメーションフィル
タを用いて組み合わせることができ、これによって受信
されたチャンネルの各グループを用いる部分的なビーム
を形成する。
多重位相メモリ読み出し装置を持つ新しいビームフォ
ーマが第３図に描かれている。メモリ24から27への書き
込みデータはサンプリングレート、すなわちf0、と同じ
レートでクロックされる。読み出しクロックもまた、f0
であるが、しかしこれは一様ではない。付加的遅延時間
が必要であるとき、読み出しは幾つかのクロックにおい
て停止する。このことは、1/f0の遅延時間調節、ここで
は粗遅延ユニットとして参照される、を与える。遅延時
間の量子化エラーをさらに減少させるために、読み出し
データはＮの並列加算パスP1およびP2（第３図において
はＮ＝２）内に蓄積され、粗遅延ユニットの（ｎ−１）
/Nの遅延時間を微調整、ｎ＝１、‥‥、Ｎ、する。各並
列加算パスは読み出しデータの異なる位相を表してい
る。このため、読み出しデータを次の位相にシフトする
ことによって、遅延調節は、1/（Ｎ f0）となり、ここ
では微遅延ユニットとして参照される。多重位相読み出
しを用いることによって、ダイナミック受信焦点あわせ
が微遅延ユニットを用いて調節されることが可能であ
る。与えられたチャンネルからの各データサンプルは位
相P1およびP2の単に一方に向けられる。しかし、選択さ
れた並列加算パスへデータを向ける前に、これを隣接チ
ャンネルからのデータサンプルに加えることが必要であ
る。セレクタ70から77、50から53、加算器30から33およ
びラッチ60から67は、並列加算パスに備えられたデータ
サンプルに関する方向付け及びシリアル加算を実行す
る。例えば、メモリ25からのデータが位相P1に向けられ
るならば、位相P1のラッチ60からのデータはセレクタ51
を通して加算器31に渡される。同時に、セレクタ75は、
ラッチ64からの位相P2からのデータをラッチ65に与え
る。次に、セレクタ71は、加算器31からのデータを選択
し、そしてそのデータをラッチ61に向けさせる。コント
ローラ80−83はＮ位相のいずれに、メモリ25から27、か
らのデータが向けられるべきかを判断し、そしてそれに
従ってそれらに結びついているセレクタおよびラッチを
制御する。補間デシメーションフィルタ90は、多重位相
データを組み合わせ、そして次に超音波装置の残りの部
分に装置クロックレート、f0、において組み合わせられ
たデータを出力する。
ーマが第３図に描かれている。メモリ24から27への書き
込みデータはサンプリングレート、すなわちf0、と同じ
レートでクロックされる。読み出しクロックもまた、f0
であるが、しかしこれは一様ではない。付加的遅延時間
が必要であるとき、読み出しは幾つかのクロックにおい
て停止する。このことは、1/f0の遅延時間調節、ここで
は粗遅延ユニットとして参照される、を与える。遅延時
間の量子化エラーをさらに減少させるために、読み出し
データはＮの並列加算パスP1およびP2（第３図において
はＮ＝２）内に蓄積され、粗遅延ユニットの（ｎ−１）
/Nの遅延時間を微調整、ｎ＝１、‥‥、Ｎ、する。各並
列加算パスは読み出しデータの異なる位相を表してい
る。このため、読み出しデータを次の位相にシフトする
ことによって、遅延調節は、1/（Ｎ f0）となり、ここ
では微遅延ユニットとして参照される。多重位相読み出
しを用いることによって、ダイナミック受信焦点あわせ
が微遅延ユニットを用いて調節されることが可能であ
る。与えられたチャンネルからの各データサンプルは位
相P1およびP2の単に一方に向けられる。しかし、選択さ
れた並列加算パスへデータを向ける前に、これを隣接チ
ャンネルからのデータサンプルに加えることが必要であ
る。セレクタ70から77、50から53、加算器30から33およ
びラッチ60から67は、並列加算パスに備えられたデータ
サンプルに関する方向付け及びシリアル加算を実行す
る。例えば、メモリ25からのデータが位相P1に向けられ
るならば、位相P1のラッチ60からのデータはセレクタ51
を通して加算器31に渡される。同時に、セレクタ75は、
ラッチ64からの位相P2からのデータをラッチ65に与え
る。次に、セレクタ71は、加算器31からのデータを選択
し、そしてそのデータをラッチ61に向けさせる。コント
ローラ80−83はＮ位相のいずれに、メモリ25から27、か
らのデータが向けられるべきかを判断し、そしてそれに
従ってそれらに結びついているセレクタおよびラッチを
制御する。補間デシメーションフィルタ90は、多重位相
データを組み合わせ、そして次に超音波装置の残りの部
分に装置クロックレート、f0、において組み合わせられ
たデータを出力する。
第４図は、４位相データ（P1からP4）、およびそのた
めエコーデータのために４並列加算パスを、そしてダイ
ナミック遅延時間コントローラ80を持つビームフォーマ
の望ましい実施例を示している。ダイナミック遅延時間
コントローラ80は、メモリ読み出し制御信号Ｒおよびセ
レクタ制御信号S1−S4を通して、各クロックにおいて各
チャンネルために必要とされる位相情報を出力する。例
えば、もし与えられた時間において、与えられたチャン
ネルに関するメモリ読み出し位相が位相P2であると仮定
すれば、先行するチャンネルからのP2加算パス上のデー
タがセレクタ50を通過し、そして（これがFIFOメモリ28
から読み出されたときに）加算器30を通してチャンネル
ｉからの新しいデータに加えられる。加算器30からの和
は、次にセレクタ171を通して次の並列受信チャンネル
（ｉ＋１）に向かう。残りの並列加算パス（P1、P3およ
びP4）は、セレクタ170、172および173、ラッチ160、16
2および163を通して接続され、これはそれら他の位相に
おけるｉ番目のチャンネルエコーデータに複数のゼロを
パッディングするのと等価である。こうして、遅延時間
コントローラ80は、各チャンネルメモリの各データサン
プル読み出しに関する位相を制御する。ビームフォーマ
における全てのチャンネルに関する焦点あわせ遅延デー
タを蓄積するための参照テーブル86を含むことができる
遅延データメモリ85、クロスポイントスイッチ87、およ
びシフトレジスタ88（各チャンネルに関して１つのシフ
トレジスタ）は、各チャンネルに関する１ビットデータ
流を出力する。位相シフトパルスと呼ばれる遅延データ
メモリ85からの「１」は、付加的な微遅延時間ユニット
が必要とされていることを表し、そして位相シフトを生
じさせる。５ビットシフトレジスタ89（各並列受信チャ
ンネルに関して１つのレジスタ）は、位相情報セレクタ
制御信号S1−S4を発生し、そしてメモリ読み出し禁止信
号Ｒがオアゲート91およびf0クロックされたアンドゲー
ト92を通して発生される。５ビットレジスタ89において
は一時的には単に１つのビットだけが「１」にセットさ
れ、それによって４つの位相のうちのいずれがｉ番目か
らのデータが向けられるべきかを示している。シフトレ
ジスタがそのようなシフトパルスを受け入れる時にはい
つでも、「１」シフトが右向きに発生し、それによっ
て、位相P1から位相P2へ、または位相P2から位相P3へ、
または位相P3から位相P4へ、の選択された位相変化が生
じる。示されているように、オアゲート93およびアンド
ゲート94もまた、シフトレジスタの出力P4とそのシフト
入力との間に結合されている。こうした、遅延データメ
モリ85から何の位相シフトパルスもなければ、セレクタ
制御信号（S1−S4）は変化しないままである。シフトレ
ジスタにおける状態０は一次的な状態である。位相P4が
選択されたとき、「１」は、一次的にシフトレジスタを
状態４から状態０にシフトさせる。次のクロックは、シ
フトレジスタ89への入力への状態を、状態０から状態１
に変化させる。シフトレジスタ89は、次の位相シフトパ
ルス「１」がくるまで状態１にとどまっている。状態が
０のときのクロック周期の間、データはメモリ28から読
み出されることなく、そしてそのためメモリ28からのデ
ータに関する遅延の長さは、１だけ増加される。こうし
て、この機構によって、４つの微遅延ユニットは粗遅延
ユニットを変化させる。
めエコーデータのために４並列加算パスを、そしてダイ
ナミック遅延時間コントローラ80を持つビームフォーマ
の望ましい実施例を示している。ダイナミック遅延時間
コントローラ80は、メモリ読み出し制御信号Ｒおよびセ
レクタ制御信号S1−S4を通して、各クロックにおいて各
チャンネルために必要とされる位相情報を出力する。例
えば、もし与えられた時間において、与えられたチャン
ネルに関するメモリ読み出し位相が位相P2であると仮定
すれば、先行するチャンネルからのP2加算パス上のデー
タがセレクタ50を通過し、そして（これがFIFOメモリ28
から読み出されたときに）加算器30を通してチャンネル
ｉからの新しいデータに加えられる。加算器30からの和
は、次にセレクタ171を通して次の並列受信チャンネル
（ｉ＋１）に向かう。残りの並列加算パス（P1、P3およ
びP4）は、セレクタ170、172および173、ラッチ160、16
2および163を通して接続され、これはそれら他の位相に
おけるｉ番目のチャンネルエコーデータに複数のゼロを
パッディングするのと等価である。こうして、遅延時間
コントローラ80は、各チャンネルメモリの各データサン
プル読み出しに関する位相を制御する。ビームフォーマ
における全てのチャンネルに関する焦点あわせ遅延デー
タを蓄積するための参照テーブル86を含むことができる
遅延データメモリ85、クロスポイントスイッチ87、およ
びシフトレジスタ88（各チャンネルに関して１つのシフ
トレジスタ）は、各チャンネルに関する１ビットデータ
流を出力する。位相シフトパルスと呼ばれる遅延データ
メモリ85からの「１」は、付加的な微遅延時間ユニット
が必要とされていることを表し、そして位相シフトを生
じさせる。５ビットシフトレジスタ89（各並列受信チャ
ンネルに関して１つのレジスタ）は、位相情報セレクタ
制御信号S1−S4を発生し、そしてメモリ読み出し禁止信
号Ｒがオアゲート91およびf0クロックされたアンドゲー
ト92を通して発生される。５ビットレジスタ89において
は一時的には単に１つのビットだけが「１」にセットさ
れ、それによって４つの位相のうちのいずれがｉ番目か
らのデータが向けられるべきかを示している。シフトレ
ジスタがそのようなシフトパルスを受け入れる時にはい
つでも、「１」シフトが右向きに発生し、それによっ
て、位相P1から位相P2へ、または位相P2から位相P3へ、
または位相P3から位相P4へ、の選択された位相変化が生
じる。示されているように、オアゲート93およびアンド
ゲート94もまた、シフトレジスタの出力P4とそのシフト
入力との間に結合されている。こうした、遅延データメ
モリ85から何の位相シフトパルスもなければ、セレクタ
制御信号（S1−S4）は変化しないままである。シフトレ
ジスタにおける状態０は一次的な状態である。位相P4が
選択されたとき、「１」は、一次的にシフトレジスタを
状態４から状態０にシフトさせる。次のクロックは、シ
フトレジスタ89への入力への状態を、状態０から状態１
に変化させる。シフトレジスタ89は、次の位相シフトパ
ルス「１」がくるまで状態１にとどまっている。状態が
０のときのクロック周期の間、データはメモリ28から読
み出されることなく、そしてそのためメモリ28からのデ
ータに関する遅延の長さは、１だけ増加される。こうし
て、この機構によって、４つの微遅延ユニットは粗遅延
ユニットを変化させる。
第４図における４つの並列加算パスにおいて、こうし
て加算されたデータは補間デシメーションフィルタ90の
入力に並列的に提供される。フィルタ90は、入力データ
の整列、補間およびデシメーションを実行する。並列入
力の多重位相特性によって、フィルタ90の効果的入力デ
ータレートは、出力の、または並列加算パスからの入力
データのいずれの、データレートよりも４倍大きい。
て加算されたデータは補間デシメーションフィルタ90の
入力に並列的に提供される。フィルタ90は、入力データ
の整列、補間およびデシメーションを実行する。並列入
力の多重位相特性によって、フィルタ90の効果的入力デ
ータレートは、出力の、または並列加算パスからの入力
データのいずれの、データレートよりも４倍大きい。
第５図は、説明の目的のためだけに、３つの連続する
時間間隔t1、t2およびt3に関する、３つの隣接する受信
チャンネル（１−３）に関する３つの連続するデータサ
ンプルの、第４図に示される４つの位相P1−P4の別々の
１つへの割り当てを絵画的に描いたものである。第５図
においては、実際のデータサンプルは、Ｘ（1/f0レート
において生ずる）によって、表されており、ゼロパッデ
ィングを実行したことによるゼロ値サンプルは０（1/4f
0レートにおける実際のデータサンプルをもって等しく
散在して発生する）によって表されており、そして水平
方向は、時間を表現している。３つの描かれている並列
受信チャンネルに関しては、ビームフォーマのダイナミ
ック焦点あわせを行うために各時間周期の内に必要とさ
れる時間遅延は、よく知られているように垂直的に向け
られた曲がった線によって描かれている。このタイミン
グ図から、チャンネル１に関するt1時間間隔の間では、
単に１つの実際のサンプル（チャンネル１における第２
のサンプル）が時間遅延曲線に最も近く、P4位相の直後
の１つが、そしてそのためP4加算パスが、このサンプル
を受け取るために最も適切であるということが明らかで
ある。他の全ての位相（P1からP3）に関しては、ゼロが
（第４図のセレクタおよびラッチ回路によって）データ
パスに加えられる。時間間隔t1とt2との間の時間周期の
間では、４つの並列加算パス全てからのデータは（第４
図のセレクタおよびラッチ回路にチャンネル１からチャ
ンネル２を通過する。時間間隔t2の間では、実際のデー
タサンプルが受信チャンネル２のためにメモリから読み
出され、そして、実際のサンプルが必要とされる時間遅
延曲線に最も近いので、位相P1を表す並列加算パスに向
けられる。同時（t2）に、チャンネル１に関しては時間
遅延曲線のいずれかに最も近い実際のサンプルが存在し
ない。実際のサンプル（第３サンプル）は、実際のとこ
ろt3時間周期に関する位相P1により近いことは注目すべ
きである。こうして、チャンネル１に関するt2時間周期
の間の４つの位相のすべてには、ゼロパッディングされ
る。この何のデータも提供されない」は、前に説明され
たソフトレジスタ89の状態「０」に相当している。次
に、時間t2およびt3の間においては、サンプルデータは
受信チャンネル２から受信チャンネル３に、そして受信
チャンネル１から受信チャンネル２に渡される。時間t3
の間には、チャンネル１のメモリから読み出された第３
サンプルが（前に説明されたように）位相P1を表す並列
加算パス内に置かれ、チャンネル２のメモリから読み出
された第２サンプルは位相P1を表す並列加算パス内に置
かれ、そしてチャンネル３のメモリから読み出された第
２サンプルは位相P4を表す並列加算パス内に置かれる。
時間間隔t1、t2およびt3に関する、３つの隣接する受信
チャンネル（１−３）に関する３つの連続するデータサ
ンプルの、第４図に示される４つの位相P1−P4の別々の
１つへの割り当てを絵画的に描いたものである。第５図
においては、実際のデータサンプルは、Ｘ（1/f0レート
において生ずる）によって、表されており、ゼロパッデ
ィングを実行したことによるゼロ値サンプルは０（1/4f
0レートにおける実際のデータサンプルをもって等しく
散在して発生する）によって表されており、そして水平
方向は、時間を表現している。３つの描かれている並列
受信チャンネルに関しては、ビームフォーマのダイナミ
ック焦点あわせを行うために各時間周期の内に必要とさ
れる時間遅延は、よく知られているように垂直的に向け
られた曲がった線によって描かれている。このタイミン
グ図から、チャンネル１に関するt1時間間隔の間では、
単に１つの実際のサンプル（チャンネル１における第２
のサンプル）が時間遅延曲線に最も近く、P4位相の直後
の１つが、そしてそのためP4加算パスが、このサンプル
を受け取るために最も適切であるということが明らかで
ある。他の全ての位相（P1からP3）に関しては、ゼロが
（第４図のセレクタおよびラッチ回路によって）データ
パスに加えられる。時間間隔t1とt2との間の時間周期の
間では、４つの並列加算パス全てからのデータは（第４
図のセレクタおよびラッチ回路にチャンネル１からチャ
ンネル２を通過する。時間間隔t2の間では、実際のデー
タサンプルが受信チャンネル２のためにメモリから読み
出され、そして、実際のサンプルが必要とされる時間遅
延曲線に最も近いので、位相P1を表す並列加算パスに向
けられる。同時（t2）に、チャンネル１に関しては時間
遅延曲線のいずれかに最も近い実際のサンプルが存在し
ない。実際のサンプル（第３サンプル）は、実際のとこ
ろt3時間周期に関する位相P1により近いことは注目すべ
きである。こうして、チャンネル１に関するt2時間周期
の間の４つの位相のすべてには、ゼロパッディングされ
る。この何のデータも提供されない」は、前に説明され
たソフトレジスタ89の状態「０」に相当している。次
に、時間t2およびt3の間においては、サンプルデータは
受信チャンネル２から受信チャンネル３に、そして受信
チャンネル１から受信チャンネル２に渡される。時間t3
の間には、チャンネル１のメモリから読み出された第３
サンプルが（前に説明されたように）位相P1を表す並列
加算パス内に置かれ、チャンネル２のメモリから読み出
された第２サンプルは位相P1を表す並列加算パス内に置
かれ、そしてチャンネル３のメモリから読み出された第
２サンプルは位相P4を表す並列加算パス内に置かれる。
本発明の望ましい実施例においては、その短い過渡応
答時間および固有の線形位相の故に、補間デシメーショ
ンフィルタ90として有限インパルスレスポンス（FIR）
フィルタを用いるのが好都合である。第６図に示されて
いるFIRフィルタは、（４位相装置に関して）８タップ
ローパスフィルタを含み、そして必要とされる乗算器20
1、202、203および204の数を節減するために都合良く対
称性インパルスレスポンス重みづけ係数（a1、a2、a3、
a4;a4、a3、a2、a1）を使用している。位相P1、P2、P3
およびP4を表す加算パスからの「現在の」位相データ
は、「古い」位相データを形成するために、ラッチ20
5、206、207および208それぞれの中に蓄積される。次
に、この「古い」位相データが加算器213、212、211お
よび210を通して位相P4、P3、P2およびP1を表す加算パ
ス上に到達した、「現在の」データに適切に加えられ、
そして最終ビームフォーマ出力サンプルが、加算器214
の中で乗算器201、202、203および204の出力を組み合わ
せることによって発生される。
答時間および固有の線形位相の故に、補間デシメーショ
ンフィルタ90として有限インパルスレスポンス（FIR）
フィルタを用いるのが好都合である。第６図に示されて
いるFIRフィルタは、（４位相装置に関して）８タップ
ローパスフィルタを含み、そして必要とされる乗算器20
1、202、203および204の数を節減するために都合良く対
称性インパルスレスポンス重みづけ係数（a1、a2、a3、
a4;a4、a3、a2、a1）を使用している。位相P1、P2、P3
およびP4を表す加算パスからの「現在の」位相データ
は、「古い」位相データを形成するために、ラッチ20
5、206、207および208それぞれの中に蓄積される。次
に、この「古い」位相データが加算器213、212、211お
よび210を通して位相P4、P3、P2およびP1を表す加算パ
ス上に到達した、「現在の」データに適切に加えられ、
そして最終ビームフォーマ出力サンプルが、加算器214
の中で乗算器201、202、203および204の出力を組み合わ
せることによって発生される。
前に説明されたように、補間およびデシメーションフ
ィルタがビーム形成の前または後に置かれることができ
るということが、プリドハムおよびムッチによって提案
されている。このフィルタのプレビーム形成装置は、各
チャンネルがそれ自身の補間デシメーションフィルタを
持つ必要がある。一方、ポストビーム形成装置はその問
題を解決するが、これはビーム形成が極めて高いサンプ
ル周波数において行われることを必要とする。本発明の
原理によれば、このフィルタはビーム形成の前または後
よりも、むしろその間に設置される。このアプローチ
は、全体としてビームフォーマのアーキテクチャーに関
して、これが最もコスト効果の高い場所にフィルタを置
くことになる。フィルタリングおよびデータレート節減
は、並列受信チャンネルの幾つかのグループの部分的ビ
ーム形成の後に実行される。例えば、並列受信チャンネ
ルは２つ、４つ、８つまたはそれ以上のグループに組み
合わせられることができる。フィルタは次に、グループ
分けされたチャンネルの部分的ビーム形成のために用い
られる。同一ボードまたは集積回路（IC）上に物理的に
置かれる。この技術は、グループ分けされたチャンネ
ル、回路ボードおよびICの間の相互接続の数および／ま
たはデータレートを減少させる。次に、グループ分けさ
れたチャンネル（すなわち部分的に形成されたビーム）
の最終加算は、システムサンプリングレートにおいて、
そして単に１つのデータパスを用いて行われることがで
きる。
ィルタがビーム形成の前または後に置かれることができ
るということが、プリドハムおよびムッチによって提案
されている。このフィルタのプレビーム形成装置は、各
チャンネルがそれ自身の補間デシメーションフィルタを
持つ必要がある。一方、ポストビーム形成装置はその問
題を解決するが、これはビーム形成が極めて高いサンプ
ル周波数において行われることを必要とする。本発明の
原理によれば、このフィルタはビーム形成の前または後
よりも、むしろその間に設置される。このアプローチ
は、全体としてビームフォーマのアーキテクチャーに関
して、これが最もコスト効果の高い場所にフィルタを置
くことになる。フィルタリングおよびデータレート節減
は、並列受信チャンネルの幾つかのグループの部分的ビ
ーム形成の後に実行される。例えば、並列受信チャンネ
ルは２つ、４つ、８つまたはそれ以上のグループに組み
合わせられることができる。フィルタは次に、グループ
分けされたチャンネルの部分的ビーム形成のために用い
られる。同一ボードまたは集積回路（IC）上に物理的に
置かれる。この技術は、グループ分けされたチャンネ
ル、回路ボードおよびICの間の相互接続の数および／ま
たはデータレートを減少させる。次に、グループ分けさ
れたチャンネル（すなわち部分的に形成されたビーム）
の最終加算は、システムサンプリングレートにおいて、
そして単に１つのデータパスを用いて行われることがで
きる。
第７図は、本発明の特色である部分ビーム形成をより
明快に描いた、受信ビームフォーマの全体図である。各
チャンネルにおいて、ターゲットからのエコー信号はプ
ローブのトランスジューサ素子によって受け取られる。
エコートランスジューサ素子は一般的な設計のパルスレ
シーバ102に接続されている。各トランスジューサ素子
によって発現された信号は、一様なレートf0、例えば36
MHz、においてADC103でディジタル化される。隣接する
並列受信チャンネルのグループ（例えば８）は、部分的
ビームフォーマ113を形成するように組み合わせられ
る。一般的な従来技術の方法と対照的に、本発明は各部
分的ビームフォーマ113に関して補間デシメーションフ
ィルタを設ける。全てのビームフォーマ装置のために単
に１つの補間デシメーションフィルタを用いることが可
能であるとしても、描かれている回路は受信チャンネル
の各グループ毎に１つの補間デシメーションフィルタを
持っており、これは部分的ビーム形成の後のデータレー
トをサンプリングレート、f0、に減少させるものであ
る。すなわち、f0の信号処理レートがビーム形成の前お
よび後の両方で用いられるが、しかしビームフォーマの
中においては、実効レートは第４図に示されているよう
にf0の４倍である。ハードウェアの観点からは、高い実
効信号レートは単独の回路ボードまたは単独の集積回路
に局限され、それによって装置相互接続および複雑さを
減少させるので、このことは著しく都合の良い方法であ
る。各部分的ビームフォーマ113の出力からの信号は次
に、最終ビームを形成するために（f0で動作する）加算
器114を用いて直列的に加えられる。シリアル加算器114
によるデータ遅延を配慮するために、メモリ24−27の出
力において確立された遅延値が補償目的ために加えられ
る付加的遅延を持っている。最後の加算器114からのビ
ーム信号は次に、検出器107に送られる。D.S.C.108は、
ディスプレイ109による再生のためにこの信号のビデオ
信号へのディジタルスキャンコンバージョンを実行す
る。
明快に描いた、受信ビームフォーマの全体図である。各
チャンネルにおいて、ターゲットからのエコー信号はプ
ローブのトランスジューサ素子によって受け取られる。
エコートランスジューサ素子は一般的な設計のパルスレ
シーバ102に接続されている。各トランスジューサ素子
によって発現された信号は、一様なレートf0、例えば36
MHz、においてADC103でディジタル化される。隣接する
並列受信チャンネルのグループ（例えば８）は、部分的
ビームフォーマ113を形成するように組み合わせられ
る。一般的な従来技術の方法と対照的に、本発明は各部
分的ビームフォーマ113に関して補間デシメーションフ
ィルタを設ける。全てのビームフォーマ装置のために単
に１つの補間デシメーションフィルタを用いることが可
能であるとしても、描かれている回路は受信チャンネル
の各グループ毎に１つの補間デシメーションフィルタを
持っており、これは部分的ビーム形成の後のデータレー
トをサンプリングレート、f0、に減少させるものであ
る。すなわち、f0の信号処理レートがビーム形成の前お
よび後の両方で用いられるが、しかしビームフォーマの
中においては、実効レートは第４図に示されているよう
にf0の４倍である。ハードウェアの観点からは、高い実
効信号レートは単独の回路ボードまたは単独の集積回路
に局限され、それによって装置相互接続および複雑さを
減少させるので、このことは著しく都合の良い方法であ
る。各部分的ビームフォーマ113の出力からの信号は次
に、最終ビームを形成するために（f0で動作する）加算
器114を用いて直列的に加えられる。シリアル加算器114
によるデータ遅延を配慮するために、メモリ24−27の出
力において確立された遅延値が補償目的ために加えられ
る付加的遅延を持っている。最後の加算器114からのビ
ーム信号は次に、検出器107に送られる。D.S.C.108は、
ディスプレイ109による再生のためにこの信号のビデオ
信号へのディジタルスキャンコンバージョンを実行す
る。
こうして、全ての目的および求められていた利点を満
足させる新しいビーム形成方法および装置が示され、そ
して説明された。しかし、望ましい実施例を開示してい
る本明細および添付図面を考慮した後には、当業技術者
にとっては、主体となる発明の多くの変化、変更、変形
および他の使用および適用が明らかとなるであろう。例
えば、４よりも少ないかまたは多い加算パスを使用する
ことができ、そして遅延時間コントローラ80は異なる種
々の技術を用いて完成させることが可能である。さらに
また、各ディジタル信号サンプルは、各素子から１つで
はなく、２つまたはそれ以上のトランスジューサ素子か
ら得ることもできる。本発明の精神および範囲から離れ
ることのない、全てのそのような変化、変更、変形およ
び他の利用および適用は、請求の範囲によってのみ制限
される本発明によってカバーされているものと見なされ
る。
足させる新しいビーム形成方法および装置が示され、そ
して説明された。しかし、望ましい実施例を開示してい
る本明細および添付図面を考慮した後には、当業技術者
にとっては、主体となる発明の多くの変化、変更、変形
および他の使用および適用が明らかとなるであろう。例
えば、４よりも少ないかまたは多い加算パスを使用する
ことができ、そして遅延時間コントローラ80は異なる種
々の技術を用いて完成させることが可能である。さらに
また、各ディジタル信号サンプルは、各素子から１つで
はなく、２つまたはそれ以上のトランスジューサ素子か
ら得ることもできる。本発明の精神および範囲から離れ
ることのない、全てのそのような変化、変更、変形およ
び他の利用および適用は、請求の範囲によってのみ制限
される本発明によってカバーされているものと見なされ
る。
フロントページの続き (72)発明者 ヤオ， リン シン アメリカ合衆国 98007 ワシントン ベルヴュー ワンハンドレッドアンドフ ォーティーフィフス アヴェニュー ノ ース イースト 404 (72)発明者 バンジャニン， ゾラン アメリカ合衆国 98056 ワシントン レントン ワンハンドレッドアンドトウ ェンティーセヴンス アヴェニュー サ ウス イースト 7913 (72)発明者 福喜多 博 東京都世田谷区弦巻２丁目18―５ (72)発明者 萩原 尚 神奈川県横浜市港北区綱島台21―２綱島 寮 (72)発明者 川淵 正己 神奈川県横浜市緑区三保町2710―157 (56)参考文献 特開 平３−123879（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−184567（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) A61B 8/00 - 8/15
Claims (22)
- 【請求項１】ビームフォーマにおいて、 波を検出するための、そしてそれに応答して、ディジタ
ルサンプルを含む、そして与えられたサンプルレート
（f0）を持つ、それぞれの複数のディジタルサンプル信
号を発生するための、複数の並列受信チャンネル装置を
有しており、該複数の並列受信チャンネル装置は、複数
のチャネルグループを有しており、該各チャネルグルー
プは、並列受信チャネルから構成されており、 複数の部分的ビーム形成装置を有しており、前記部分的
ビーム形成装置の各１つは、前記複数の並列受信チャン
ネルの１つのチャネルグループのディジタルサンプル信
号を受信し、そして部分的なビームフォーマサンプル信
号の出力を発現させるために前記与えられたレート
（f0）の事実上正数倍（Ｎ）であるレートによって前記
ディジタルサンプル信号を処理し、 複数のフィルタ装置を有しており、前記フィルタ装置の
各１つは、前記与えられたレート（f0）において部分的
なビームフォーマ信号を発現させるために前記部分的な
ビーム形成装置のそれぞれの部分的なビーム形成サンプ
ル信号をフィルタリングし、そして ビームフォーマ信号を形成するために、前記フィルタ装
置の各々によって発現された前記与えられたレートの部
分的なビームフォーマ信号を互いに加算するためのシリ
アルデータ加算パスを有することを特徴とするビームフ
ォーマ。 - 【請求項２】前記部分的ビームフォーマ装置が、前記ビ
ームフォーマサンプル信号を発現させるために、ビーム
操縦および／またはダイナミックな焦点あわせを行わせ
るために、それらの間で前記並列受信チャンネルのチャ
ネルグループからのディジタルサンプルを組み合わせる
ための、組み合わせ用装置を含むような、請求項１に記
載のビームフォーマ。 - 【請求項３】前記並列加算パスが加算器の直列接続を含
み、そしてそれらがそこを通して処理されるに従い、加
えられたディジタルサンプルに増加する遅延をもたら
し、そして前記ディジタル蓄積装置は、前記増加する時
間遅延を補償する、前記並列受信チャンネルのディジタ
ルサンプル信号の間に時間遅延を確立するよう制御され
るような、請求項１に記載のビームフォーマ。 - 【請求項４】前記並列受信チャンネルの各々のための信
号処理パス、部分的ビーム形成装置および、単独の部分
的ビームフォーマ信号を発現させるために用いられるフ
ィルタ装置が、単独の回路ボード上に形成されるよう
な、請求項１に記載のビームフォーマ。 - 【請求項５】ビームフォーマにおいて、 波を検出するための、そしてそれに応答して、ディジタ
ルサンプルを含む、そして与えられたサンプルレート
（f0）を持つ、それぞれの複数のディジタルサンプル信
号を発生するための、複数の並列受信チャンネル装置を
有しており、該複数の並列受信チャンネル装置は、複数
のチャネルグループを有しており、該各チャネルグルー
プは、並列受信チャネルから構成されており、 複数の部分的ビーム形成装置を有しており、前記部分的
ビーム形成装置の各１つは、前記複数の並列受信チャン
ネルの１つのチャネルグループのディジタルサンプル信
号を受信し、そして部分的なビームフォーマサンプル信
号の出力を発現させるために前記与えられたレート
（f0）の事実上正数倍（Ｎ）であるレートによって前記
ディジタルサンプル信号を処理し、 前記部分的ビームフォーマ装置が、前記ビームフォーマ
サンプル信号を発現させるために、ビーム操縦および／
またはダイナミックな焦点あわせを行わせるために、そ
れらの間で前記並列受信チャンネルのチャネルグループ
からのディジタルサンプルを組み合わせるための、組み
合わせ用装置を含み、 前記部分的ビームフォーマ装置が、新しいディジタルサ
ンプル信号を提供するために前記ディジタルサンプル信
号にゼロ値ディジタルサンプルを加算するための装置を
含み、その結果前記ディジタルサンプル信号のサンプル
レートを前記与えられたレート（f0）の前記正数（Ｎ）
倍に増加させ、 複数のフィルタ装置を有しており、前記フィルタ装置の
各１つは、前記与えられたレート（f0）において部分的
なビームフォーマ信号を発現させるために前記部分的な
ビーム形成装置のそれぞれの部分的なビーム形成サンプ
ル信号をフィルタリングし、そして ビームフォーマ信号を形成するために、前記フィルタ装
置の各々によって発現された前記与えられたレートの部
分的なビームフォーマ信号を互いに加算するためのシリ
アルデータ加算パスを有することを特徴とするビームフ
ォーマ。 - 【請求項６】前記フィルタが、ディジタル補間／デシメ
ーションフィルタを含むような、請求項５に記載のビー
ムフォーマ。 - 【請求項７】前記フィルタが、対称インパルス応答重み
づけ係数を持つ有限インパルス応答（FIR）ディジタル
フィルタを含むような、請求項６に記載のビームフォー
マ。 - 【請求項８】前記並列受信チャンネルの各々のための信
号処理パス、部分的ビーム形成装置および、単独の部分
的ビームフォーマ信号を発現させるために用いられるフ
ィルタ装置が、単独の回路ボード上に形成されるよう
な、請求項５に記載のビームフォーマ。 - 【請求項９】前記並列受信チャンネルの各々のための信
号処理パス、部分的ビーム形成装置および単独の部分的
ビームフォーマ信号を発現させるために用いられるフィ
ルタ装置が、単独の集積回路内に形成されるような、請
求項５に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１０】ビームフォーマにおいて、 波を検出するための、そしてそれに応答して、ディジタ
ルサンプルを含む、そして与えられたサンプルレート
（f0）を持つ、それぞれの複数のディジタルサンプル信
号を発生するための、複数の並列受信チャンネル装置を
有しており、該複数の並列受信チャンネル装置は、複数
のチャンネルグループを有しており、該各チャネルグル
ープは、並列受信チャネルから構成されており、 複数の部分的ビーム形成装置を有しており、前記部分的
ビーム形成装置の各１つは、前記複数の並列受信チャン
ネルの１つのチャネルグループのディジタルサンプル信
号を受信し、そして部分的なビームフォーマサンプル信
号の出力を発現させるために前記与えられたレート
（f0）の事実上正数倍（Ｎ）であるレートによって前記
ディジタルサンプル信号を処理し、 複数のフィルタ装置を有しており、前記フィルタ装置の
各１つは、前記与えられたレート（f0）において部分的
なビームフォーマ信号を発現させるために前記部分的な
ビーム形成装置のそれぞれの部分的なビーム形成サンプ
ル信号をフイルタリングし、そして ビームフォーマ信号を形成するために、前記フィルタ装
置の各々によって発現された前記与えられたレートの部
分的なビームフォーマ信号を互いに加算するためのシリ
アルデータ加算パスを有しており、 各部分的ビーム形成装置が、 複数の並列加算パスを有しており、各並列加算パスがデ
ィジタルデータ加算器の直列接続を含み、そして出力を
持っており、 各ディジタル信号の各ディジタルサンプルのために、前
記並列加算パスのいずれの１つに前記ディジタルサンプ
ルが加えられるべきであるかを決めるための遅延決定装
置を有しており、前記決定装置は前記並列受信チャンネ
ルの隣接した各々のディジタルサンプル間に達成される
べき時間遅延に基づいており、 前記並列加算パス内に加えられるディジタルデータサン
プルを形成するために、前記複数の受信チャンネルの各
々の各ディジタルサンプルを、このために決められた前
記１つの並列加算パスに制御可能な状態で加えさせるよ
う、前記遅延決定装置に応答する選択加算装置を有して
おり、前記フィルタ装置は前記加算されたディジタルデ
ータサンプルに応答することを特徴とするビームフォー
マ。 - 【請求項１１】前記遅延決定装置が、各受信チャンネル
のディジタルサンプル間に必要な時間遅延を計算するた
めの、計算装置を含み、その結果、それらが他の受信チ
ャンネルのディジタルサンプルと組み合わせられるとき
に、前記身体における単独のポイントからの波反射を表
す出力信号が前記並列加算パスにおいて互いに干渉的に
加えられ、前記ビームフォーマ信号が形成されるよう
な、請求項10に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１２】前記選択的な加算装置が、前記並列受信
チャンネルの各々のために単独の加算器を含み、この加
算器は多重装置およびラッチ装置とによって前記並列加
算パスの各々に結合され、そして 前記選択的な加算装置が前記多重装置および前記ラッチ
装置を制御し、前記１つの並列加算パスにおいて与えら
れた加算器からのディジタルデータサンプルを回復さ
せ、加えられたディジタルデータサンプルを形成するた
めに前記ディジタルサンプルを前記回復されたディジタ
ルデータに加え、そして次に前記加えられたディジタル
データサンプルを、前記与えられた加算器に続く前記並
列加算パスにおけるポイントに備えるような、請求項11
に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１３】前記ディジタルサンプルが、前記並列受
信チャンネルから前記並列加算パスに加えられるとき、
適切な焦点あわせおよび／またはビーム操縦遅延を行う
ため、前記計算装置が前記時間遅延を決めるような、請
求項12に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１４】前記並列受信チャンネルが、各々、その
チャンネルの中のディジタルサンプルに応答するディジ
タル蓄積装置を含み、その蓄積装置は、前記並列受信チ
ャンネルのディジタルサンプル信号の中に粗時間遅延を
確立するよう制御される、ディジタルサンプルの書き込
みまたは読み出しのいずれか一方または、その両方を持
つような、請求項10に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１５】前記遅延決定装置が、前記ディジタルサ
ンプルの各１つが前記複数の並列加算パスのいずれに加
えられるべきかに従って、前記並列受信チャンネルのデ
ィジタルサンプルの間に微時間遅延を決め、前記微時間
遅延は、前記粗時間遅延単位の1/Nの時間単位に量子化
され、ここにおいてＮは並列加算パスの数に等しいよう
な、請求項14に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１６】前記並列加算パスが加算器の直列接続を
含み、そしてそれらがそこを通して処理されるに従い、
加えられたディジタルサンプルに増加する遅延をもたら
し、そして前記ディジタル蓄積装置は、前記増加する時
間遅延を補償する、前記並列受信チャンネルのディジタ
ルサンプル信号の間に時間遅延を確立するよう制御され
るような、請求項14に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１７】前記並列受信チャンネルの各々のための
信号処理パス、部分的ビーム形成装置および、単独の部
分的ビームフォーマ信号を発現させるために用いられる
フィルタ装置が、単独の回路ボード上に形成されるよう
な、請求項16に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１８】前記並列受信チャンネルの各々のための
信号処理パス、部分的ビーム形成装置および単独の部分
的ビームフォーマ信号を発現させるために用いられるフ
ィルタ装置が、単独の集積回路内に形成されるような、
請求項16に記載のビームフォーマ。 - 【請求項１９】ビームフォーマにおいて、 波を検出するための、そしてそれに応答して、ディジタ
ルサンプルを含む、そして与えられたサンプルレート
（f0）を持つ、それぞれの複数のディジタルサンプル信
号を発生するための、複数の並列受信チャンネル装置を
有しており、該複数の並列受信チャンネル装置は、複数
のチャネルグループを有しており、該各チャネルグルー
プは、並列受信チャネルから構成されており、 複数の部分的ビーム形成装置を有しており、前記部分的
ビーム形成装置の各１つは、前記複数の並列受信チャン
ネルの１つのチャネルグループのディジタルサンプル信
号を受信し、そして部分的なビームフォーマサンプル信
号の出力を発現させるために前記与えられたレート
（f0）の事実上正数倍（Ｎ）であるレートによって前記
ディジタルサンプル信号を処理し、 前記部分的ビームフォーマ装置が、前記ビームフォーマ
サンプル信号を発現させるために、ビーム操縦および／
またはダイナミックな焦点あわせを行わせるために、そ
れらの間で前記並列受信チャンネルのチャネルグループ
からのディジタルサンプルを組み合わせるための、組み
合わせ用装置を含み、 前記部分的ビームフォーマ装置が、新しいディジタルサ
ンプル信号を提供するために前記ディジタルサンプル信
号にゼロ値ディジタルサンプルを加算するための装置を
含み、その結果前記ディジタルサンプル信号のサンプル
レートを前記与えられたレート（f0）の前記正数（Ｎ）
倍に増加させ、 複数のフィルタ装置を有しており、前記フィルタ装置の
各１つは、前記与えられたレート（f0）において部分的
なビームフォーマ信号を発現させるために前記部分的な
ビーム形成装置のそれぞれの部分的なビーム形成サンプ
ル信号をフイルタリングし、そして ビームフォーマ信号を形成するために、前記フィルタ装
置の各々によって発現された前記与えられたレートの部
分的なビームフォーマ信号を互いに加算するためのシリ
アルデータ加算パスを有しており、 前記フィルタが、ディジタル補間／デシメーションフィ
ルタを含んでおり、 前記フィルタが、対称インパルス応答重みづけ係数を持
つ有限インパルス応答（FIR）ディジタルフィルタを含
んでおり、 さらに、前記遅延決定装置および前記選択的加算装置を
制御する制御信号を提供するための、プロセッサ制御装
置が設けられており、これによって前記並列加算パスに
おける前記加えられたディジタルデータサンプルの加算
を制御し、 前記並列加算パスにおいて加えられるディジタルデータ
サンプルを発現させるために、前記選択的な加算装置に
よって制御されるように、前記並列加算パスの選択され
た１つに加えられる、前もって決められたディジタルサ
ンプルを提供するために、前記プロセッサ制御装置に応
答するデータ伝送装置を含み、 前記プロセッサ制御装置が、前記加えられたディジタル
データサンプルを分析し、そしてそれらを、前記データ
伝送装置によって前記並列加算パスに提供された前記前
もって決められたディジタルサンプルに応答して前記並
列加算パス内に発現することが予期される加えられるデ
ィジタルデータサンプルに比較するために前記並列加算
パスの前記加えられたディジタルデータサンプルに応答
し、それによって前記ビームフォーマのためのビルトイ
ン試験装置を形成する ことを特徴とするビームフォーマ。 - 【請求項２０】前記ビルトイン試験装置が、前記部分的
ビーム形成装置の各１つを個別に試験するように制御さ
れるような、請求項19に記載のビームフォーマ。 - 【請求項２１】前記並列受信チャンネルの各々のための
信号処理パス、部分的ビーム形成装置および、単独の部
分的ビームフォーマ信号を発現させるために用いられる
フィルタ装置が、単独の回路ボード上に形成されるよう
な、請求項19に記載のビームフォーマ。 - 【請求項２２】前記並列受信チャンネルの各々のための
信号処理パス、部分的ビーム形成装置および単独の部分
的ビームフォーマ信号を発現させるために用いられるフ
ィルタ装置が、単独の集積回路内に形成されるような、
請求項19に記載のビームフォーマ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/038,572 | 1993-03-26 | ||
| US38,572 | 1993-03-26 | ||
| US08/038,572 US5388079A (en) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | Partial beamforming |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08505556A JPH08505556A (ja) | 1996-06-18 |
| JP2776986B2 true JP2776986B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=21900691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6522107A Expired - Lifetime JP2776986B2 (ja) | 1993-03-26 | 1994-03-16 | 部分的なビーム形成 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5388079A (ja) |
| EP (1) | EP0691021A1 (ja) |
| JP (1) | JP2776986B2 (ja) |
| CN (1) | CN1046170C (ja) |
| WO (1) | WO1994023422A1 (ja) |
Families Citing this family (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US7678048B1 (en) | 1999-09-14 | 2010-03-16 | Siemens Medical Solutions Usa, Inc. | Medical diagnostic ultrasound system and method |
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| JP4805254B2 (ja) * | 2004-04-20 | 2011-11-02 | ビジュアルソニックス インコーポレイテッド | 配列された超音波トランスデューサ |
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| US8002708B2 (en) * | 2005-01-11 | 2011-08-23 | General Electric Company | Ultrasound beamformer with scalable receiver boards |
| US8066642B1 (en) | 2005-05-03 | 2011-11-29 | Sonosite, Inc. | Systems and methods for ultrasound beam forming data control |
| US20070016023A1 (en) * | 2005-06-28 | 2007-01-18 | Siemens Medical Solutions Usa, Inc. | Scalable ultrasound system and methods |
| US8001841B2 (en) * | 2005-10-14 | 2011-08-23 | Olympus Ndt | Ultrasonic fault detection system using a high dynamic range analog to digital conversion system |
| CA2628100C (en) | 2005-11-02 | 2016-08-23 | Visualsonics Inc. | High frequency array ultrasound system |
| CN101112320B (zh) * | 2006-07-28 | 2010-07-21 | 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 | 波束合成的接收聚焦参数的实时计算方法及其装置 |
| KR100886932B1 (ko) | 2007-06-26 | 2009-03-09 | 주식회사 바이오넷 | 단일 보간기를 이용한 다채널 빔집속장치 및 방법 |
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