JPH0514246A - 双方向増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ２線回線伝送路において、減衰した信号を増
幅する双方向増幅器。 【構成】 ２線４線交換をするハイブリッド回路１１ａ
の入力端に無音期間にホワイト・ノイズ１４ａを印加
し、その入力端と出力端間に適応フィルタ１２ａを設
け、疑似エコー信号ｄ_0p（ｎ）をつくり、適応フィルタ
１１ａの最適化動作を行い最適値を求めそれを設定して
通信を行う。最適化動作が無音期間中に完了すれば成功
とし、未完了ならば失敗として成功失敗判定器１３ａで
判定し、次の無音期間に再度最適化動作をくり返す。 【効果】 通信開始時のわずかな無音期間に最適化動作
が完了しない場合には、通信中の無音期間を検出して最
適化動作をするようにしたから、通信回線の減衰量の大
きな変化に対しても確実に対処できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電話、ファクシミリ、デ
ータなどの２線回線伝送路において減衰した信号の増幅
をするための双方向増幅器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電話、ファクシミリ、データなどの伝送
を行う２線回線を用いた双方向通信において減衰した信
号の増幅を目的として双方向増幅を行う場合、ハイブリ
ッド回路により２線４線変換を行った後に、単方向増幅
器にてそれぞれの方向の増幅を行う方法がとられる。し
かし、一般の加入者線はその回線毎に、線種、線路長が
異なるためインピーダンスが一定とならず、固定された
定数をもつハイブリッド回路では完全なインピーダンス
整合をとることができない。インピーダンス整合がとれ
ない場合、すなわちハイブリッド・バランスがくずれた
場合、ハイブリッド回路の４線側入力端の信号が４線側
出力端に回り込んでしまう。この回り込み信号を除去し
ないままに増幅を行うと、極端な場合、ハイブリッド回
路が形成する４線ループで発振を起こし、また発振を起
こさない場合でも、大きなエコーが生じる。このために
固定された定数をもつハイブリッド回路のみで２線４線
変換を行った場合において、回線条件が変動すると、増
幅はほとんどできない。

【０００３】この問題を解決する技術として、エコー・
サプレッサ方式あるいはエコー・キャンセラ方式を用い
た双方向増幅器がある。

【０００４】エコー・サプレッサ方式を用いた双方向増
幅器は、通常の音声通信が会話型すなわち非同時双方向
通信であるという性質を利用する。たとえば話者Ａの信
号レベルが話者Ｂの信号レベルより大きい時は話者Ｂの
信号が無いものと見做し、話者Ａの信号のみを増幅し話
者Ｂの信号は抑制して減衰させる。このように通話方向
制御を行えば、４線ループの利得を抑えながら信号を増
幅することが可能となる。エコー・サプレッサ方式は制
御が簡単であり安価に構成できるという利点をもつ。反
面、話者Ａまたは話者Ｂの信号レベルを検出していずれ
の信号を抑制するかを判断してからでないと制御を行え
ないために、話頭切断が必然的に存在し、また本質的に
同時通話を許さないので自然な通話を阻害しがちである
という欠点を有する。

【０００５】エコー・キャンセラ方式を用いた双方向増
幅器は、内部に疑似回り込み信号生成部をもち、２線４
線変換をするハイブリッド回路での送信側の信号が受信
側の線路に回り込む信号を、疑似回り込み信号生成部か
ら出力される疑似回り込み信号で打ち消し、４線ループ
内を一巡する信号を、減衰させることで増幅を可能にす
る。疑似回り込み信号生成部は、減衰量および遅延時間
を可変できるタップ係数可変型のトランスバーサル・フ
ィルタで構成され、ハイブリッド回路で生じる回り込み
信号を観測しながら、それが最小になるようにタップ係
数を修正する。したがって、電話回線の条件が変化して
もそれに適応して回り込み信号を低減させることが可能
となる。エコー・キャンセラ方式では通話方向制御を行
う必要がないのでエコー・サプレッサ方式において発生
する話頭切断は存在せず、また同時双方向通話も支障な
く行える。

【０００６】エコー・キャンセラ方式を用いた双方向増
幅器は、その制御方式の面からプリセット型と常時適応
型に大別される。エコー・キャンセラ方式のプリセット
型では疑似回り込み信号の減衰量および遅延時間を設定
するためにトランスバーサル・フィルタのタップ係数を
決定する必要があり、そのタップ係数を得るために、ト
レーニング信号をハイブリッド回路の４線側入力端（送
信側）から送出し、その４線側入力端（受信側）に現わ
れるトレーニング信号の回り込み量を監視し、前記トラ
ンスバーサル・フィルタのタップ係数の最適値を決定
（最適化）する。この最適化動作は通信信号の存在しな
い一定時間内に終了させ、その後は最適化されたタップ
係数の値を保持したまま通信が行われる。

【０００７】通常適応型では、特別なトレーニング信号
を用いないで通信中に現われるハイブリッド回路の４線
側入力端の信号を用い、その信号がハイブリッド回路の
４線側出力端に回り込む量を監視することによって前記
トランスバーサル・フィルタのタップ係数を最適化して
いる。

【０００８】プリセット型の長所としては、通信信号の
存在しない期間にトレーニングが行われるから、トレー
ニング信号を任意に選定できる点である。タップ係数の
最適化動作においては、如何に速く最適値に収束させう
る（最適値を求める）かが問題であり、それには疑似回
り込み信号生成部の入力（ハイブリッド回路の４線側入
力端の信号）として自己相関の少ない信号が要求され
る。トレーニング信号に自己相関の少ない信号を選べば
高速に最適値に収束させることが可能となる。プリセッ
ト型の短所としては最適化動作を一定期間内に終了させ
なければならない点、また通信の途中で回線条件が変化
した場合には対処できない点がある。しかし、一旦接続
された電話回線の条件が通信の途中で変化することは稀
であるから致命的な欠点とはなりえない。

【０００９】常時適応型の長所としては前記最適化が通
信中いつでも実行可能であること、また通信途中で回線
条件が変化した場合にも対処できることがあげられる。
しかしながら、音声やモデム信号等の信号を用いて最適
化動作を行うため、比較的自己相関の強い信号を前提に
しなければならないという欠点がある。このような信号
を前提とした場合、最適値への収束はかなり緩やかにな
り、通信開始後初期においてはタップ係数が最適化され
ない事態も生じる。したがって増幅器の増幅率は通信開
始後初期の段階では小さく設定し、その後徐々に増大さ
せるよう制御する必要があり、自然な通話もしくは正常
な通信を損なう場合がある。

【００１０】以上において述べたエコー・キャンセラ方
式のプリセット型および常時適応型の長所短所の比較に
おいて、一旦接続された電話回線の条件が通信中に変化
することは稀であるという前提を認めるならば、プリセ
ット型が優れている。エコー・キャンセラ方式を用いた
プリセット型の場合、初期のトレーニングに失敗すると
その後は前記タップ係数の最適化が行われないのでその
通信は継続できず、通信回線の接続を放棄せざるを得な
い。したがって、通信におけるどの時点でトレーニング
を行うかが非常に重要となる。トレーニングを成功させ
るために必要となる条件は３つある。第１はトレーニン
グの対象となる回線の接続が完了していること（市内交
換機側で回線が終端されていること）、第２は通信が無
音状態にあること、第３はその無音状態の一定期間が予
測できることである。

【００１１】第１の条件は、通信回線が接続されてはじ
めてトレーニングが可能となるのであるから、当然であ
る。

【００１２】第２の条件はトレーニングは無音状態にお
いてのみ可能であることから、トレーニングの成功／失
敗に係わる条件であり重要である。疑似回り込み信号生
成部は、ハイブリッド回路の４線側入力端子の信号が４
線側出力端子にどの程度洩れてくるかを監視し疑似回り
込み信号を発生させる。もし、４線側出力端子に回り込
み信号以外の信号、たとえば音声信号が２線側端子から
重畳されると、監視内容が真の回り込み信号とは異なっ
たものとなる。その結果、タップ係数は最適値に収束し
なくなってしまい、トレーニングは失敗に終わる。２線
側端子に予定しない信号が重畳されているか否かをトレ
ーニング信号送出中に知るのは困難であるから、トレー
ニングは無音状態で行う必要がある。

【００１３】第３の条件は、トレーニングの制御に必要
となる条件で、トレーニング開始後は必要とされる期間
無音状態の継続が保障されなければならない。通信には
トレーニング期間を満足させうる無音期間が多く存在す
るが、これらの内ほとんどは通信内容に依存するため予
めトレーニング期間として予定するのは困難である。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】エコー・キャンセラ方
式のプリセット型において、前記３つの条件を満たす可
能性が高い無音期間としては、回線接続完了直後から実
際に通信信号が出力されるまでの期間が考えられる。こ
の期間は、人間が受話器を持ち上げて会話を始めるまで
の時間あるいは通信機械がタイマで応答するまでの時間
であり、ほとんどの通信において存在する。すなわち、
トレーニング期間を回線接続完了直後に設定すれば、ほ
とんどの通信においてトレーニングに成功する。しかし
ながら、小さな確率ではあるが回線接続完了直後ただち
に通信信号が出力されることがあり、また即時に出力さ
れない場合でもトレーニング終了前に通信信号が混入す
ることがあり、このような場合にはトレーニングに失敗
するという未解決の課題が残されていた。

【００１５】

【課題を解決するための手段】エコー・キャンセラ方式
のプリセット型において、通信信号が存在しないことを
検出する通信制御回路と、最適化動作を実行するために
２線４線変換をするハイブリッド回路の４線側入力端か
ら印加するホワイト・ノイズ発生器と、４線側入力端に
おいてホワイト・ノイズと通信信号とを切換える切換ス
イッチと、切換スイッチを介してホワイト・ノイズと通
信信号のうちの一方を４線側入力端から得て、適応許可
信号にもとづいて減衰し、遅延した信号をハイブリッド
回路の４線側出力端へ疑似回り込み信号として印加する
ための適応フィルタと、通信制御回路からの通信信号が
存在しないことを示す不存在信号を得たとき切換スイッ
チをホワイト・ノイズ発生器側に切換えて適応フィルタ
に最適化動作を行わしめ、それが完了したときにはその
最適化動作により得られた最適値である減衰量および遅
延量を保持するように指示し、最適化動作中に不存在信
号の印加がなくなったときには、切換スイッチを通信信
号側に切換え、今回の最適化動作を中止し、前回の最適
化動作により得られた最適値をそのまま保持するように
適応フィルタに指示するための成功失敗判定器とを設け
た。

【００１６】

【作用】通信回線の接続完了直後にトレーニング信号で
あるホワイト・ノイズによりトレーニングを行い、一定
時間経過後ハイブリッド回路の４線側出力端のトレーニ
ング信号（ホワイト・ノイズ）のレベルが所定のレベル
を十分下回っているかを判定し、下回っている場合には
その時点でトレーニングを終了し、下回らない場合には
継続してトレーニング動作を行うことにより、通信回線
の接続完了直後にトレーニング時間が確保できるような
通信であれば通信信号が出力される前までにトレーニン
グを終了させる。通信回線の接続完了直後にトレーニン
グ時間を確保できず通信信号が重畳されるような状態で
あっても、その通信信号が無音状態となったときに最適
化動作を行うようにしたから、最適化動作の失敗する可
能性が著しく減少し、通信の信頼性向上が得られるよう
になった。

【００１７】また、本発明による双方向増幅器は、外部
からの特別の制御を必要とするものではないので従来の
電話装置に組込まれた従来の双方向増幅器に置換えるこ
とが可能である。

【００１８】

【実施例】本発明の一実施例を図１を用いて説明する。

【００１９】図１は、局線Ｌ０と局線Ｌ１（以下では、
通信回線を局線と呼ぶ）を双方向増幅器で接続したもの
である。図中、中央の一点鎖線の左右で全く同じ回路構
成となっているので左側の局線Ｌ０側の回路について説
明する。

【００２０】図１において、局線Ｌ０は局線インタフェ
ース２０ａを介して、ハイブリッド回路１１ａと通話制
御回路３０ａに接続されている。１５ａはＡ／Ｄ変換器
であり、ハイブリッド回路１１ａからのアナログ信号を
デジタル信号である受話信号ｙ₀ （ｎ）に変換する。１
６ａはＤ／Ａ変換器であり、送話信号ｕ₀ （ｎ）をアナ
ログ信号に変換してハイブリッド回路１１ａに印加し、
２線４線変換を行い、局線インタフェース２０ａを介し
て局線Ｌ０へ送出する。局線Ｌ０とのインピーダンス整
合が完全にとれていない場合には、受話信号ｙ₀ （ｎ）
には送話信号ｕ₀ （ｎ）のハイブリッド回路１１ａから
の回り込み成分ｄ₀ （ｎ）が含まれる。疑似回り込み成
分である疑似エコー信号ｄ_0p（ｎ）を生成する適応フィ
ルタ１２ａは、送話信号ｕ₀ （ｎ）を入力とし、受話信
号ｙ₀ （ｎ）に含まれる回り込み成分ｄ₀ （ｎ）を推定
し、この推定値を疑似エコー信号ｄ_0p（ｎ）として出力
する遅延フィルタ動作と、適応許可信号ＩＮＨ₀ 、送話
信号ｕ₀ （ｎ）、残差信号ｅ₀ （ｎ）を入力とし疑似エ
コー信号ｄ_0p（ｎ）が回り込み成分ｄ₀ （ｎ）に近づく
ようにフィルタ係数を最適化する適応動作（以下、トレ
ーニングという。）を行う。減算器１８ａは、受話信号
ｙ₀ （ｎ）から疑似エコー信号ｄ_0p（ｎ）を減算し、残
差信号ｅ₀ （ｎ）を出力する。したがって、残差信号ｅ
₀ （ｎ）においては、局線Ｌ０からの受話信号ｙ₀
（ｎ）の成分は保存され、回り込み成分ｄ₀ （ｎ）は抑
圧される。乗算器１９ａは増幅器であり、残差信号ｅ₀
（ｎ）と利得定数α₀ を乗算し、増幅受話信号ｘ
₁ （ｎ）として出力する。ホワイト・ノイズ発生器１４
ａは、分散σ_N ²の無相関な信号（たとえばガウス雑音）
をホワイト・ノイズＮ₀ （ｎ）に出力する。ホワイト・
ノイズ発生器１４ａは、たとえば、ＲＯＭ（リード・オ
ンリ・メモリ）にあらかじめ分散σ_N ²の無相関な信号を
蓄えておき、これを逐次読出すことで実現される。切換
スイッチ１７ａは、適応許可信号ＩＮＨ₀ によって切換
えられ、適応許可信号ＩＮＨ₀ が適応許可を示している
ときにはホワイト・ノイズＮ₀ （ｎ）を送話信号ｕ
₀ （ｎ）として出力する。適応禁止を示している時には
切換スイッチ１７ａを切換えて局線Ｌ１側の回路の出力
である増幅受話信号ｘ₀ （ｎ）を送話信号ｕ₀ （ｎ）に
出力する。成功失敗判定器１３ａは、通話状態信号
Ｓ₀ 、残差信号ｅ₀ （ｎ）を入力されて、適応動作を許
可するか禁止するかを制御する信号を適応許可信号ＩＮ
Ｈ₀ として出力する。通話制御回路３０ａは、局線Ｌ０
が通話状態であるか終話状態であるかを局線インタフェ
ース２０ａからの信号を受けて判断して通話状態信号Ｓ
₀ として成功失敗判定器１３ａに対して出力する。

【００２１】図２は、適応フィルタ１２の一構成例を示
す。図２において、適応フィルタ１２はフィルタ動作を
行う適応フィルタ群１０１と適応動作を行うタップ係数
修正回路１１０とタップ係数器１１１によって構成され
る。適応フィルタ群１０１は単位遅延時間Ｔを得るため
の適応フィルタ素子１０２−１〜１０２−（Ｎ−１），
乗算器１０３−１〜１０３−Ｎ，加算器１０４−１〜１
０４−（Ｎ−１）で構成され、疑似エコー信号ｄ
_0p（ｎ）は、 ｄ_0p（ｎ）＝Σｈ_k （ｎ）ｕ₀ （ｎ−ｋ） （１） で表わされる。ただし、Σはｋ＝０からＮ−１までの合
計を表わし、ｋは同じく時間ｋＴを表わし、ｈ_k （ｎ）
は時刻ｎＴにおいてｋＴ時間遅延した信号に乗ずべき係
数であり、適応フィルタ群１０１に印加する各タップ係
数器１１１−１〜１１１−Ｎからのタップ係数を表わ
し、Ｎは適応フィルタ群１０１のタップ数を表わす。

【００２２】タップ係数修正回路１１０は、演算回路に
よって構成され、適応許可信号ＩＮＨ₀ が“適応禁止”
を指示しているときには、適応動作を停止させるため
に、タップ係数の修正を行わず、 ｈ_k （ｎ＋１）＝ｈ_k （ｎ） （２） ただし、ｋ＝０〜Ｎ−１ を出力する。適応許可信号ＩＮＨ₀ が“適応許可”を指
示しているときには、適応動作を行い、タップ係数修正
回路１１０は、 ｈ_k （ｎ＋１）＝ｈ_k （ｎ）＋μＡｅ₀ （ｎ） （３） を出力する。 ただし、Ａ＝ｕ₀ （ｎ−ｋ）（Ｎσ_N ²）^-1 であり、ｋ＝０〜Ｎ−１、０＜μ＜２であり、μは修正
係数、σ_N ²はホワイト・ノイズＮ₀ （ｎ）の分散（電
力）を表わす。式（３）の右辺第２項はタップ係数の修
正量を表わし、Ｎ・σ_N ²で送話信号ｕ₀ （ｎ−ｋ）を正
規化し、残差信号ｅ₀ （ｎ）に比例させる。

【００２３】図３は、成功失敗判定器１３の構成を示す
もので、タイマ１３１，電力検出器１３２，比較器１３
３，判定回路１３４で構成される。

【００２４】タイマ１３１は、判定回路１３４において
用いる判定タイミング信号ＴＭを出力する。通話状態信
号Ｓ₀ （ｎ）が“終話状態”を示しているときにはタイ
マ１３１はクリアされ、判定タイミング信号ＴＭは出力
されない。通話状態信号Ｓ₀ （ｎ）が“通話状態”を示
しているときには、一定時間τ（適応フィルタ１２ａの
入力信号である送話信号ｕ₀ （ｎ）がホワイト・ノイズ
であるときの適応フィルタ１２ａの収束時間より大きな
値に選ぶ。本実施例では、τ＝７５ｍｓとしている。）
毎に判定タイミング信号ＴＭを出力する。たとえば、残
差信号電力ｐ（ｎ）は、つぎの式（４）を用いて残差信
号ｅ₀ （ｎ）の２乗振幅値ｅ₀ （ｎ）² の移動平均値と
して求めることができる。

【００２５】 ｐ（ｎ）＝λｐ（ｎ−１）＋（１−λ）ｅ₀ （ｎ）² （４） ただし、λは過去のデータ程重みを小とする忘却係数で
あり、０＜λ＜１に選ぶ。比較器１３３は、残差信号電
力ｐ（ｎ）とあらかじめ定めた残差信号電力閾値ＰＳＨ
の大小比較を行い、比較結果を比較値ＣＰ（ｎ）として
出力する。判定回路１３４は、通話状態信号Ｓ₀ 、判定
タイミング信号ＴＭ、比較値ＣＰ（ｎ）を入力とし、適
応許可信号ＩＮＨ₀ を出力する。

【００２６】図４に判定回路１３４の動作を説明するた
めのタイミング・チャートを示す。（ａ）の通話状態信
号Ｓ₀ が“終話状態”であるときには、（ｂ）の判定タ
イミング信号ＴＭ、（ｅ）の比較値ＣＰ（ｎ）にかかわ
らず、（ｄ）の適応許可信号ＩＮＨ₀ を“適応禁止”と
する。（ａ）の通話状態信号Ｓ₀ が“終話状態”から
“通話状態”になった時点で、（ｄ）の適応許可信号Ｉ
ＮＨ₀ を“適応許可”とする。その後、（ｂ）の判定タ
イミング信号ＴＭの判定タイミングにおける（ｅ）の比
較値ＣＰ（ｎ）が、ｐ（ｎ）＞ＰＳＨであることを示し
ているならば、（ｄ）の適応許可信号ＩＮＨ₀ を“適応
許可”のままとし、（ｂ）の判定タイミング信号ＴＭの
周期τごとに実行される判定タイミングにおいて、
（ｅ）の比較値ＣＰ（ｎ）がｐ（ｎ）≦ＰＳＨであるこ
とを示したならば、（ｄ）の適応許可信号ＩＮＨ₀ を
“適応禁止”とする。一旦“適応禁止”となった後に
は、（ａ）の通話状態信号Ｓ₀ が再び“終話状態”から
“通話状態”になるまでは、（ｂ）の判定タイミング信
号ＴＭおよび（ｅ）の比較値ＣＰ（ｎ）の状態にかかわ
らず適応許可信号ＩＮＨ₀ を“適応禁止”とする。

【００２７】以上のように構成された双方向増幅器の動
作について、局線Ｌ０側の回路を例にとり説明する。

【００２８】図１において局線Ｌ０が終話状態のとき通
話制御回路３０ａは通話状態信号Ｓ₀ に“終話状態”で
あることを出力する。このとき、成功失敗判定器１３ａ
は適応許可信号ＩＮＨ₀ に“適応禁止”を出力する。ま
た、適応フィルタ１２ａのタップ係数ｈ_k （ｎ）の値は
全て０に初期化される（あるいは前回に行われた通話状
態での適応値を用いてもよい）。

【００２９】つぎに、局線Ｌ０が通話状態になると通話
制御回路３０ａは通話状態信号Ｓ₀に“通話状態”であ
ることを出力する。成功失敗判定器１３ａは通話状態信
号Ｓ₀ が“通話状態”になると、適応許可信号ＩＮＨ₀
を“適応許可”とし、切換えスイッチ１７ａを制御し、
送話信号ｕ₀ （ｎ）としてホワイト・ノイズＮ₀ （ｎ）
を出力させ、適応フィルタ１２ａに適応動作を開始させ
る。

【００３０】適応動作中、局線Ｌ０に音声あるいはモデ
ム等の信号が存在していなければ、適応動作にあたって
の雑音が存在しないことになるので、受話信号ｙ
₀ （ｎ）にはハイブリッド回路１１ａでの回り込み成分
ｄ₀ （ｎ）のみが出力される。それはハイブリッド回路
１１ａの回り込み特性を忠実に反映している。したがっ
て、この場合、疑似エコー信号ｄ_0p（ｎ）は時間ととも
に回り込み成分ｄ₀ （ｎ）に近づき、残差信号ｅ
₀ （ｎ）が０に近くなり、残差信号電力ｐ（ｎ）も０に
近づく。一方、適応動作中、局線Ｌ０に音声あるいはモ
デム等の信号が存在すれば、それは適応動作に対して雑
音として働くので、受話信号ｙ₀ （ｎ）はハイブリッド
回路１１ａの回り込み特性を忠実に反映しなくなり、適
応動作により得られた伝達関数（適応フィルタ）は、ハ
イブリッド回路１１ａでの回り込み成分ｄ₀（ｎ）を生
じさせる伝達関数とはかけ離れたものとなってしまう。
したがって、回り込み成分ｄ₀ （ｎ）は疑似エコー信号
ｄ_0p（ｎ）を用いて相殺できず、さらに、残差信号ｅ₀
（ｎ）には音声あるいはモデム等の信号も保存されるの
で、残差信号電力ｐ（ｎ）は大きな値となる。

【００３１】そこで成功失敗判定器１３ａは“適応許
可”の開始から一定の周期τごとに、残差信号電力ｐ
（ｎ）を観測し、適応が成功したか失敗したかを監視す
る。すなわち、残差信号電力ｐ（ｎ）とあらかじめ定め
た残差信号電力閾値ＰＳＨとを比較し、残差信号電力ｐ
（ｎ）が残差信号電力閾値ＰＳＨより大きいときは、何
らかの雑音が混入した（失敗した）と判定する。失敗と
判定したときは、適応フィルタ１２ａに再度適応動作を
させるため、適応許可信号ＩＮＨ₀を“適応許可”のま
まとし、再度一定時間τ経過後、残差信号電力ｐ（ｎ）
を観測し、適応動作が成功したか失敗したかを判定す
る。これらの動作は成功と判定するまで繰返し行う。成
功と判定したときは、以後、適応許可信号ＩＮＨ₀ を
“適応禁止”とし、適応フィルタ１２ａの適応動作を停
止（タップ係数を保持）し、スイッチを制御し送話信号
ｕ₀ （ｎ）に増幅受話信号ｘ₀ （ｎ）を出力する。以
後、受話信号ｙ₀ （ｎ）に重畳されている送話信号ｕ₀
（ｎ）の回り込み成分ｄ₀ （ｎ）を、適応動作を停止し
た適応フィルタ１２ａの出力である疑似エコー信号ｄ_0p
（ｎ）を用いて、減算器１８ａにて相殺する。

【００３２】以上に述べた適応動作を局線Ｌ１側の回路
においても並行して行う。局線Ｌ０、局線Ｌ１の両者に
おいて上記適応動作が終了すると、局線Ｌ０側の受話信
号ｙ₀ （ｎ）が乗算器１９ａにてα₀ 倍に増幅され局線
Ｌ１側の送話信号ｕ₁ （ｎ）となり、また局線Ｌ１側の
受話信号ｙ₁ （ｎ）が乗算器１９ｂにてα₁ 倍に増幅さ
れ局線Ｌ０側の送話信号ｕ₀ （ｎ）となって出力され
る。なお、利得定数α₀ , α₁ は、発振防止のためハイ
ブリッド回路１１ａと適応フィルタ１２ａで得られる回
り込み減衰量よりも小さい値に設定される。

【００３３】なお、前記の成功失敗判定器１３ａでは残
差信号ｅ₀ （ｎ）の電力を用いて比較を行っているが、
残差信号ｅ₀ （ｎ）の電圧あるいは波高値を用いて比較
を行ってもよい。これは電力が大きいときには電圧、電
力が小さいときには振幅値も小さくなるという関係があ
るからである。また、適応動作中に局線Ｌ０に音声等の
自己相関の強い信号が存在する場合、残差信号ｅ
₀ （ｎ）も自己相関が強くなるから、残差信号ｅ
₀ （ｎ）の電力のかわりに残差信号ｅ₀ （ｎ）の自己相
関値を用いて比較を行ってもよい。

【００３４】つぎに、本実施例による双方向増幅器を電
話交換装置の主装置に応用した場合の実施例について図
５を用いて説明する。

【００３５】図５は、主装置とこれに接続された複数の
電話機で構成された例を示す。主装置には、局線Ｌ０，
Ｌ１が接続されている。主装置は、局線インタフェース
として局線トランク５０−１，５０−２、内線インタフ
ェースとして内線トランク６０−１，６０−２、本発明
に関わる双方向増幅トランク１０、各トランク間を接続
する交換装置８０、終話状態符号送出部７０、ハイウェ
イ・バスＨＷ、主装置の動作を制御するマイクロコンピ
ュータ９０、制御バス９９で構成される。

【００３６】ハイウェイ・バスＨＷは、局線トランク５
０−１，５０−２、内線トランク６０−１，６０−２、
双方向増幅トランク１０、終話状態符号送出部７０から
交換装置８０へ向かう複数の上りハイウェイＨＷ_U と交
換装置８０から局線トランク５０−１，５０−２、内線
トランク６０−１，６０−２、双方向増幅トランク１０
へ向かう複数の下りハイウェイＨＷ_D とから成る。局線
トランク５０−１，５０−２は、局線Ｌ０，Ｌ１からの
音声，信号等をＡ／Ｄ変換し、上りハイウェイＨＷ_U へ
送出し、下りハイウェイＨＷ_D からの音声，信号等をＤ
／Ａ変換し、局線Ｌ１，Ｌ０へ送出する。

【００３７】内線トランク６０−１，６０−２は、電話
機からの音声，信号等をＡ／Ｄ変換し、上りハイウェイ
ＨＷ_U へ送出し、下りハイウェイＨＷ_D からの音声，信
号等をＤ／Ａ変換し、電話機へ送出する。終話状態符号
送出部７０は、終話状態を示す信号（たとえば無音）を
上りハイウェイＨＷ_U へ出力する。交換装置８０はマイ
クロコンピュータ９０の指示に従い、上りハイウェイＨ
Ｗ_U と下りハイウェイＨＷ_D の音声信号を交換接続する
ことにより、局線Ｌ０，Ｌ１と電話機との間の接続、電
話機相互間の接続、局線Ｌ０，Ｌ１と双方向増幅トラン
ク１０の接続、電話機と双方向増幅トランク１０の接続
を行い通話路を形成する。また、終話状態のトランク
（双方向増幅トランク１０，局線トランク５０，内線ト
ランク６０）に対しては、終話状態符号送出部７０の上
りハイウェイＨＷ_U を終話状態のトランクの下りハイウ
ェイＨＷ_D に交換接続する。マイクロコンピュータ９０
は制御バス９９を介して主装置の動作を制御する。

【００３８】図６は、局線トランク５０の構成を示した
もので、局線インタフェース回路５１、ハイブリッド回
路５２、Ａ／Ｄ変換回路５３、Ｄ／Ａ変換回路５６、ハ
イウェイ送信回路５４、ハイウェイ受信回路５５で構成
される。

【００３９】局線インタフェース回路５１は、局線Ｌ０
とのインタフェースをとるもので、図示されてはいない
直流閉結回路、ダイヤル送出回路、着信検出回路、リバ
ース検出回路を有する。これらの各検出回路は、検出結
果を制御バス９９を介してマイクロコンピュータ９０に
知らせ、図示されてはいない直流閉結回路、ダイヤル送
出回路は、制御バス９９を介してマイクロコンピュータ
９０によって制御される。ハイブリッド回路５２は、２
線４線変換を行う。

【００４０】Ａ／Ｄ変換回路５３は、局線Ｌ０からのア
ナログ信号をデジタル信号（たとえば、μ−１ａｗまた
はＡ−１ａｗと呼ばれる符号則でデジタル化されたＰＣ
Ｍ信号）に変換する。ハイウェイ送信回路５４は、Ａ／
Ｄ変換回路５３の出力を主装置内で定められた伝送規定
に従い、上りハイウェイＨＷ_U に出力する。また、ハイ
ウェイ送信回路５４は、局線インタフェース回路５１が
直流閉結を行っていない期間には無音信号を出力する。

【００４１】ハイウェイ受信回路５５は、主装置内で定
められた伝送規定に従い、下りハイウェイＨＷ_D からデ
ジタル信号を入力する。Ｄ／Ａ変換回路５６は、下りハ
イウェイＨＷ_D から入力されたデジタル信号をアナログ
信号に変換する。図６の局線トランク５０に含まれたハ
イブリッド回路５２，Ａ／Ｄ変換回路５３，Ｄ／Ａ変換
回路５６は、図１のハイブリッド回路１１ａ，Ａ／Ｄ変
換器１５ａ，Ｄ／Ａ変換器１６ａに相当する。

【００４２】図７は、内線トランク６０の構成を示した
もので、内線インタフェース回路６１、ハイブリッド回
路６２、Ａ／Ｄ変換回路６３、Ｄ／Ａ変換回路６６、ハ
イウェイ送信回路６４、ハイウェイ受信回路６５で構成
される。

【００４３】内線インタフェース回路６１は、マイクロ
コンピュータ９０から制御バス９９を介して制御されて
伝送路を介して接続された電話機と音声信号や制御情報
の送受信を行う。ハイブリッド回路６２は、２線４線変
換を行う。Ａ／Ｄ変換器６３は、電話機からのアナログ
信号をデジタル信号に変換する。ハイウェイ送信回路６
４は、Ａ／Ｄ変換器６３の出力を主装置内で定められた
伝送規定に従い、上りハイウェイＨＷ_U に出力する。ま
た、ハイウェイ送信回路６４は、内線インタフェース回
路６１が電話と音声信号の送受信を行っていない期間に
は無音信号を出力する。ハイウェイ受信回路６５は、主
装置内で定められた伝送規定に従い、下りハイウェイＨ
Ｗ_D からデジタル信号を入力する。Ｄ／Ａ変換回路６６
は、下りハイウェイＨＷ_D から入力されたデジタル信号
をアナログ信号に変換する。なお、本回路のハイブリッ
ド回路６２，Ａ／Ｄ変換器６３，Ｄ／Ａ変換器６６は、
図１のハイブリッド回路１１ａ，Ａ／Ｄ変換器１５ａ，
Ｄ／Ａ変換器１６ａに相当する。

【００４４】図８（ａ）は、終話状態符号送出部７０の
構成を示すもので、終話状態符号発生回路７１とハイウ
ェイ送信回路７２で構成される。終話状態符号送出部７
０は終話状態を示す信号を出力する回路であり、主装置
内で規定される一定の符号を出力する。この符号の例と
しては、無音符号があり、μ−１ａｗ符号則の場合１６
進数で“００”、Ａ−１ａｗ符号則の場合１６進数で
“２Ａ”あるいは“ＡＡ“である。ハイウェイ・バスＨ
Ｗの信号極性が負論理の場合には、符号μ−１ａｗ符号
則の場合“ＦＦ”、Ａ−１ａｗ符号則の場合“Ｄ５”あ
るいは“５５”となる。これらの符号は無音を表現して
おり、主装置では通話状態への移行時にクリツク音を発
生させないための終話状態符号として一般的に用いられ
る。

【００４５】図８（ｂ）は、終話状態符号発生回路７１
が発生する終話状態符号７９が“００”の場合の終話状
態符号発生回路７１の状態を示したものである。ハイウ
ェイ送信回路７２は、終話状態符号７９を主装置内で定
められた規定に従い上りハイウェイＨＷ_U に出力する。

【００４６】図９は、双方向増幅トランク１０の構成を
示したものである。双方向増幅トランク１０は、下りハ
イウェイＨＷ_D １と上りハイウェイＨＷ_U ２および下り
ハイウェイＨＷ_D ２と上りハイウェイＨＷ_U １を増幅を
行いつつ接続するものである。図中、中央の一点鎖線の
左右では全く同じ回路構成となっているので左側の回路
についてのみ説明する。図１に示した構成要素に同じも
のについては同じ記号を付した。

【００４７】図９において、ハイウェイ受信回路２１ａ
（図中ではＲ₀ と略記）は主装置内で定められた伝送規
定に従い下りハイウェイＨＷ_D １からＰＣＭ受信信号ｃ
₀ （ｎ）を入力する。ＰＣＭ−リニア変換器２２ａ（図
中ではＰ／Ｌと略記）は、ＰＣＭ受信信号ｃ₀ （ｎ）を
リニア信号に変換し、受話信号ｙ₀ （ｎ）として出力す
る。リニア−ＰＣＭ変換器２３ａ（図中ではＬ／Ｐと略
記）は、リニア信号である送話信号ｕ₀ （ｎ）を符号化
し、ＰＣＭ送話信号ｂ₀ （ｎ）として出力する。ハイウ
ェイ送信回路２４ａ（図中ではＴ₀ と略記）は、ＰＣＭ
送話信号ｂ₀ （ｎ）を主装置内で定められた伝送規定に
従い上りハイウェイＨＷ_U １へ出力する。

【００４８】通話状態検出器４０ａは、ＰＣＭ受話信号
ｃ₀ （ｎ）を入力とし、通話状態を示す信号として通話
状態信号Ｓ₀ を出力する。適応フィルタ１２ａ，減算器
１８ａ，成功失敗判定器１３ａ，切換スイッチ１７ａ，
ホワイト・ノイズ発生器１４ａ，乗算器１９ａは、図１
で説明したものと、同じ構成である。したがって、図１
におけるＡ／Ｄ変換器１５ａの出力ｙ₀ （ｎ）がハイウ
ェイバスＨＷ₀ １を介して伝達され、あるいは、図１に
おけるＤ／Ａ変換器１６ａの入力ｕ₀ （ｎ）がハイウェ
イバスＨＷ_U １を介して伝達される以外は、図１の回路
と全く同じ動作をする。ただし、図１の通話制御回路の
もつ機能は、図９の実施例では通話状態検出器４０ａ，
図５の交換装置８０，マイクロコンピュータ９０および
終話状態符号送出部７０の組み合わせで実現される。こ
れらの組み合わせによって終話状態にする場合は、マイ
クロコンピュータ９０が終話状態符号送出部７０と双方
向増幅トランク１０を交換接続するように交換装置８０
に指示する。したがって、双方向増幅トランク１０は下
りハイウェイＨＷ_D １から受信したＰＣＭ受話信号ｃ₀
（ｎ）を通話状態検出器４０ａにおいて観測することで
終話状態を知りうる。同様に通話状態にする場合は、マ
イクロコンピュータ９０が局線トランク５０あるいは内
線トランク６０と双方向増幅トランク１０を交換接続す
るように交換装置８０に指示する。したがって、双方向
増幅トランク１０は下りハイウェイＨＷ_D １から受信し
たＰＣＭ受話信号ｃ₀ （ｎ）を通話状態検出器４０ａに
おいて終話状態符号を検出できなくなったことをもって
通話状態を知りうる。

【００４９】図１０（ａ）は、図９における通話状態検
出器４０ａの構成を示したもので、終話状態符号発生回
路４１，照合回路４２，判定回路４３で構成される。終
話状態符号発生回路４１は終話状態を示す信号ＭＵＣを
出力する回路であり、主装置内で規定される一定の符号
（図８の終話状態符号送出部７０の終話状態符号発生回
路７１が出力する終話状態符号７９と同一符号）を出力
する。照合回路４２は、図１０（ｂ）にその動作の流れ
を示すように、時刻ｎ毎にＰＣＭ受信信号ｃ₀（ｎ）と
終話状態符号符号ＭＵＣとの照合を行い（Ｓ１）、一致
なら（Ｓ１Ｙ）照合信号ＰＣ（ｎ）＝“１”を（Ｓ
２）、不一致なら照合信号ＰＣ（ｎ）＝“０”を（Ｓ
３）出力する。判定回路４３は、カウンタＵＣを内蔵
し、照合信号ＰＣ（ｎ）をカウントし、ＰＣ（ｎ）＝
“１”の発生回数が多くなったなら通話状態信号Ｓ₀ に
“終話状態”を出力する。

【００５０】終話状態においては、ＰＣＭ受信信号ｃ₀
（ｎ）には終話状態符号が受信されるので、ノイズ等に
よる妨害がなければ照合信号ＰＣ（ｎ）＝“１”の発生
確率は１（毎サンプル一致）となる。通話状態において
は、ＰＣＭ受話信号ｃ₀ （ｎ）には局線トランク５０あ
るいは内線トランク６０のＡ／Ｄ変換器５３（図６），
６３（図７）の出力が接続される。局線Ｌ０からの音声
あるいは信号が存在する場合には、ＰＣＭ受話信号ｃ₀
（ｎ）は様々な値をとるので、照合信号ＰＣ（ｎ）＝
“１”の発生確率は１をかなり下回ることになる。局線
Ｌ０からの音声あるいは信号がない場合は、Ａ／Ｄ変換
器５３，６３は無音を表わす符号を出力するはずである
が、実際には、Ａ／Ｄ変換器５３，６３には量子化ノイ
ズが存在するため、ＰＣＭ受話信号ｃ₀（ｎ）のＬＳＢ
（最下位）ビットが変化するので、照合信号ＰＣ（ｎ）
＝“１”の発生確率は１よりもかなり小さくなる。

【００５１】このように、局線Ｌ０からの音声あるいは
信号の有無にかかわらず通話状態においては、照合信号
ＰＣ（ｎ）＝“１”の発生確率は１よりもかなり小さく
なる。以上の経験的に知られた統計的性質を利用し、照
合信号ＰＣ（ｎ）＝“１”の発生確率が１に近いときに
は“終話状態”とし照合信号ＰＣ（ｎ）＝“１”の発生
確率が０に近いときには“通話状態”とする。

【００５２】図１１は、図１０（ａ）の判定回路４３の
動作フローを示したもので、時刻ｎ毎に保護カウンタＵ
Ｃのカウント動作および通話状態の判定を行う。以下で
は、“終話状態”をＳ₀ ＝“０”で表わし“通話状態”
をＳ₀ ＝“１”で表わす。判定回路４３に含まれた図示
されてはいないカウンタＵＣのカウント方式にはリセッ
ト計数形式を用い、Ｓ₀ ＝“１”の場合（Ｓ１１Ｎ）、
通話信号を検出し照合信号ＰＣ（ｎ）＝０では（Ｓ１２
Ｙ）、カウンタＵＣを初期値０にリセットとし（Ｓ１
３）、通話状態Ｓ₀ ＝“１”を出力し続ける（Ｓ１
４）。照合信号ＰＣ（ｎ）＝“１”では（Ｓ１２Ｎ）、
通話信号を検出しないからカウンタＵＣの値を増加させ
る（Ｓ１５）。カウンタＵＣの値があらかじめ定めた値
Ｍ（たとえば４７）に達していない場合は（Ｓ１６
Ｎ）、カウンタＵＣの値はそのまま保持し（Ｓ１７）、
判定回路４３は通話状態信号Ｓ₀ ＝“１”を出力したま
まの状態とする（Ｓ１８）。つぎの周期においても通話
信号が検出されないならばステップＳ１１においてもＳ
１１Ｎを選びＳ１２〜Ｓ１８の動作が繰返され、やが
て、カウンタＵＣの値Ｍ（たとえば４７）が検出される
と（Ｓ１６Ｙ）、カウンタＵＣの値をリセットして（Ｓ
１９）、通話状態信号Ｓ₀ を“０”にして（Ｓ２０）、
終話状態を表示する。

【００５３】通話状態信号Ｓ₀ が“０”で終話状態を表
示しているとき（Ｓ１１Ｙ）、通話信号が検出されない
ときはＰＣ（ｎ）＝“１”であり（Ｓ２１Ｙ）、カウン
タＵＣの値はＵＣ＝０のままに保持され（Ｓ２２）、通
話状態信号Ｓ₀ もＳ₀ ＝“０”のまま保持されて、終話
状態を表示する（Ｓ２３）。

【００５４】つぎにこの状態から通話状態（ＰＣ（ｎ）
＝“０”）に遷移すると（Ｓ２１Ｎ）、ＰＣＭ受信信号
ｃ₀ （ｎ）には局線トランク５０あるいは内線トランク
６０のＡ／Ｄ変換器５３，６３の出力が接続され、ｃ₀
（ｎ）には終話状態符号でない符号（たとえば音声符
号）が出力される。本実施例では、終話状態Ｓ₀ ＝
“０”におけるカウンタＵＣの上限値Ｎは１にえらばれ
ている。これは、ハイウェイＨＷ等に混入するノイズは
実際上無視でき、終話状態符号が２回程度連続して検出
されないような場合、すなわち音声符号を２回連続して
検出したときは通話状態と見なすことができるからであ
る。したがって、終話状態符号でない符号が照合回路４
２において２回連続して検出されると（２回連続してＰ
Ｃ（ｎ）＝“０”）、判定回路４３は“通話状態”と判
定し（Ｓ２４Ｙ）、ＵＣ＝０にリセットし（Ｓ２５）、
Ｓ₀ ＝１を出力（Ｓ２６）する。カウンタの値ＵＣがＮ
に達していないとき（Ｓ２４Ｎ）、カウンタの値を１進
め（Ｓ２７）、設定されたカウント値Ｎに達し、通話状
態信号Ｓ₀ を“０”に保持したままにする（Ｓ２８）。
そこで通話信号が検出されると（Ｓ２１Ｎ）、カウント
値ＵＣ＝Ｎに達しているから（Ｓ２４Ｙ）カウンタはリ
セットされ（Ｓ２５）、通話状態信号Ｓ₀ は“１”にな
り（Ｓ２６）、通話状態を表示する。

【００５５】このように動作するから、終話状態（Ｓ₀
＝“０”）にあるときに通話信号が検出されると、ただ
ちにＳ₀ ＝“１”に変更されて通話状態を表示し、一度
通話状態になると、通話信号がたとえば４７回連続して
検出されれば、Ｓ₀ ＝“０”となって終話状態が表示さ
れる。なお、ハイウェイＨＷの誤り率を１０^-11 、Ｓ₀
＝“１”における照合信号ＰＣ（ｎ）の発生確率を１／
２、Ｎ＝１、Ｍ＝４７としたとき、判定回路４３が正し
い通話状態信号Ｓ₀ を出力し続ける平均時間は数百年以
上となるから、事実上、常に正しい通話状態信号Ｓ₀ を
出力し続けると考えてよい。

【００５６】図１０の通話状態検出器４０の説明におい
ては、終話状態符号は主装置内において１種類に定めら
れ、通話状態検出器４０がそれを承知していることを前
提として説明したが、必ずしも終話状態符号を特定する
必要はない。すなわち、主装置内の終話状態符号がどの
ような符号に選定されているかを通話状態検出器４０は
知らなくても動作可能であり、そのような通話状態検出
器４０Ｂの構成を図１２に示す。

【００５７】図１２において、照合回路４２，判定回路
４３は、図１０（ａ）で説明したものと同じである。照
合回路４２は、入力される符号列のうち現周期のＰＣＭ
受話信号ｃ₀ （ｎ）と遅延回路４４からの１周期過去の
ＰＣＭ受話信号ｃ₀ （ｎ−１）とを照合し、一致したな
ら照合信号ＰＣ（ｎ）＝“１”を出力し、不一致の場合
は照合信号ＰＣ（ｎ）＝“０”を出力する。すでに述べ
たように局線トランク５０あるいは内線トランク６０の
Ａ／Ｄ変換器５３，６３から連続した１種類の符号が出
力されることは皆無であるから、このような照合を行う
照合回路４２の出力ＰＣ（ｎ）に“１”が連続的に出力
されるのは、双方向増幅トランク１０が終話状態符号送
出部７０に接続されている場合、すなわち、完全に終話
状態にあるときに限定される。

【００５８】この通話状態検出回路４０Ｂでは、符号化
された信号である受話信号ｃ₀ （ｎ）を入力としている
が、これをＰＣＭ−リニア変換器２２ａ（図９）の出力
である受話信号ｙ₀ （ｎ）に代えても上記説明と同様の
目的を果たすことができる。ただし、その場合、受話信
号ｙ₀ （ｎ）はＰＣＭ受話信号ｃ₀ （ｎ）に比べてビッ
ト数が多くなり（たとえば、μ−ｌａｗ ＰＣＭ信号は
８ビットであり、それをリニア信号に変換した場合は１
４ビットになる）、照合回路４２の規模は大きくなる。
図５の主装置の説明においてはマイクロコンピュータ９
０の制御に要する時間を無視していたが、実際には１０
０ｍｓ程度の周期で図５の交換装置８０，局線トランク
５０−１，５０−２，内線トランク６０−１，６０−２
等の制御が行われる。このため実際に局線トランク５０
−１，５０−２が局線Ｌ０，Ｌ１に接続される時点とマ
イクロコンピュータ９０が交換装置８０に双方向増幅ト
ランク１０と局線トランク５０−１，５０−２との交換
接続を指示する時点とでは数百ｍｓの時間差がでる。も
し本発明の通話状態検出器４０，４０Ｂ（図１０，１
２）を用いず、双方向増幅トランク１０にもマイクロコ
ンピュータ９０からの指示で制御バス９９を介して通話
状態を知らしめるようにすれば、さらに数百ｍｓが時間
差に加算される。マイクロコンピュータ９０の指示がラ
ンダムな順序でなされるとすると、交換装置８０が交換
接続を行う前に双方向増幅トランク１０がマイクロコン
ピュータ９０の指示で適応動作を開始してしまったり、
双方向増幅トランク１０へのマイクロコンピュータ９０
からの指示が遅れてしまう場合が生じる。交換接続が完
了する以前に適応動作が開始してしまう場合には、適応
動作はハイブリッド回路が接続されていない状態で行わ
れるので全くの誤動作となり、マイクロコンピュータ９
０からの指示が遅れてしまう場合は、適応動作が理想と
する時点で行われなくなるので通信に支障をきたす。し
かしながら、本発明では通話状態検出器４０，４０Ｂを
用いるために、通信に妨害を与える可能性の少ない局線
接続直後の時点において適応動作を完了させることがで
きる。本発明による通話状態検出器４０，４０Ｂを設け
て通話状態を知る方法を用いれば、双方向増幅トランク
１０に入力されるＰＣＭ受信信号から直接的に通話状態
を知ることができるから、マイクロコンピュータ９０が
制御に要する時間の影響をほとんど無視できる。

【００５９】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明に
よれば、プリセット型のエコーキャンセラ方式による双
方向増幅器に成功失敗判定器を設けることによって、回
線接続完了直後にトレーニング時間を確保することがで
き、また、仮に回線接続完了直後に通信信号が重畳され
るような通信においても、その後に存在する通信の無音
期間を利用して正しい適応動作を行える。また、ホワイ
ト・ノイズのような自己相関の少ない信号をトレーニン
グ信号として用いることができ、収束時間は極めて短
く、わずかな無音期間が通信中に存在すればトレーニン
グに成功する。通信の初期段階は人間の会話であっても
機械間の通信であっても発信者および受信者の双方が送
信する全二重通信となる場合は無く、一方のみが送信す
る半二重通信である場合がほとんどであるから、必ず無
音状態が生ずる。したがって通信の初期段階で適応動作
を完了させることができ、その時点から双方向に対し増
幅を行えるから、不快感を感じたり通信が滞るようなこ
とはなくなる。また、既存の交換器の主装置において、
本発明の双方向増幅器をマウントしたプリント基板を従
来の双方向増幅器に挿し替えることができるから、従来
の主装置に対しても本発明を適用可能である。

【００６０】さらに、マイクロコンピュータの制御時間
による制約を受けることなくトレーニングを行うことが
できる。したがって、本発明の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。

【図２】図１に示した回路に含まれた構成要素である適
応フィルタの一実施例の回路構成図である。

【図３】図１に示した回路に含まれた構成要素である成
功失敗判定器の一実施例の回路構成図である。

【図４】図３に示した成功失敗判定器の構成要素である
判定回路の動作を示すタイミング・チャートである。

【図５】本発明の双方向増幅器を電話交換装置の主装置
に組込んだ場合の回路構成図である。

【図６】図５に示した主装置の構成要素である局線トラ
ンクの回路構成図である。

【図７】図５に示した主装置の構成要素である内線トラ
ンクの回路構成図である。

【図８】図５に示した主装置の構成要素である終話状態
送出部の回路構成図およびそこから発生される終話状態
符号を示す符号図である。

【図９】図５に示した主装置の構成要素である本発明に
関わる双方向増幅トランクの一実施例の回路構成図であ
る。

【図１０】図９に示した双方向増幅トランクの構成要素
である通話状態検出器の回路構成図およびそこに含まれ
た照合回路の動作の流れを示すフローチャートである。

【図１１】図１０に示した通話状態検出器の構成要素で
ある判定回路の動作の流れを示すフローチャートであ
る。

【図１２】通話状態検出器の他の実施例の回路構成図で
ある。

【符号の説明】

１０ 双方向増幅トランク １１ａ，１１ｂ ハイブリッド回路 １２ａ，１２ｂ 適応フィルタ １３ａ，１３ｂ 成功失敗判定器 １４ａ，１４ｂ ホワイト・ノイズ発生器 １５ａ，１５ｂ Ａ／Ｄ変換器 １６ａ，１６ｂ Ｄ／Ａ変換器 １７ａ，１７ｂ 切換スイッチ １８ａ，１８ｂ 減算器 １９ａ，１９ｂ 乗算器 ２０ａ，２０ｂ 局線インタフェース ２１ａ，２１ｂ ハイウェイ受信回路 ２２ａ，２２ｂ ＰＣＭ−リニア変換器 ２３ａ，２３ｂ リニア−ＰＣＭ変換器 ２４ａ，２４ｂ ハイウェイ送信回路 ３０ａ，３０ｂ 通信制御回路 ４０ａ，４０ｂ 通信状態検出器 ４１ 終話状態符号発生回路 ４２ 照合回路 ４３ 判定回路 ５０ 局線トランク ５１ 局線インタフェース回路 ５２ ハイブリッド回路 ５３ Ａ／Ｄ変換器 ５４ ハイウェイ送信回路 ５５ ハイウェイ受信回路 ５６ Ｄ／Ａ変換器 ６０ 内線トランク ６１ 内線インタフェース回路 ６２ ハイブリッド回路 ６３ Ａ／Ｄ変換器 ６４ ハイウェイ送信回路 ６５ ハイウェイ受信回路 ６６ Ｄ／Ａ変換器 ７０ 終話状態符号送出部 ７１ 終話状態符号発生回路 ７２ ハイウェイ送信回路 ７９ 終話状態符号 ８０ 交換装置 ９０ マイクロコンピュータ ９９ 制御バス １０１ 適応フィルタ群 １０２ 適応フィルタ素子 １０３ 乗算器 １０４ 加算器 １１０ タップ係数修正回路 １１１ タップ係数器 １３１ タイマ １３２ 電力検出器 １３３ 比較器 １３４ 判定回路 α₀ ，α₁ 利得定数 ｂ₀ （ｎ），ｂ₁ （ｎ） ＰＣＭ送話信号 ｃ₀ （ｎ），ｃ₁ （ｎ） ＰＣＭ受話信号 ｄ₀ （ｎ），ｄ₁ （ｎ） 回り込み成分 ｄ_0p（ｎ），ｄ_1p（ｎ） 疑似エコー信号 ｅ₀ （ｎ），ｅ₁ （ｎ） 残差信号 ｈ₀ （ｎ）〜ｈ_N-1 （ｎ） タップ計数 ｐ（ｎ） 残差信号電力 τ 周期 ｕ₀ （ｎ），ｕ₁ （ｎ） 送話信号 ｘ₀ （ｎ），ｘ₁ （ｎ） 増幅受話信号 ｙ₀ （ｎ），ｙ₁ （ｎ） 受話信号 ＣＰ（ｎ） 比較値 ＨＷ ハイウェイ ＨＷ_D 下りハイウェイ ＨＷ_U 上りハイウェイ ＩＮＨ₀ ，ＩＮＨ₁ 適応許可信号 Ｌ０，Ｌ１ 局線 Ｎ₀（ｎ），Ｎ₁ （ｎ） ホワイト・ノイズ ＰＣ（ｎ） 照合信号 ＰＳＨ 残差信号電力閾値 Ｓ₀ ，Ｓ₁ 通話状態信号 ＴＭ 判定タイミング信号

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信信号の一部が受信信号に回り込み信
   号となって現われる量をあらかじめ測定するために通信
   信号の無音期間においてホワイト・ノイズを発生するた
   めのホワイト・ノイズ発生手段（１４）と、 前記ホワイト・ノイズを前記無音期間において減衰し遅
   延せしめて疑似エコー信号（ｄ_op（ｎ））を得て前記受
   信信号に差となるように重畳して前記受信信号が最小値
   を示すように最適化するための動作をする適応フィルタ
   手段（１２）と、 前記最適化するための動作が前記無音期間内に完了した
   ときには成功と判断して前記適応フィルタ手段の状態を
   保持し、前記無音期間内に前記最適化するための動作が
   完了しなかった場合には失敗と判断して、つぎに生じる
   無音期間において前記最適化する動作を前記適応フィル
   タにくり返して実行せしめるための成功失敗判定手段
   （１３）とを含む双方向増幅器。
2. 【請求項２】 前記送信信号および前記受信信号を符号
   化し、現周期の符号値と１周期前の符号値とが一致する
   頻度が大きい場合は終話状態と判断し、前記一致する頻
   度が小さい場合には通話状態と判断し、前記通話状態と
   判断した期間を前記無音期間とするための通話状態検出
   手段（４０，４０Ｂ）を具備した請求項１記載の双方向
   増幅器。
3. 【請求項３】 前記適応フィルタ手段が、前記疑似エコ
   ー信号を前記受信信号に差となるように重畳され前記受
   信信号が最小値を示すように最適化する動作をする場合
   に、前記最小値を、前記重畳された受信信号の電圧値、
   波高値、自己相関値のうちの１つの値により求めるもの
   である請求項１記載の双方向増幅器。