JPH0514074A - 平衡型差動増幅回路 - Google Patents
平衡型差動増幅回路Info
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- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 2
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電源電圧変動除去比の高いアクティブ・フィ
ルタを実現するための平衡型差動増幅回路を提供する。 【構成】 入力端子ＩＮ０、ＩＮ１に入力された信号は
トランジスタＱ１１、Ｑ１２により増幅され、差動電流
出力端子ＯＵＴ０Ａ、ＯＵＴ１Ａから電流信号として出
力される。負荷Ｃ１１、Ｃ１２はこの電流信号を電圧信
号に変換する。バッファＢ１１、Ｂ１２は負荷Ｃ１１、
Ｃ１２で変換された電圧信号を受け電圧出力端子ＯＵＴ
０、ＯＵＴ１から低インピーダンスで出力する。この平
衡型差動ｇｍアンプ回路では入力信号、出力信号共に差
動信号である。バッファＢ１１、Ｂ１２から出力された
信号の同相成分の電圧は抵抗Ｒ１５、Ｒ１６によって検
出される。この同相成分の電圧が上昇するとトランジス
タＱ１６のコレクタ電流が減少し、従ってカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタＱ１３〜Ｑ１５のコレク
タ電流が減少する。このように出力信号の同相成分を負
帰還することにより出力信号の同相成分のレベルが安定
化される。
ルタを実現するための平衡型差動増幅回路を提供する。 【構成】 入力端子ＩＮ０、ＩＮ１に入力された信号は
トランジスタＱ１１、Ｑ１２により増幅され、差動電流
出力端子ＯＵＴ０Ａ、ＯＵＴ１Ａから電流信号として出
力される。負荷Ｃ１１、Ｃ１２はこの電流信号を電圧信
号に変換する。バッファＢ１１、Ｂ１２は負荷Ｃ１１、
Ｃ１２で変換された電圧信号を受け電圧出力端子ＯＵＴ
０、ＯＵＴ１から低インピーダンスで出力する。この平
衡型差動ｇｍアンプ回路では入力信号、出力信号共に差
動信号である。バッファＢ１１、Ｂ１２から出力された
信号の同相成分の電圧は抵抗Ｒ１５、Ｒ１６によって検
出される。この同相成分の電圧が上昇するとトランジス
タＱ１６のコレクタ電流が減少し、従ってカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタＱ１３〜Ｑ１５のコレク
タ電流が減少する。このように出力信号の同相成分を負
帰還することにより出力信号の同相成分のレベルが安定
化される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、差動増幅回路に関する
ものである。
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図５に従来の単一出力の相互コンダンタ
ンス型差動増幅回路（以下、ｇｍアンプ回路と称する）
を示す。同図において、トランジスタＱ２１、Ｑ２２の
各エミッタには定電流回路Ｉ２１が接続され、一方、各
コレクタには、トランジスタＱ２３、Ｑ２４および抵抗
Ｒ２１、Ｒ２２からなるカレントミラー回路が接続され
ている。ＩＮ０、ＩＮ１はｇｍアンプ回路の入力端子で
あり、それぞれトランジスタＱ２２、Ｑ２１のベースに
接続されている。一方、ＯＵＴＡは電流出力端子であ
り、トランジスタＱ２２のコレクタに接続されている。
Ｃ２１はｇｍアンプ回路の負荷容量で、ＯＵＴＡから供
給される電流信号を電圧信号に変換する。Ｂ２１はバッ
ファであり、Ｃ２１で変換された電圧信号を出力端子Ｏ
ＵＴから低インピーダンスで外部に出力する。図６は、
図５の回路図を記号を用いて簡略化して表したものであ
る。
ンス型差動増幅回路（以下、ｇｍアンプ回路と称する）
を示す。同図において、トランジスタＱ２１、Ｑ２２の
各エミッタには定電流回路Ｉ２１が接続され、一方、各
コレクタには、トランジスタＱ２３、Ｑ２４および抵抗
Ｒ２１、Ｒ２２からなるカレントミラー回路が接続され
ている。ＩＮ０、ＩＮ１はｇｍアンプ回路の入力端子で
あり、それぞれトランジスタＱ２２、Ｑ２１のベースに
接続されている。一方、ＯＵＴＡは電流出力端子であ
り、トランジスタＱ２２のコレクタに接続されている。
Ｃ２１はｇｍアンプ回路の負荷容量で、ＯＵＴＡから供
給される電流信号を電圧信号に変換する。Ｂ２１はバッ
ファであり、Ｃ２１で変換された電圧信号を出力端子Ｏ
ＵＴから低インピーダンスで外部に出力する。図６は、
図５の回路図を記号を用いて簡略化して表したものであ
る。
【０００３】図７は、図６（すなわち図５）のｇｍアン
プ回路によって構成したアクティブ・フィルタ回路の一
例であり、１次ローパスフィルタとして動作する。
プ回路によって構成したアクティブ・フィルタ回路の一
例であり、１次ローパスフィルタとして動作する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような従来の単一
出力のｇｍアンプ回路を用いたアクティブ・フィルタ回
路は、電源電圧が変動したとき信号にノイズが乗り易
い、即ち、電源電圧変動除去比が悪いという問題があ
る。
出力のｇｍアンプ回路を用いたアクティブ・フィルタ回
路は、電源電圧が変動したとき信号にノイズが乗り易
い、即ち、電源電圧変動除去比が悪いという問題があ
る。
【０００５】本発明の目的は、このような問題を解決
し、電源電圧変動除去比の優れたフィルタ回路を実現で
きる平衡型差動増幅回路を提供することにある。
し、電源電圧変動除去比の優れたフィルタ回路を実現で
きる平衡型差動増幅回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の平衡型差動増幅
回路は、上記目的を達成するために、２つの差動電流出
力端子を有する相互コンダクタンス型差動増幅回路と、
差動出力電圧の平均値（同相電圧）を検出するために２
つの電圧出力端子間に直列に接続された２本の抵抗と、
その２本の抵抗の接続点の電圧を検出しこの電圧が外部
から与えられた電圧に等しくなるように前記相互コンダ
クタンス型差動増幅回路の能動負荷の定電流値を制御す
る手段とを備えたことを特徴とする。
回路は、上記目的を達成するために、２つの差動電流出
力端子を有する相互コンダクタンス型差動増幅回路と、
差動出力電圧の平均値（同相電圧）を検出するために２
つの電圧出力端子間に直列に接続された２本の抵抗と、
その２本の抵抗の接続点の電圧を検出しこの電圧が外部
から与えられた電圧に等しくなるように前記相互コンダ
クタンス型差動増幅回路の能動負荷の定電流値を制御す
る手段とを備えたことを特徴とする。
【０００７】
【作用】能動負荷の定電流値が増加し、差動電圧出力端
子から出力される信号の同相成分のレベルが大きくなる
と制御手段は、能動負荷の定電流値を減少させる。この
ように、出力信号の同相成分をフィードバックすること
により、出力信号の同相成分のレベルをほぼ一定に保つ
ことができる。これにより、出力信号の同相成分のレベ
ルの安定した平衡型差動増幅回路が実現でき、入出力と
も差動信号で扱える電源電圧変動除去比の優れたフィル
タ回路を実現することが可能になる。
子から出力される信号の同相成分のレベルが大きくなる
と制御手段は、能動負荷の定電流値を減少させる。この
ように、出力信号の同相成分をフィードバックすること
により、出力信号の同相成分のレベルをほぼ一定に保つ
ことができる。これにより、出力信号の同相成分のレベ
ルの安定した平衡型差動増幅回路が実現でき、入出力と
も差動信号で扱える電源電圧変動除去比の優れたフィル
タ回路を実現することが可能になる。
【０００８】
【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
詳細に説明する。図１に本発明の一実施例である平衡型
差動ｇｍアンプ回路を示す。同図において、トランジス
タＱ１１、Ｑ１２のエミッタは共に定電流回路Ｉ１１の
一端に接続され、定電流回路Ｉ１１の他端はグランドに
接続されている。トランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレク
タはそれぞれトランジスタＱ１３、Ｑ１４のコレクタに
接続されている。トランジスタＱ１３〜Ｑ１５はカレン
トミラー回路を構成しており、それらのベースおよびト
ランジスタＱ１５のコレクタはすべて共通に接続され、
トランジスタＱ１３〜Ｑ１５のエミッタはそれぞれ抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を介して電源ＶＣＣに接続され
ている。トランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースはそれぞ
れ、平衡型差動ｇｍアンプ回路の入力端子ＩＮ０、ＩＮ
１に接続されている。またトランジスタＱ１１、Ｑ１２
のコレクタはそれぞれ差動電流出力端子ＯＵＴ１Ａ、Ｏ
ＵＴ０Ａに接続されている。Ｃ１１、Ｃ１２は平衡型差
動ｇｍアンプ回路の負荷容量であり、夫々差動電流出力
端子ＯＵＴ０Ａ、ＯＵＴ１Ａを介して供給される電流信
号を電圧信号に変換する。Ｂ１１、Ｂ１２はバッファで
あり、それらの入力は、差動電流出力端子ＯＵＴ０Ａ、
ＯＵＴ１Ａに夫々接続され、また、出力は、平衡型差動
ｇｍアンプ回路の電圧出力端子ＯＵＴ０、ＯＵＴ１に夫
々接続されている。抵抗Ｒ１５、Ｒ１６はバッファＢ１
１、Ｂ１２の出力信号の同相成分を検出するためのもの
で、それらの値は等しく、各一端はそれぞれバッファＢ
１１、Ｂ１２の出力に接続され、各他端は共にトランジ
スタＱ１７のベースに接続されている。
詳細に説明する。図１に本発明の一実施例である平衡型
差動ｇｍアンプ回路を示す。同図において、トランジス
タＱ１１、Ｑ１２のエミッタは共に定電流回路Ｉ１１の
一端に接続され、定電流回路Ｉ１１の他端はグランドに
接続されている。トランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレク
タはそれぞれトランジスタＱ１３、Ｑ１４のコレクタに
接続されている。トランジスタＱ１３〜Ｑ１５はカレン
トミラー回路を構成しており、それらのベースおよびト
ランジスタＱ１５のコレクタはすべて共通に接続され、
トランジスタＱ１３〜Ｑ１５のエミッタはそれぞれ抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３を介して電源ＶＣＣに接続され
ている。トランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースはそれぞ
れ、平衡型差動ｇｍアンプ回路の入力端子ＩＮ０、ＩＮ
１に接続されている。またトランジスタＱ１１、Ｑ１２
のコレクタはそれぞれ差動電流出力端子ＯＵＴ１Ａ、Ｏ
ＵＴ０Ａに接続されている。Ｃ１１、Ｃ１２は平衡型差
動ｇｍアンプ回路の負荷容量であり、夫々差動電流出力
端子ＯＵＴ０Ａ、ＯＵＴ１Ａを介して供給される電流信
号を電圧信号に変換する。Ｂ１１、Ｂ１２はバッファで
あり、それらの入力は、差動電流出力端子ＯＵＴ０Ａ、
ＯＵＴ１Ａに夫々接続され、また、出力は、平衡型差動
ｇｍアンプ回路の電圧出力端子ＯＵＴ０、ＯＵＴ１に夫
々接続されている。抵抗Ｒ１５、Ｒ１６はバッファＢ１
１、Ｂ１２の出力信号の同相成分を検出するためのもの
で、それらの値は等しく、各一端はそれぞれバッファＢ
１１、Ｂ１２の出力に接続され、各他端は共にトランジ
スタＱ１７のベースに接続されている。
【０００９】トランジスタＱ１６、Ｑ１７のエミッタは
それぞれ定電流回路Ｉ１２、Ｉ１３の一端に接続され、
また抵抗Ｒ１４を介して互いに接続されている。定電流
回路Ｉ１２、Ｉ１３の他端はグランドに接続されてい
る。トランジスタＱ１７のコレクタは電源ＶＣＣに接続
され、トランジスタＱ１６のコレクタはトランジスタＱ
１５のコレクタに接続されている。また、トランジスタ
Ｑ１６のベースには基準電圧ＶＲＥＦが印加されてい
る。トランジスタＱ１６、Ｑ１７、定電流回路Ｉ１２、
Ｉ１３、及び抵抗Ｒ１５、Ｒ１６は、出力端子ＯＵＴ
０、ＯＵＴ１から出力される信号の同相成分を、トラン
ジスタＱ１３、Ｑ１４のコレクタ電流に負帰還させる負
帰還回路を形成している。
それぞれ定電流回路Ｉ１２、Ｉ１３の一端に接続され、
また抵抗Ｒ１４を介して互いに接続されている。定電流
回路Ｉ１２、Ｉ１３の他端はグランドに接続されてい
る。トランジスタＱ１７のコレクタは電源ＶＣＣに接続
され、トランジスタＱ１６のコレクタはトランジスタＱ
１５のコレクタに接続されている。また、トランジスタ
Ｑ１６のベースには基準電圧ＶＲＥＦが印加されてい
る。トランジスタＱ１６、Ｑ１７、定電流回路Ｉ１２、
Ｉ１３、及び抵抗Ｒ１５、Ｒ１６は、出力端子ＯＵＴ
０、ＯＵＴ１から出力される信号の同相成分を、トラン
ジスタＱ１３、Ｑ１４のコレクタ電流に負帰還させる負
帰還回路を形成している。
【００１０】次に上記ｇｍアンプ回路の動作を説明す
る。入力端子ＩＮ０、ＩＮ１に入力された信号はトラン
ジスタＱ１１、Ｑ１２により増幅され、差動電流出力端
子ＯＵＴ０Ａ、ＯＵＴ１Ａから電流信号として出力され
る。負荷Ｃ１１、Ｃ１２はこの電流信号を電圧信号に変
換する。バッファＢ１１、Ｂ１２は負荷Ｃ１１、Ｃ１２
で変換された電圧信号を受け電圧出力端子ＯＵＴ０、Ｏ
ＵＴ１から低インピーダンスで出力する。上記平衡型差
動ｇｍアンプ回路では入力信号、出力信号共に差動信号
となっている。
る。入力端子ＩＮ０、ＩＮ１に入力された信号はトラン
ジスタＱ１１、Ｑ１２により増幅され、差動電流出力端
子ＯＵＴ０Ａ、ＯＵＴ１Ａから電流信号として出力され
る。負荷Ｃ１１、Ｃ１２はこの電流信号を電圧信号に変
換する。バッファＢ１１、Ｂ１２は負荷Ｃ１１、Ｃ１２
で変換された電圧信号を受け電圧出力端子ＯＵＴ０、Ｏ
ＵＴ１から低インピーダンスで出力する。上記平衡型差
動ｇｍアンプ回路では入力信号、出力信号共に差動信号
となっている。
【００１１】バッファＢ１１、Ｂ１２から夫々出力され
た信号の同相成分の電圧は抵抗Ｒ１５、Ｒ１６によって
検出され、トランジスタＱ１７のベースに印加される。
例えば電源電圧が上昇し、同相成分の電圧が基準電圧Ｖ
ＲＥＦより高くなると、トランジスタＱ１６のコレクタ
電流は減少する。従ってトランジスタＱ１３、Ｑ１４の
コレクタ電流も減少し、これによりバッファＢ１１、Ｂ
１２から出力される信号の同相成分が減少する。
た信号の同相成分の電圧は抵抗Ｒ１５、Ｒ１６によって
検出され、トランジスタＱ１７のベースに印加される。
例えば電源電圧が上昇し、同相成分の電圧が基準電圧Ｖ
ＲＥＦより高くなると、トランジスタＱ１６のコレクタ
電流は減少する。従ってトランジスタＱ１３、Ｑ１４の
コレクタ電流も減少し、これによりバッファＢ１１、Ｂ
１２から出力される信号の同相成分が減少する。
【００１２】図２に本発明による平衡型差動ｇｍアンプ
回路のもう一つの例を示す。この回路が図１の回路と異
なるのは、前段に電流乗算回路を付加し、またバッファ
Ｂ１１、Ｂ１２を夫々２段のエミッタ・フォロアで構成
した点である。
回路のもう一つの例を示す。この回路が図１の回路と異
なるのは、前段に電流乗算回路を付加し、またバッファ
Ｂ１１、Ｂ１２を夫々２段のエミッタ・フォロアで構成
した点である。
【００１３】すなわち、トランジスタＱ３１、Ｑ３２は
電流乗算回路を構成しており、それぞれのエミッタは定
電流回路Ｉ３１、Ｉ３２の一端に接続され、また抵抗Ｒ
３２を介して互いに接続されている。定電流回路Ｉ３
１、Ｉ３２の他端はグランドに接続されている。トラン
ジスタＱ３１、Ｑ３２のコレクタにはダイオードＤ３
２、Ｄ３３のカソードがそれぞれ接続され、ダイオード
Ｄ３２、Ｄ３３のアノードは共にダイオード３１のカソ
ードに、ダイオードＤ３１のアノードは抵抗Ｒ３１を通
じて電源ＶＣＣにそれぞれ接続されている。また、トラ
ンジスタＱ３１、Ｑ３２のコレクタはそれぞれトランジ
スタＱ１２、Ｑ１１のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ３１、Ｑ３２のベースがそれぞれこの平衡型差
動ｇｍアンプ回路の入力端子ＩＮ０、ＩＮ１となってい
る。
電流乗算回路を構成しており、それぞれのエミッタは定
電流回路Ｉ３１、Ｉ３２の一端に接続され、また抵抗Ｒ
３２を介して互いに接続されている。定電流回路Ｉ３
１、Ｉ３２の他端はグランドに接続されている。トラン
ジスタＱ３１、Ｑ３２のコレクタにはダイオードＤ３
２、Ｄ３３のカソードがそれぞれ接続され、ダイオード
Ｄ３２、Ｄ３３のアノードは共にダイオード３１のカソ
ードに、ダイオードＤ３１のアノードは抵抗Ｒ３１を通
じて電源ＶＣＣにそれぞれ接続されている。また、トラ
ンジスタＱ３１、Ｑ３２のコレクタはそれぞれトランジ
スタＱ１２、Ｑ１１のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ３１、Ｑ３２のベースがそれぞれこの平衡型差
動ｇｍアンプ回路の入力端子ＩＮ０、ＩＮ１となってい
る。
【００１４】トランジスタＱ３Ａ、Ｑ３Ｃは、負荷容量
Ｃ１１で変換された電圧信号を受取り、出力端子ＯＵＴ
０から低インピーダンスで出力するバッファを構成して
いる。トランジスタＱ３Ａ、Ｑ３Ｃは、トランジスタＱ
１２からの電流信号を受け取り、電圧信号として出力端
子ＯＵＴ０から出力するバッファを構成している。トラ
ンジスタＱ３ＡのベースはトランジスタＱ１２のコレク
タに接続され、エミッタは定電流回路Ｉ３７の一端とト
ランジスタＱ３Ｃのベースとに接続され、コレクタは電
源ＶＣＣに接続されている。トランジスタＱ３Ｃのエミ
ッタは定電流回路Ｉ３９の一端と出力端子ＯＵＴ０とに
接続され、コレクタは電源ＶＣＣに接続されている。定
電流回路Ｉ３７、Ｉ３９の他端はいずれもグランドに接
続されている。一方、トランジスタＱ３Ｂ、Ｑ３Ｄは、
負荷容量Ｃ１２で変換された電圧信号を受取り、出力端
子ＯＵＴ１から低インピーダンスで出力するバッファを
構成している。トランジスタＱ１１からの電流信号を受
け取り、電圧信号として出力端子ＯＵＴ１から出力する
バッファを構成している。トランジスタＱ３Ｂのベース
はトランジスタＱ１１のコレクタに接続され、エミッタ
は定電流回路Ｉ３６の一端とトランジスタＱ３Ｄのベー
スとに接続され、コレクタは電源ＶＣＣにそれぞれ接続
されている。トランジスタＱ３Ｄのエミッタは定電流回
路Ｉ３８の一端と出力端子ＯＵＴ１とに接続され、コレ
クタは電源ＶＣＣに接続されている。定電流回路Ｉ３
６、Ｉ３８の他端はいずれもグランドに接続されてい
る。
Ｃ１１で変換された電圧信号を受取り、出力端子ＯＵＴ
０から低インピーダンスで出力するバッファを構成して
いる。トランジスタＱ３Ａ、Ｑ３Ｃは、トランジスタＱ
１２からの電流信号を受け取り、電圧信号として出力端
子ＯＵＴ０から出力するバッファを構成している。トラ
ンジスタＱ３ＡのベースはトランジスタＱ１２のコレク
タに接続され、エミッタは定電流回路Ｉ３７の一端とト
ランジスタＱ３Ｃのベースとに接続され、コレクタは電
源ＶＣＣに接続されている。トランジスタＱ３Ｃのエミ
ッタは定電流回路Ｉ３９の一端と出力端子ＯＵＴ０とに
接続され、コレクタは電源ＶＣＣに接続されている。定
電流回路Ｉ３７、Ｉ３９の他端はいずれもグランドに接
続されている。一方、トランジスタＱ３Ｂ、Ｑ３Ｄは、
負荷容量Ｃ１２で変換された電圧信号を受取り、出力端
子ＯＵＴ１から低インピーダンスで出力するバッファを
構成している。トランジスタＱ１１からの電流信号を受
け取り、電圧信号として出力端子ＯＵＴ１から出力する
バッファを構成している。トランジスタＱ３Ｂのベース
はトランジスタＱ１１のコレクタに接続され、エミッタ
は定電流回路Ｉ３６の一端とトランジスタＱ３Ｄのベー
スとに接続され、コレクタは電源ＶＣＣにそれぞれ接続
されている。トランジスタＱ３Ｄのエミッタは定電流回
路Ｉ３８の一端と出力端子ＯＵＴ１とに接続され、コレ
クタは電源ＶＣＣに接続されている。定電流回路Ｉ３
６、Ｉ３８の他端はいずれもグランドに接続されてい
る。
【００１５】この平衡型差動ｇｍアンプ回路においても
図１の回路と同様、入力信号及び出力信号のいずれも差
動信号となっている。この回路ではトランジスタＱ３
１、Ｑ３２による電流乗算回路が付加されているので、
相互コンダクタンスｇｍを更に小さくすることができ
る。図２の回路を、記号を用いて簡略化して表したもの
を図３に示す。
図１の回路と同様、入力信号及び出力信号のいずれも差
動信号となっている。この回路ではトランジスタＱ３
１、Ｑ３２による電流乗算回路が付加されているので、
相互コンダクタンスｇｍを更に小さくすることができ
る。図２の回路を、記号を用いて簡略化して表したもの
を図３に示す。
【００１６】図４に図３の平衡型差動ｇｍアンプ回路を
用いて構成した１次ローパスフィルタとして動作するア
クティブ・フィルタ回路を示す。抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４の
値はすべて同じであり、加算回路を構成している。平衡
型差動ｇｍアンプ回路の入力端子ＩＮ０、ＩＮ１とフィ
ルタ回路の入力端子ＩＮ０Ｆ、ＩＮ１Ｆとの間にはそれ
ぞれ抵抗Ｒ４２、Ｒ４３が接続され、出力端子ＯＵＴ
０、ＯＵＴ１と入力端子ＩＮ１、ＩＮ０との間にはそれ
ぞれ抵抗Ｒ４４、Ｒ４１が接続されて負帰還がかけられ
ている。このフィルタ回路では、図７に示した従来のフ
ィルタ回路とは異なり、入力信号、出力信号ともに差動
信号であるので、電源電圧が変動してもその影響による
ノイズが信号に乗り難く、優れた電源電圧変動除去比が
得られる。
用いて構成した１次ローパスフィルタとして動作するア
クティブ・フィルタ回路を示す。抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４の
値はすべて同じであり、加算回路を構成している。平衡
型差動ｇｍアンプ回路の入力端子ＩＮ０、ＩＮ１とフィ
ルタ回路の入力端子ＩＮ０Ｆ、ＩＮ１Ｆとの間にはそれ
ぞれ抵抗Ｒ４２、Ｒ４３が接続され、出力端子ＯＵＴ
０、ＯＵＴ１と入力端子ＩＮ１、ＩＮ０との間にはそれ
ぞれ抵抗Ｒ４４、Ｒ４１が接続されて負帰還がかけられ
ている。このフィルタ回路では、図７に示した従来のフ
ィルタ回路とは異なり、入力信号、出力信号ともに差動
信号であるので、電源電圧が変動してもその影響による
ノイズが信号に乗り難く、優れた電源電圧変動除去比が
得られる。
【００１７】なお、図４のフィルタ回路は図２の平衡型
差動ｇｍアンプ回路を用いて構成したが、図１の平衡型
差動ｇｍアンプ回路を用いてももちろんアクティブ・フ
ィルタ回路を構成でき、同様の効果が得られる。
差動ｇｍアンプ回路を用いて構成したが、図１の平衡型
差動ｇｍアンプ回路を用いてももちろんアクティブ・フ
ィルタ回路を構成でき、同様の効果が得られる。
【００１８】
【発明の効果】本発明の平衡型差動増幅回路を用いるこ
とにより、出力信号の同相レベルの安定した平衡型差動
ｇｍアンプが実現できるので、入力信号、出力信号とも
差動信号で扱えて、電源電圧変動除去比の高いアクティ
ブ・フィルタを容易に実現することができる。
とにより、出力信号の同相レベルの安定した平衡型差動
ｇｍアンプが実現できるので、入力信号、出力信号とも
差動信号で扱えて、電源電圧変動除去比の高いアクティ
ブ・フィルタを容易に実現することができる。
【図１】本発明に係る平衡型差動ｇｍアンプ回路の一例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】本発明に係る平衡型差動ｇｍアンプ回路の他の
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図３】図２の回路を簡略化して表した回路図である。
【図４】図３の回路を用いて構成した１次ローパス・フ
ィルタ回路を示す回路図である。
ィルタ回路を示す回路図である。
【図５】従来の単一出力のｇｍアンプ回路の一例を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】図５の回路を簡略化して表した回路図である。
【図７】図６の回路を用いて構成した１次ローパス・フ
ィルタ回路を示す回路図である。
ィルタ回路を示す回路図である。
Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１ 負荷容量 Ｄ３１〜Ｄ３３ ダイオード Ｉ１１〜Ｉ１３、Ｉ２１、Ｉ３１、Ｉ３２、Ｉ３６〜Ｉ
３９ 定電流回路 Ｑ３Ａ〜Ｑ３Ｄ、Ｑ１１〜Ｑ１７、Ｑ２１〜Ｑ２４、Ｑ
３１、Ｑ３２ トランジスタ Ｒ１１〜Ｒ１６、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ
４１〜Ｒ４４ 抵抗 Ｂ１１、Ｂ１２、Ｂ２１ バッファ
３９ 定電流回路 Ｑ３Ａ〜Ｑ３Ｄ、Ｑ１１〜Ｑ１７、Ｑ２１〜Ｑ２４、Ｑ
３１、Ｑ３２ トランジスタ Ｒ１１〜Ｒ１６、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ
４１〜Ｒ４４ 抵抗 Ｂ１１、Ｂ１２、Ｂ２１ バッファ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 ２つの差動電流出力端子を有する相互コ
ンダクタンス型差動増幅回路と、差動出力電圧の平均値
（同相電圧）を検出するために２つの電圧出力端子間に
直列に接続された２本の抵抗と、その２本の抵抗の接続
点の電圧を検出しこの電圧が外部から与えられた電圧に
等しくなるように前記相互コンダクタンス型差動増幅回
路の能動負荷の定電流値を制御する手段とを備えたこと
を特徴とする平衡型差動増幅回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3160502A JPH0514074A (ja) | 1991-07-01 | 1991-07-01 | 平衡型差動増幅回路 |
| US07/855,674 US5298809A (en) | 1991-07-01 | 1992-03-23 | Balanced type differential integrating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3160502A JPH0514074A (ja) | 1991-07-01 | 1991-07-01 | 平衡型差動増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0514074A true JPH0514074A (ja) | 1993-01-22 |
Family
ID=15716330
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3160502A Pending JPH0514074A (ja) | 1991-07-01 | 1991-07-01 | 平衡型差動増幅回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5298809A (ja) |
| JP (1) | JPH0514074A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100353657C (zh) * | 2003-04-25 | 2007-12-05 | 罗姆股份有限公司 | 差动电流输出装置 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5451898A (en) * | 1993-11-12 | 1995-09-19 | Rambus, Inc. | Bias circuit and differential amplifier having stabilized output swing |
| DE59507411D1 (de) * | 1994-05-05 | 2000-01-20 | Siemens Ag | Operationsverstärker mit hoher Gleichtaktunterdrückung |
| US5614852A (en) * | 1995-08-08 | 1997-03-25 | Harris Corp. | Wide common mode range comparator and method |
| JP3463428B2 (ja) * | 1995-10-17 | 2003-11-05 | 株式会社デンソー | 差動型データ伝送装置 |
| US5742204A (en) * | 1996-02-29 | 1998-04-21 | Harris Corporation | Digitally programmable differential attenuator with tracking common mode reference |
| US5959492A (en) * | 1997-10-31 | 1999-09-28 | Vlsi Technology, Inc. | High speed differential driver circuitry and methods for implementing the same |
| US6081140A (en) * | 1998-02-06 | 2000-06-27 | Texas Instruments, Inc. | Control circuit with both positive and negative sensing |
| US6286127B1 (en) * | 1998-02-06 | 2001-09-04 | Texas Instruments Incorporated | Control circuit having multiple functions set by a single programmable terminal |
| US6469548B1 (en) | 2001-06-14 | 2002-10-22 | Cypress Semiconductor Corp. | Output buffer crossing point compensation |
| US9628028B2 (en) | 2014-09-09 | 2017-04-18 | Stmicroelectronics S.R.L. | Common-mode feedback circuit, corresponding signal processing circuit and method |
| CN112885306B (zh) * | 2019-11-29 | 2022-04-19 | 苏州华兴源创科技股份有限公司 | 一种面板驱动电路及pcb基板 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3786362A (en) * | 1972-02-07 | 1974-01-15 | Bell Telephone Labor Inc | Balanced output operational amplifier |
| JPS56168410A (en) * | 1980-05-28 | 1981-12-24 | Toshiba Corp | Differential amplifying circuit |
| US4616189A (en) * | 1985-04-26 | 1986-10-07 | Triquint Semiconductor, Inc. | Gallium arsenide differential amplifier with closed loop bias stabilization |
| JPS6214815U (ja) * | 1985-07-11 | 1987-01-29 | ||
| JPS62287705A (ja) * | 1986-06-06 | 1987-12-14 | Toshiba Corp | Ｂｔｌ増幅回路 |
| US4742308A (en) * | 1987-04-10 | 1988-05-03 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Balanced output analog differential amplifier circuit |
| CA1312359C (en) * | 1987-09-14 | 1993-01-05 | Stephen P. Webster | Operational amplifier stages |
| US4835488A (en) * | 1988-01-13 | 1989-05-30 | Tektronix, Inc. | Wideband linearized emitter feedback amplifier |
| US5180932A (en) * | 1990-03-15 | 1993-01-19 | Bengel David W | Current mode multiplexed sample and hold circuit |
-
1991
- 1991-07-01 JP JP3160502A patent/JPH0514074A/ja active Pending
-
1992
- 1992-03-23 US US07/855,674 patent/US5298809A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100353657C (zh) * | 2003-04-25 | 2007-12-05 | 罗姆股份有限公司 | 差动电流输出装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5298809A (en) | 1994-03-29 |
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