JPH05129862A - 受信用ａｇｃ回路 - Google Patents
受信用ａｇｃ回路Info
- Publication number
- JPH05129862A JPH05129862A JP31377991A JP31377991A JPH05129862A JP H05129862 A JPH05129862 A JP H05129862A JP 31377991 A JP31377991 A JP 31377991A JP 31377991 A JP31377991 A JP 31377991A JP H05129862 A JPH05129862 A JP H05129862A
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- Japan
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- agc circuit
- circuit
- soft
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 同期検波ＰＳＫ復調受信装置における誤り訂
正後のＢＥＲを最小にするＡＧＣ回路を得る。 【構成】 軟判定復調を行う同期検波ＰＳＫ復調器（１
〜４）と、復調された軟判定データを復号し受信データ
の誤りを訂正する符号化率可変誤り訂正回路（７，８）
と、各符号化率で選択可能な基準レベルを設け、符号化
率選択信号によって選択された基準レベルに基づいて軟
判定データとの比較を行って可変減衰器２を制御するＡ
ＧＣ回路９を備え、受信信号のレベル変動を吸収し、か
つ軟判定データを最適値としてＢＥＲを最良とする。
正後のＢＥＲを最小にするＡＧＣ回路を得る。 【構成】 軟判定復調を行う同期検波ＰＳＫ復調器（１
〜４）と、復調された軟判定データを復号し受信データ
の誤りを訂正する符号化率可変誤り訂正回路（７，８）
と、各符号化率で選択可能な基準レベルを設け、符号化
率選択信号によって選択された基準レベルに基づいて軟
判定データとの比較を行って可変減衰器２を制御するＡ
ＧＣ回路９を備え、受信信号のレベル変動を吸収し、か
つ軟判定データを最適値としてＢＥＲを最良とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は受信用ＡＧＣ回路に関
し、特にディジタル衛星通信に用いられる符号化率可変
軟判定ＰＳＫ復調器のＡＧＣ回路に関する。
し、特にディジタル衛星通信に用いられる符号化率可変
軟判定ＰＳＫ復調器のＡＧＣ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の符号化率可変軟判定ＰＳＫ復調器
のＡＧＣ回路は受信信号のレベル変動を吸収する目的で
使用されている。図２に従来のＡＧＣ回路のブロック図
を示す。受信信号は帯域フィルタ１において帯域外の信
号が除去された後、可変減衰器２を通りキャリア再生回
路３において再生されたキャリア信号によりミキサー４
において同期検波される。同期検波された信号は低域フ
ィルタ５で不用波を除去した後、クロック再生回路６に
より再生されたクロック信号によりＡ／Ｄ（アナログ−
ディジタル）変換器７においてＡ／Ｄ変換される。
のＡＧＣ回路は受信信号のレベル変動を吸収する目的で
使用されている。図２に従来のＡＧＣ回路のブロック図
を示す。受信信号は帯域フィルタ１において帯域外の信
号が除去された後、可変減衰器２を通りキャリア再生回
路３において再生されたキャリア信号によりミキサー４
において同期検波される。同期検波された信号は低域フ
ィルタ５で不用波を除去した後、クロック再生回路６に
より再生されたクロック信号によりＡ／Ｄ（アナログ−
ディジタル）変換器７においてＡ／Ｄ変換される。
【０００３】Ａ／Ｄ変換された軟判定データは符号化率
可変誤り訂正回路８に入力され、符号化率選択信号によ
って選択された符号化率で誤り訂正複号されたデータが
復号データとして外部へ出力される。ＡＧＣ回路１０
は、その内部においてある基準レベルを持ち、この基準
レベルＡ／Ｄ変換器７に入力するベースバンド信号のレ
ベルとを比較し、その誤差を零とするように可変減衰器
２の減衰量を制御している。
可変誤り訂正回路８に入力され、符号化率選択信号によ
って選択された符号化率で誤り訂正複号されたデータが
復号データとして外部へ出力される。ＡＧＣ回路１０
は、その内部においてある基準レベルを持ち、この基準
レベルＡ／Ｄ変換器７に入力するベースバンド信号のレ
ベルとを比較し、その誤差を零とするように可変減衰器
２の減衰量を制御している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＡＧＣ
回路は、受信信号のレベル変動を吸収する事のみに使わ
れているために、Ａ／Ｄ変換器に入力されるベースバン
ド信号は、通信路のＥｓ／Ｎｏ（送信１シンボル当たり
のエネルギー対雑音電力密度比）に関わらず常にある一
定の振幅となりＡ／Ｄ変換器の軟判定しきい値によりＱ
個の軟判定領域に分割される。但し、Ｑは軟判定レベル
数である。図３はＱ＝８の場合の軟判定しきい値を示し
たものである。
回路は、受信信号のレベル変動を吸収する事のみに使わ
れているために、Ａ／Ｄ変換器に入力されるベースバン
ド信号は、通信路のＥｓ／Ｎｏ（送信１シンボル当たり
のエネルギー対雑音電力密度比）に関わらず常にある一
定の振幅となりＡ／Ｄ変換器の軟判定しきい値によりＱ
個の軟判定領域に分割される。但し、Ｑは軟判定レベル
数である。図３はＱ＝８の場合の軟判定しきい値を示し
たものである。
【０００５】送信１シンボル当たりのエネルギーをＥ
ｓ、ガウス雑音の片側電力密度をＮｏとすると、ｉ番目
の送信シンボルＸｉに対する受信信号同期検波後のベー
スバンド信号レベルｒｉは（１）式で表される。但し、
データを０、１の２値としデータ０に対してはＸｉ＝−
１、データ１に対してはＸｉ＝１と仮定する。 ｒｉ＝√（Ｅｓ）×Ｘｉ＋ｎ ……（１）式 ここで、Ｘｉ＝±１、ｎは平均０で分散Ｎｏ／２のラン
ダム変数。受信信号レベルｒｉはガウス雑音の大きさに
より、図３に示す領域１〜８内の１つの領域に定まりＡ
／Ｄ変換器において夫々の領域に応じた軟判定値が符号
化率可変誤り訂正回路へ出力される。
ｓ、ガウス雑音の片側電力密度をＮｏとすると、ｉ番目
の送信シンボルＸｉに対する受信信号同期検波後のベー
スバンド信号レベルｒｉは（１）式で表される。但し、
データを０、１の２値としデータ０に対してはＸｉ＝−
１、データ１に対してはＸｉ＝１と仮定する。 ｒｉ＝√（Ｅｓ）×Ｘｉ＋ｎ ……（１）式 ここで、Ｘｉ＝±１、ｎは平均０で分散Ｎｏ／２のラン
ダム変数。受信信号レベルｒｉはガウス雑音の大きさに
より、図３に示す領域１〜８内の１つの領域に定まりＡ
／Ｄ変換器において夫々の領域に応じた軟判定値が符号
化率可変誤り訂正回路へ出力される。
【０００６】ここで、符号化率可変誤り訂正回路のＢＥ
Ｒ（復号ビット誤り率）特性を図４に示す。同図から各
符号化率によりＢＥＲ特性が異なる事と、符号化率が高
くなるにつれてある一定のＢＥＲを得るためには、Ｅｓ
／Ｎｏを大きくしなければならない事が分かる。この図
では例として符号化率Ｒ＝ 1/2，3/4 ，7/8 において、
ＢＥＲの値がＸを得るために夫々Ｅｓ／Ｎｏの値がＡ、
Ｂ、Ｃである事を示している。又、誤り訂正回路のＢＥ
Ｒはしきい値間隔の値により変化し、あるＥｓ／Ｎｏに
対して最適なしきい値間隔が存在する事が知られてい
る。（文献 ヴィタビ復号による誤り訂正方式の研究
1983年11月 安田）
Ｒ（復号ビット誤り率）特性を図４に示す。同図から各
符号化率によりＢＥＲ特性が異なる事と、符号化率が高
くなるにつれてある一定のＢＥＲを得るためには、Ｅｓ
／Ｎｏを大きくしなければならない事が分かる。この図
では例として符号化率Ｒ＝ 1/2，3/4 ，7/8 において、
ＢＥＲの値がＸを得るために夫々Ｅｓ／Ｎｏの値がＡ、
Ｂ、Ｃである事を示している。又、誤り訂正回路のＢＥ
Ｒはしきい値間隔の値により変化し、あるＥｓ／Ｎｏに
対して最適なしきい値間隔が存在する事が知られてい
る。（文献 ヴィタビ復号による誤り訂正方式の研究
1983年11月 安田）
【０００７】図５（ａ）は復号ビット誤り率対しきい値
間隔特性を示したものであり、同図（ｂ）は（ａ）にお
いて、あるＥｓ／ＮｏでＢＥＲが最小となるしきい値間
隔（最適しきい値間隔）対Ｅｓ／Ｎｏ特性を示したもの
である。また、同図（ｂ）には図４に示した符号化率Ｒ
＝ 1/2，3/4 ，7/8においてＢＥＲの値がＸを得るため
のＥｓ／Ｎｏの値Ａ，Ｂ，Ｃを示してある。
間隔特性を示したものであり、同図（ｂ）は（ａ）にお
いて、あるＥｓ／ＮｏでＢＥＲが最小となるしきい値間
隔（最適しきい値間隔）対Ｅｓ／Ｎｏ特性を示したもの
である。また、同図（ｂ）には図４に示した符号化率Ｒ
＝ 1/2，3/4 ，7/8においてＢＥＲの値がＸを得るため
のＥｓ／Ｎｏの値Ａ，Ｂ，Ｃを示してある。
【０００８】図５より符号化率が高くなるにつれて最適
なしきい値間隔は狭くなる事がわかる。一般には、Ａ／
Ｄ変換器のしきい値Ｔはある値に固定されている為にし
きい値間隔Ｔ／√（Ｅｓ）はＡ／Ｄ変換器に入力するレ
ベルが大きくなると狭くなりレベルが小さくなると広く
なる。つまり、従来のＡＧＣ回路では、Ａ／Ｄ変換器に
入力するレベルをある値に固定してある為に、そのしき
い値間隔が最適となるＥｓ／Ｎｏに対応している符号化
率ではＢＥＲが最小となるが、他の符号化率においては
最適なしきい値間隔ではなくなりＢＥＲが最適値から劣
化するという問題を有していた。本発明の目的は、誤り
訂正後のＢＥＲを最小にするＡＧＣ回路を提供すること
にある。
なしきい値間隔は狭くなる事がわかる。一般には、Ａ／
Ｄ変換器のしきい値Ｔはある値に固定されている為にし
きい値間隔Ｔ／√（Ｅｓ）はＡ／Ｄ変換器に入力するレ
ベルが大きくなると狭くなりレベルが小さくなると広く
なる。つまり、従来のＡＧＣ回路では、Ａ／Ｄ変換器に
入力するレベルをある値に固定してある為に、そのしき
い値間隔が最適となるＥｓ／Ｎｏに対応している符号化
率ではＢＥＲが最小となるが、他の符号化率においては
最適なしきい値間隔ではなくなりＢＥＲが最適値から劣
化するという問題を有していた。本発明の目的は、誤り
訂正後のＢＥＲを最小にするＡＧＣ回路を提供すること
にある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のＡＧＣ回路は、
符号化率可変誤り訂正回路に入力される軟判定データと
基準レベルとを比較して可変減衰器を制御するＡＧＣ回
路に、各符号化率で選択可能な基準レベルを設け、符号
化率選択信号によって選択された基準レベルに基づいて
比較を行うように構成する。
符号化率可変誤り訂正回路に入力される軟判定データと
基準レベルとを比較して可変減衰器を制御するＡＧＣ回
路に、各符号化率で選択可能な基準レベルを設け、符号
化率選択信号によって選択された基準レベルに基づいて
比較を行うように構成する。
【００１０】
【作用】本発明では、符号化率情報と受信レベルとによ
り復調器の利得を変化させ、受信信号のレベル変動を吸
収し、かつ軟判定データを最適値としてＢＥＲを最良と
する。
り復調器の利得を変化させ、受信信号のレベル変動を吸
収し、かつ軟判定データを最適値としてＢＥＲを最良と
する。
【００１１】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の実施例のブロック図である。受信信
号は帯域フィルタ１において帯域外の信号が除去された
後、可変減衰器２を通り、キャリア再生回路３において
再生されたキャリア信号によりミキサー４において同期
検波される。同期検波された信号は低域フィルタ５で不
用波を除去した後、クロック再生回路６により再生され
たクロック信号によりＡ／Ｄ変換器７においてＡ／Ｄ変
換される。Ａ／Ｄ変換された軟判定データは、符号化率
可変誤り訂正回路８に入力され、誤り訂正復号されたデ
ータが復号データとして外部へ出力される。
る。図１は本発明の実施例のブロック図である。受信信
号は帯域フィルタ１において帯域外の信号が除去された
後、可変減衰器２を通り、キャリア再生回路３において
再生されたキャリア信号によりミキサー４において同期
検波される。同期検波された信号は低域フィルタ５で不
用波を除去した後、クロック再生回路６により再生され
たクロック信号によりＡ／Ｄ変換器７においてＡ／Ｄ変
換される。Ａ／Ｄ変換された軟判定データは、符号化率
可変誤り訂正回路８に入力され、誤り訂正復号されたデ
ータが復号データとして外部へ出力される。
【００１２】ＡＧＣ回路９は、その内部において各符号
化率で選択可能な基準レベルを持っている。ここで、基
準レベルの値は各符号化率において図５（ｂ）に示され
たあるＢＥＲの値を得るための最適しきい値間隔となる
ベースバンド信号のレベルと等しい。ＡＧＣ回路９は、
符号化率選択信号によって選択された基準レベルとＡ／
Ｄ変換器７に入力されるベースバンド信号のレベルとを
比較し、その誤差を零とするように可変減衰器２の減衰
量を制御する。
化率で選択可能な基準レベルを持っている。ここで、基
準レベルの値は各符号化率において図５（ｂ）に示され
たあるＢＥＲの値を得るための最適しきい値間隔となる
ベースバンド信号のレベルと等しい。ＡＧＣ回路９は、
符号化率選択信号によって選択された基準レベルとＡ／
Ｄ変換器７に入力されるベースバンド信号のレベルとを
比較し、その誤差を零とするように可変減衰器２の減衰
量を制御する。
【００１３】即ち、ある符号化率において、ベースバン
ド信号のレベルが基準レベルよりも低い（Ａ／Ｄ変換器
７のしきい値は固定されている為にしきい値間隔が広
い）時には、可変減衰器２の減衰量を減らす事によりベ
ースバンド信号のレベルを上げ最適なしきい値間隔とな
る様制御し、ベースバンド信号のレベルが高い（しきい
値間隔が狭い）場合には逆の制御を行う。
ド信号のレベルが基準レベルよりも低い（Ａ／Ｄ変換器
７のしきい値は固定されている為にしきい値間隔が広
い）時には、可変減衰器２の減衰量を減らす事によりベ
ースバンド信号のレベルを上げ最適なしきい値間隔とな
る様制御し、ベースバンド信号のレベルが高い（しきい
値間隔が狭い）場合には逆の制御を行う。
【００１４】
【発明の効果】以上説明した様に本発明は、各符号化率
でＡ／Ｄ変換器のしきい値間隔Ｔが最適となる様にＡＧ
Ｃ回路が動作する事により、各符号化率に対応するＥｓ
／Ｎｏに対して最適なしきい値間隔となり、誤り訂正後
のＢＥＲを最小にする事が出来るという効果がある。更
に、従来の回路における受信信号のレベル変動を吸収す
るという効果も合わせ持っている事は言うまでもない。
でＡ／Ｄ変換器のしきい値間隔Ｔが最適となる様にＡＧ
Ｃ回路が動作する事により、各符号化率に対応するＥｓ
／Ｎｏに対して最適なしきい値間隔となり、誤り訂正後
のＢＥＲを最小にする事が出来るという効果がある。更
に、従来の回路における受信信号のレベル変動を吸収す
るという効果も合わせ持っている事は言うまでもない。
【図１】本発明の受信ＡＧＣ回路の一実施例のブロック
図である。
図である。
【図２】従来のＡＧＣ回路の一例のブロック図である。
【図３】軟判定レベル数Ｑ＝８のしきい値を示す図であ
る。
る。
【図４】符号化率可変誤り訂正回路のＢＥＲ特性を示す
図である。
図である。
【図５】（ａ）は復号ビット誤り率対しきい値間隔特性
図、（ｂ）は最適しきい値間隔対Ｅｓ／Ｎｏ特性図であ
る。
図、（ｂ）は最適しきい値間隔対Ｅｓ／Ｎｏ特性図であ
る。
１ 帯域フィルタ ２ 可変減衰器 ３ キャリア再生回路 ４ ミキサー ５ 低域フィルタ ６ クロック再生回路 ７ Ａ／Ｄ変換器 ８ 符号化率可変誤り訂正回路 ９ ＡＧＣ回路
Claims (1)
- 【請求項１】 可変減衰器を備えて受信信号を軟判定復
調する同期検波ＰＳＫ復調器と、復調された軟判定デー
タを復号し受信データの誤りを訂正する符号化率可変誤
り訂正回路と、前記軟判定データを基準レベルと比較し
て前記可変減衰器を制御するＡＧＣ回路とを備える受信
装置において、前記ＡＧＣ回路は、各符号化率で選択可
能な基準レベルを有し、符号化率選択信号によって選択
された基準レベルに基づいて前記軟判定データとの比較
を行うように構成したことを特徴とする受信用ＡＧＣ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31377991A JP3218474B2 (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | 受信用ａｇｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31377991A JP3218474B2 (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | 受信用ａｇｃ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05129862A true JPH05129862A (ja) | 1993-05-25 |
| JP3218474B2 JP3218474B2 (ja) | 2001-10-15 |
Family
ID=18045427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31377991A Expired - Fee Related JP3218474B2 (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | 受信用ａｇｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3218474B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0814569A1 (en) * | 1996-06-21 | 1997-12-29 | Lucent Technologies Inc. | Receiver with dynamic attenuation control for adaptive intermodulation performance enhancement |
| EP0838896A2 (en) * | 1996-10-23 | 1998-04-29 | Nec Corporation | Radio receiver gain control |
| US7116733B2 (en) | 2001-06-14 | 2006-10-03 | Renesas Technology Corp. | Automatic gain control circuit and automatic gain control method |
| WO2011102351A1 (ja) | 2010-02-19 | 2011-08-25 | 古河電気工業株式会社 | パルス受信機およびバースト信号の受信方法 |
| US8369466B2 (en) | 2007-06-21 | 2013-02-05 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic gain control circuit, receiving apparatus and automatic gain control method |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101074972B (zh) * | 2006-05-15 | 2010-05-12 | 北京瑞恒超高压电器研究所 | 一种电容屏蔽式电阻传感器 |
-
1991
- 1991-10-31 JP JP31377991A patent/JP3218474B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0814569A1 (en) * | 1996-06-21 | 1997-12-29 | Lucent Technologies Inc. | Receiver with dynamic attenuation control for adaptive intermodulation performance enhancement |
| EP0838896A2 (en) * | 1996-10-23 | 1998-04-29 | Nec Corporation | Radio receiver gain control |
| EP0838896A3 (en) * | 1996-10-23 | 2000-03-29 | Nec Corporation | Radio receiver gain control |
| AU738168B2 (en) * | 1996-10-23 | 2001-09-13 | Nec Corporation | Receiver |
| US7116733B2 (en) | 2001-06-14 | 2006-10-03 | Renesas Technology Corp. | Automatic gain control circuit and automatic gain control method |
| US8369466B2 (en) | 2007-06-21 | 2013-02-05 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic gain control circuit, receiving apparatus and automatic gain control method |
| WO2011102351A1 (ja) | 2010-02-19 | 2011-08-25 | 古河電気工業株式会社 | パルス受信機およびバースト信号の受信方法 |
| US8897396B2 (en) | 2010-02-19 | 2014-11-25 | Furukawa Electric Co., Ltd. | Pulse receiver and method for receiving burst signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3218474B2 (ja) | 2001-10-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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