JPH05122931A - Switching power circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To suppress a recovery current to reduce a power loss by detecting the recovery current of a diode directly or on the basis of the current of an active switching device and by feeding back the current to an oscillating part and controlling a frequency so that an oscillation frequency lowers more the higher the recovery current becomes. CONSTITUTION:The recovery current IR of a diode 7 is converted into voltage by a resistance 8 and supplied to the base of a transistor 13 via resistance 14, while the transistor 13 and transistor 16 in the subsequent stage are turned On and OFF respectively and a capacitor 19 is charged with electricity through a diode 18. The charging voltage is fed back to an oscillator 5 as the detected voltage of a recovery current-detecting circuit 12. The value of this detected voltage becomes higher the higher the recovery current IR becomes so as to lower the oscillation frequency of the oscillator 5, to lengthen the period of the output pulse SP of PWM circuit 6 and to reduce the recovery current.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源回路
を構成する整流ダイオードの接合部に蓄積する少数キャ
リアを低減して電源効率の向上を図ることができる新規
なスイッチング電源回路を提供しようとするものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention is to provide a novel switching power supply circuit capable of improving the power supply efficiency by reducing the minority carriers accumulated at the junction of the rectifying diode which constitutes the switching power supply circuit. It is a thing.

【０００２】[0002]

【従来の技術】スイッチング電源回路を構成する整流ダ
イオードのリカバリ電流は、スイッチング周波数やトラ
ンスのインダクタンスに依存することが知られている。2. Description of the Related Art It is known that the recovery current of a rectifying diode forming a switching power supply circuit depends on the switching frequency and the transformer inductance.

【０００３】図８（ａ）はダイオードａとコンデンサｂ
とからなる整流回路ｃに交流源ｄからの信号が入力され
る回路を示しており、ダイオードａの電流波形は図８
（ｂ）に示すように立ち上がり時点から電流値が徐々に
低下する順方向の電流ｉ１と、その後のリカバリ電流ｉ
２とからなる。FIG. 8A shows a diode a and a capacitor b.
8 shows a circuit in which the signal from the alternating current source d is input to the rectifier circuit c consisting of
As shown in (b), the forward current i1 in which the current value gradually decreases from the rising time point and the subsequent recovery current i
It consists of 2.

【０００４】このリカバリ電流ｉ２は少数キャリアを消
滅させるための逆電流であり、その大きさはスイッチン
グ周波数や電流値の如何による。This recovery current i2 is a reverse current for eliminating minority carriers, and its magnitude depends on the switching frequency and the current value.

【０００５】図９（ａ）はスイッチング電源回路の等価
回路を示すものであり、トランジスタ等のスイッチｅに
直列に接続されたインダクタｆの発生電圧がダイオード
ａとコンデンサｂとからなる整流回路ｃを経て出力され
るように構成されている。尚、インダクタｆはトランス
に相当する。FIG. 9 (a) shows an equivalent circuit of a switching power supply circuit in which a voltage generated by an inductor f connected in series with a switch e such as a transistor is a rectifier circuit c composed of a diode a and a capacitor b. It is configured to be output. The inductor f corresponds to a transformer.

【０００６】図９（ｂ）はスイッチｅに流れる電流ｉ＿
ＳＷとダイオードａに流れる電流ｉ＿Ｄの波形示すもの
であり、前者はスイッチｅがオン期間に流れ、後者はス
イッチｅのオフ期間、つまりダイオードａの整流期間に
流れる電流である。尚、Ｉ＿Ｒはリカバリ電流である。FIG. 9B shows a current i_ flowing through the switch e.
The waveforms of the current i_D flowing through SW and the diode a are shown. The former is a current flowing in the ON period of the switch e, and the latter is a current flowing in the OFF period of the switch e, that is, the rectification period of the diode a. Incidentally, I_R is a recovery current.

【０００７】図示するようにリカバリ電流による影響は
電流ｉ＿ＳＷにおいて波形の立ち上がりに現れ、電流ｉ
＿Ｄでは波形の立ち下がりに現れ、両者が合成されたリ
プル電流Ｉが出力電流として取り出される。As shown, the effect of the recovery current appears at the rising edge of the waveform at the current i_SW, and
In _D, the ripple current I that appears at the trailing edge of the waveform and is a combination of the two is extracted as the output current.

【０００８】つまり、電流ｉ＿ＳＷの立ち上がりにおけ
るオーバーシュートｏと、電流ｉ＿Ｄの立ち下がりにお
けるアンダーシュートｕとが相殺された電流波形が得ら
れることになる。That is, a current waveform is obtained in which the overshoot o at the rising of the current i_SW and the undershoot u at the falling of the current i_D are offset.

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】ところで上記のような
回路構成では、電流Ｉの波形において見かけ上はリカバ
リ電流の影響は表面化していないが、実際上ダイオード
ａのリカバリ電流とこれに伴ってスイッチｅに不要な電
流が流れていることは図９（ｂ）から明らかであり、こ
れによって電力損失が生じる結果、電源効率の低下を招
いてしまうという問題がある。In the circuit configuration as described above, the effect of the recovery current is apparently not present in the waveform of the current I, but the recovery current of the diode a and the switch associated therewith are actually present. It is clear from FIG. 9 (b) that an unnecessary current is flowing in e, which causes a power loss, resulting in a problem that the efficiency of the power source is lowered.

【００１０】図１０はダイオードａのオン期間に流れる
電流の変化率とリカバリ電流の大きさとの関係について
概念的に示すものであり、オン期間を一定として電流変
化率が大きい場合の波形ｉ１＿ａと電流変化率が小さい
場合の波形ｉ１＿ｂとを比べると、前者の方がリカバリ
電流が小さい（部分拡大図参照。）。FIG. 10 conceptually shows the relationship between the rate of change of the current flowing during the on-period of the diode a and the magnitude of the recovery current. The waveform i1_a and the current when the rate of current change is large with the on-period kept constant. Comparing with the waveform i1_b when the rate of change is small, the recovery current is smaller in the former (see the partially enlarged view).

【００１１】これは、オン期間における電流が速やかに
ゼロに近づくほど少数キャリアの蓄積が少なくなるため
である。This is because the minority carriers are less accumulated as the current in the ON period approaches zero quickly.

【００１２】波形ｉ１＿ｂに示すのような状況が具現化
するのは、インダクタｆのインダクタンスに対してスイ
ッチング周波数が高い場合、あるいはスイッチｅのオン
期間が長く、ダイオードａの整流期間が短い場合であ
る。The situation as shown by the waveform i1_b is realized when the switching frequency is higher than the inductance of the inductor f, or when the ON period of the switch e is long and the rectification period of the diode a is short. ..

【００１３】つまり、インダクタｆのエネルギーはイン
ダクタンスと電流の２乗値との積に比例するので、イン
ダクタンスによって決まる電流変化に対して、ダイオー
ドａの整流期間が短い場合にリカバリ電流が大きくな
る。That is, since the energy of the inductor f is proportional to the product of the inductance and the squared value of the current, the recovery current becomes large when the rectification period of the diode a is short with respect to the current change determined by the inductance.

【００１４】よって、トランスのインダクタンスが大き
い場合（電流変化が緩やかとなる）や、スイッチング周
波数が高い場合（充分な整流期間を経ないうちにスイッ
チがオン状態に切り替えられてしまう）に大きなリカバ
リ電流が流れ、電力損失が大きくなる。Therefore, when the inductance of the transformer is large (the change in the current is gentle) or when the switching frequency is high (the switch is turned on before the sufficient rectification period elapses), a large recovery current is generated. Flow, and power loss increases.

【００１５】スイッチング電源回路の設計段階では、こ
のような損失が最も小さくなるように回路毎に個別に対
応するしかなく、よって入力電力の変化によって整流ダ
イオードのリカバリ電流が時として増加し、電力損失が
拡大してしまうという不都合を回避することかできな
い。At the designing stage of the switching power supply circuit, it is necessary to individually deal with each circuit so that such a loss is minimized. Therefore, the recovery current of the rectifying diode sometimes increases due to the change of the input power, and the power loss is caused. There is no way to avoid the inconvenience of the expansion.

【００１６】[0016]

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を解決するために、直流電源と、トランス及びそ
の１次側に設けられた能動スイッチ素子とを有し、周波
数制御が可能な発振部からパルス幅変調回路を介して能
動スイッチ素子に駆動信号を供給してそのスイッチング
制御を行うとともに、トランスの２次側にダイオードを
含む整流回路を備えたスイッチング電源回路であって、
ダイオードのリカバリ電流を直接に又は能動スイッチ素
子の電流に基づいて検出するリカバリ電流検出手段を設
け、その検出信号を発振部にフィードバックしてリカバ
リ電流が大きい場合ほど発振周波数が低くなるように周
波数制御を行いリカバリ電流を抑制するようにしたもの
である。In order to solve the above-mentioned problems, the present invention has a DC power supply, a transformer and an active switch element provided on the primary side thereof, and is capable of frequency control. A switching power supply circuit including a rectifier circuit including a diode on a secondary side of a transformer, which supplies a drive signal from an oscillating unit to a switching element by way of a pulse width modulation circuit to perform switching control thereof.
The recovery current detection means for detecting the recovery current of the diode directly or based on the current of the active switch element is provided, and the detection signal is fed back to the oscillator to control the frequency so that the oscillation frequency becomes lower as the recovery current increases. By doing so, the recovery current is suppressed.

【００１７】[0017]

【作用】本発明によれば、ダイオードのリカバリ電流を
できるだけ小さくするためにリカバリ電流が大きい場合
に発振周波数を低くし、ダイオードの電流波形が整流期
間の終端でゼロに近づくように絶えず周波数制御を行っ
ているので、ダイオードや能動スイッチ素子での電力損
失を低減することができ、入力電力の変化によって整流
ダイオードのリカバリ電流が時として増加し、電力損失
の拡大を招いてしまうといった不都合を解消することが
でき、また、電力損失の低減に関して回路毎の個別的な
対処方法に頼る必要がなくなる。According to the present invention, in order to make the recovery current of the diode as small as possible, the oscillation frequency is lowered when the recovery current is large, and the frequency is constantly controlled so that the current waveform of the diode approaches zero at the end of the rectification period. Since it is done, it is possible to reduce the power loss in the diode and the active switching element, and solve the inconvenience that the recovery current of the rectifying diode sometimes increases due to the change of the input power, which causes the expansion of the power loss. In addition, it is not necessary to rely on individual countermeasures for each circuit to reduce power loss.

【００１８】[0018]

【実施例】以下に、本発明スイッチング電源回路を図示
した各実施例に従って説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The switching power supply circuit of the present invention will be described below with reference to the illustrated embodiments.

【００１９】図１は本発明に係るスイッチング電源回路
の第１の実施例１の回路構成を示すものである。FIG. 1 shows a circuit configuration of a first embodiment 1 of a switching power supply circuit according to the present invention.

【００２０】２はトランスであり、その１次巻線２ａの
一端が直流電源３に接続され、他端はソース接地とされ
たＮチャンネルＦＥＴ４のドレインに接続されている。Reference numeral 2 denotes a transformer, one end of a primary winding 2a of which is connected to a DC power source 3 and the other end of which is connected to the drain of an N-channel FET 4 whose source is grounded.

【００２１】５はオシレータであり、その出力パルスは
ＰＷＭ（パルス幅変調）回路６に送られる。尚、その発
振周波数は後述するリカバリ電流検出回路からの信号に
よって可変制御されるように構成されている。Reference numeral 5 denotes an oscillator, the output pulse of which is sent to a PWM (pulse width modulation) circuit 6. The oscillation frequency is variably controlled by a signal from a recovery current detection circuit described later.

【００２２】ＰＷＭ回路６は、これを構成するコンパレ
ータ（図示せず。）においてオシレータ５からの信号レ
ベルを所定の基準レベルと比較して２値化することによ
って比較結果に応じたパルス幅の信号を生成し、これを
ＦＥＴ４への駆動信号として送出するようになってい
る。The PWM circuit 6 compares the signal level from the oscillator 5 with a predetermined reference level in a comparator (not shown) which constitutes the PWM circuit 6 and binarizes the signal level to obtain a signal having a pulse width corresponding to the comparison result. Is generated and sent as a drive signal to the FET4.

【００２３】トランス２の２次巻線２ｂはその一端がダ
イオード７のアノードに接続され、他端が抵抗８を介し
て接地されている。The secondary winding 2b of the transformer 2 has one end connected to the anode of the diode 7 and the other end grounded via the resistor 8.

【００２４】ダイオード７はコンデンサ９とともに整流
回路１０を構成しており、コンデンサ９の端子電圧が出
力端子１１を介して図示しない負荷に供給される。The diode 7 constitutes a rectifying circuit 10 together with the capacitor 9, and the terminal voltage of the capacitor 9 is supplied to a load (not shown) via the output terminal 11.

【００２５】１２はリカバリ電流検出回路であり、ダイ
オード７のリカバリ電流を検出し、その検出結果に応じ
てオシレータ５の発振周波数を可変するために信号をオ
シレータ５に送出するように構成されている。Reference numeral 12 is a recovery current detection circuit, which is configured to detect the recovery current of the diode 7 and send a signal to the oscillator 5 in order to vary the oscillation frequency of the oscillator 5 according to the detection result. ..

【００２６】１３はエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ
であり、そのベースが抵抗１４を介して２次巻線２ｂと
抵抗８との間に接続され、そのコレクタが抵抗１５を介
して出力端子１１に接続されている。Reference numeral 13 denotes an emitter-grounded NPN transistor, the base of which is connected between the secondary winding 2b and the resistor 8 via the resistor 14 and the collector of which is connected to the output terminal 11 via the resistor 15. ing.

【００２７】１６は上記トランジスタ１３の後段に設け
られたエミッタ接地のＮＰＮトランジスタであり、その
ベースがトランジスタ１３のコレクタに接続され、その
コレクタが抵抗１７を介して出力端子１１に接続されて
いる。Reference numeral 16 denotes a grounded-emitter NPN transistor provided in the latter stage of the transistor 13, the base of which is connected to the collector of the transistor 13 and the collector of which is connected to the output terminal 11 via the resistor 17.

【００２８】トランジスタ１６のコレクタ出力はダイオ
ード１８を介してコンデンサ１９に加えられ、コンデン
サ１９の端子電圧がオシレータ５にフィードバックされ
るようになっている。The collector output of the transistor 16 is applied to the capacitor 19 via the diode 18, and the terminal voltage of the capacitor 19 is fed back to the oscillator 5.

【００２９】２０はコンデンサ１９に対して並列に設け
られた放電用抵抗である。Reference numeral 20 is a discharge resistor provided in parallel with the capacitor 19.

【００３０】オシレータ５はリカバリ電流検出回路１２
からの検出電圧を受けて、ダイオード７のリカバリ電流
が大きいとき程発振周波数を低くするような構成（例え
ば、ＶＣＯ（電圧制御発振器）等を用いれば良い。）と
されており、これによってリカバリ電流を抑制する機能
を有している。つまり、リカバリ電流検出回路１２の検
出電圧が高くなるにつれて発振周波数が低くなるため、
ダイオード７の整流期間が長くなってリカバリ電流が小
さくなるように制御が行われる。The oscillator 5 is a recovery current detection circuit 12
The recovery current of the diode 7 is reduced when the recovery current of the diode 7 is large (for example, a VCO (voltage controlled oscillator) or the like may be used). Has the function of suppressing That is, since the oscillation frequency decreases as the detection voltage of the recovery current detection circuit 12 increases,
Control is performed so that the rectification period of the diode 7 becomes longer and the recovery current becomes smaller.

【００３１】図２は上記スイッチング電源回路１の各部
における波形を示すものであり、「ＳＰ」はＰＷＭ回路
６の出力信号、「Ｉ１」はトランス２の１次巻線２ａに
流れる電流、「Ｉ２」はトランス２の２次巻線２ｂに流
れる電流をそれぞれ示しており、各電流の向きについて
は図１の各矢印によって定義されている。尚、「ＩＲ」
はリカバリ電流である。FIG. 2 shows waveforms at various parts of the switching power supply circuit 1, where "SP" is the output signal of the PWM circuit 6, "I1" is the current flowing in the primary winding 2a of the transformer 2, and "I2". "Indicates a current flowing through the secondary winding 2b of the transformer 2, and the direction of each current is defined by each arrow in FIG. "IR"
Is the recovery current.

【００３２】図２は、リカバリ電流が大きな状態から、
リカバリ電流検出回路１２及びオシレータ５による周波
数制御が利きはじめてリカバリ電流が抑制される様子を
概念的に示したものである。FIG. 2 shows that when the recovery current is large,
It is a conceptual illustration of how the recovery current detection circuit 12 and the oscillator 5 start controlling the frequency and the recovery current is suppressed.

【００３３】スイッチング電源回路１においてはオシレ
ータ５からＰＷＭ回路６を介してＦＥＴ４のゲートに駆
動信号ＳＰが供給され、ＦＥＴ４のスイッチング制御に
伴ってトランス２の１次巻線２ａに発生する電圧の変換
後に２次巻線２ｂに生じた電流が整流回路１０により直
流化されて出力端子１１から取り出される。In the switching power supply circuit 1, the drive signal SP is supplied from the oscillator 5 to the gate of the FET 4 via the PWM circuit 6, and the voltage generated in the primary winding 2a of the transformer 2 is converted in accordance with the switching control of the FET 4. After that, the current generated in the secondary winding 2b is converted into a direct current by the rectifier circuit 10 and taken out from the output terminal 11.

【００３４】ダイオード７のリカバリ電流ＩＲは抵抗８
によって電圧変換され、抵抗１４を介してトランジスタ
１３のベースに供給されるため、この間トランジスタ１
３がオン状態となり、後段のトランジスタ１６がオフす
る。The recovery current IR of the diode 7 is the resistance 8
Is converted into a voltage and supplied to the base of the transistor 13 via the resistor 14, so that the transistor 1
3 is turned on, and the transistor 16 in the subsequent stage is turned off.

【００３５】よって、ダイオード１８を通してコンデン
サ１９が充電され、その充電電圧がリカバリ電流検出回
路１２の検出電圧としてオシレータ５にフィードバック
される。Therefore, the capacitor 19 is charged through the diode 18, and the charged voltage is fed back to the oscillator 5 as the detection voltage of the recovery current detection circuit 12.

【００３６】この検出電圧はリカバリ電流ＩＲが大きい
程大きな値となり、これによって、オシレータ５の発振
周波数が低くなり、ＰＷＭ回路６の出力パルスＳＰはそ
の周期がＴからＴ′（Ｔ＜Ｔ′）に伸びる（図２参
照。）。This detection voltage has a larger value as the recovery current IR is larger, which lowers the oscillation frequency of the oscillator 5, and the output pulse SP of the PWM circuit 6 has a cycle from T to T '(T <T'). (See Fig. 2).

【００３７】図１０で説明したように、ダイオードの整
流期間がスイッチ素子のオン期間に対して相対的に長く
なれば、その電流波形の終端における電流値をゼロに近
づけることができるので、リカバリ電流を小さくするこ
とができる。As described with reference to FIG. 10, if the rectification period of the diode is relatively long with respect to the ON period of the switch element, the current value at the end of the current waveform can be brought close to zero. Can be made smaller.

【００３８】このようにリカバリ電流検出回路１２から
オシレータ５に送られる信号によって発振周波数の可変
制御がなされてリカバリ電流が抑制されるので、ダイオ
ード７及びＦＥＴ４に生じる電力損失を低減することが
できる。As described above, since the oscillation frequency is variably controlled by the signal sent from the recovery current detection circuit 12 to the oscillator 5 and the recovery current is suppressed, the power loss generated in the diode 7 and the FET 4 can be reduced.

【００３９】次に、本発明の第２の実施例１Ａを図３乃
至図７に従って説明する。Next, a second embodiment 1A of the present invention will be described with reference to FIGS.

【００４０】尚、第２の実施例１Ａが前記第１の実施例
１と相違する点は、上記第１の実施例１においてダイオ
ードのリカバリ電流を直接検出したのに対し、第２の実
施例１Ａではダイオードのリカバリ電流に伴ってスイッ
チ素子に流れる電流の立ち上がり部分を抽出することに
よって間接的にリカバリ電流を検出している点であり、
従って、以下では該相違点を中心にして説明し、第１の
実施例１と機能上相違しない部分についてはその各部に
第１の実施例１における同様の部分に付した符号と同じ
符号を付することによって説明を省略する。The second embodiment 1A is different from the first embodiment 1 in that the diode recovery current is directly detected in the first embodiment 1, while the second embodiment is different from the first embodiment. In 1A, the recovery current is indirectly detected by extracting the rising portion of the current flowing through the switch element along with the recovery current of the diode.
Therefore, the difference will be mainly described below, and portions that are functionally different from those of the first embodiment will be denoted by the same reference numerals as those of the same portions in the first embodiment. Therefore, the description will be omitted.

【００４１】図３は第２の実施例１Ａの回路構成を示す
ブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing the circuit configuration of the second embodiment 1A.

【００４２】２１はＮＰＮトランジスタであり、そのコ
レクタはトランス２の１次巻線２ａに接続され、そのエ
ミッタが抵抗２２を介して接地されている。Reference numeral 21 is an NPN transistor, the collector of which is connected to the primary winding 2a of the transformer 2 and the emitter of which is grounded via a resistor 22.

【００４３】そして、トラジスタ２１のエミッタ出力が
電流検出回路２３に送出される。Then, the emitter output of the transistor 21 is sent to the current detection circuit 23.

【００４４】ＰＷＭ回路６の出力パルスはトランジスタ
２１にその駆動信号として供給されるとともに、パルス
生成回路２４を介して電流検出回路２３に送られるよう
になっている。The output pulse of the PWM circuit 6 is supplied to the transistor 21 as a drive signal thereof, and is also sent to the current detection circuit 23 via the pulse generation circuit 24.

【００４５】パルス生成回路２４は、サンプリング信号
を作り出して電流検出回路２３に供給するために設けら
れており、この信号が電流検出回路２３に送出されたと
きにトランジスタ２１のエミッタ出力の立ち上がり部分
が所定のタイミングで抽出されるようになっている。The pulse generation circuit 24 is provided to generate a sampling signal and supply it to the current detection circuit 23. When this signal is sent to the current detection circuit 23, the rising portion of the emitter output of the transistor 21 is changed. It is designed to be extracted at a predetermined timing.

【００４６】図４はパルス生成回路２４の構成を示すブ
ロック図であり、微分回路２５と、前縁抽出部２６と、
サンプリング信号生成部２７とがこの順で直列に接続さ
れた構成を有する。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the pulse generating circuit 24, which includes a differentiating circuit 25, a leading edge extracting section 26, and
The sampling signal generation unit 27 and the sampling signal generation unit 27 are connected in series in this order.

【００４７】図７は各部の波形を示すものであり、「Ｓ
Ｐ」がＰＷＭ回路６の出力パルス、「ＳＤ」が微分回路
２５の出力波形、「ＳＦ」が前縁抽出部２６の出力波
形、「ＳＳ」がサンプリング信号生成部２７によって得
られるサンプリング信号をそれぞれ示しており、「Ｉ２
１＿１」、「Ｉ２１＿２」がそのときどきにおけるトラ
ンジスタ２１のエミッタ電流を場合分けして示してい
る。FIG. 7 shows the waveform of each part.
“P” is the output pulse of the PWM circuit 6, “SD” is the output waveform of the differentiating circuit 25, “SF” is the output waveform of the leading edge extraction unit 26, and “SS” is the sampling signal obtained by the sampling signal generation unit 27. It shows "I2
1_1 ”and“ I21_2 ”show the emitter current of the transistor 21 at that time in some cases.

【００４８】図示するように、微分回路２５によってＰ
ＷＭ回路６の出力パルスＳＰについての微分波形ＳＤを
得てから、その立ち上がり波形のみを前縁抽出部２６に
よって取り出すとともに２値化して矩形波状信号ＳＦに
した後、その反転信号をサンプリング信号ＳＳとし、こ
れをサンプリング信号生成部２７から電流検出回路２３
に送出するようになっている。As shown in FIG.
After obtaining the differential waveform SD of the output pulse SP of the WM circuit 6, only the rising waveform thereof is extracted by the leading edge extraction unit 26 and binarized into the rectangular wave signal SF, and the inverted signal thereof is used as the sampling signal SS. From the sampling signal generator 27 to the current detection circuit 23.
It is designed to be sent to.

【００４９】図５は電流検出回路２３の構成例を示すも
のであり、抵抗２２から取り出されるトランジスタ２１
のエミッタ出力は抵抗２８を介してＮＰＮトランジスタ
２９のベースに供給され、そのコレクタ出力がダイオー
ド３０、コンデンサ３１からなる整流回路３２を経て、
直列抵抗３３、３４による分圧後にオシレータ５に送出
される。FIG. 5 shows an example of the configuration of the current detection circuit 23. The transistor 21 taken out from the resistor 22 is shown in FIG.
The emitter output of is supplied to the base of the NPN transistor 29 via the resistor 28, and its collector output is passed through the rectifier circuit 32 including the diode 30 and the capacitor 31,
The voltage is sent to the oscillator 5 after being divided by the series resistors 33 and 34.

【００５０】そして、エミッタ接地のＮＰＮトランジス
タ３５は、そのコレクタが上記トランジスタ２９のコレ
クタに接続されており、そのベースにはサンプリング信
号生成部２７からのサンプリング信号ＳＳが供給される
ようになっている。The collector of the grounded-emitter NPN transistor 35 is connected to the collector of the transistor 29, and the sampling signal SS from the sampling signal generator 27 is supplied to the base of the NPN transistor 35. ..

【００５１】よって、サンプリング信号ＳＳがＬ（ロ
ー）のレベルのときにトランジスタ２１のエミッタ電圧
の立ち上がり部分が抜き出されてその反相信号がオシレ
ータ５に送出されることになる。Therefore, when the sampling signal SS is at the L (low) level, the rising portion of the emitter voltage of the transistor 21 is extracted and its antiphase signal is sent to the oscillator 5.

【００５２】図６はオシレータ５の回路構成例３６を示
すものであり、２つのＮＰＮトランジスタ３７と３８と
を用いた非安定マルチバイブレータの構成とされてい
る。FIG. 6 shows a circuit configuration example 36 of the oscillator 5, which is an astable multivibrator configuration using two NPN transistors 37 and 38.

【００５３】即ち、トランジスタ３７のベースがコンデ
ンサ３９を介してトランジスタ３８のコレクタに接続さ
れるとともに抵抗４０を介して電源ライン４１に接続さ
れており、また、トランジスタ３８のベースがコンデン
サ４２を介してトランジスタ３７のコレクタに接続され
るとともに抵抗４３を介して電源ライン４１に接続され
ている。そして、トランジスタ３７、３８のコレクタが
抵抗４４、４５をそれぞれ介して電源ライン４１に接続
されている。That is, the base of the transistor 37 is connected to the collector of the transistor 38 via the capacitor 39 and is connected to the power supply line 41 via the resistor 40, and the base of the transistor 38 is connected to the capacitor 42. It is connected to the collector of the transistor 37 and is also connected to the power supply line 41 via the resistor 43. The collectors of the transistors 37 and 38 are connected to the power supply line 41 via the resistors 44 and 45, respectively.

【００５４】４６はエミッタ接地のＮＰＮトランジスタ
であり、そのベースは制御入力端子４７に接続され、こ
れに電流検出回路２３からの信号が供給されるようにな
っている。そして、そのコレクタが抵抗４８、４８´を
介して電源ライン４１に接続されている。Reference numeral 46 denotes an NPN transistor with a grounded emitter, the base of which is connected to the control input terminal 47, and a signal from the current detection circuit 23 is supplied to this. The collector is connected to the power supply line 41 via the resistors 48 and 48 '.

【００５５】４９はエミッタ接地のＰＮＰトランジスタ
であり、上記トランジスタ４６の後段に設けられ、その
ベースが抵抗４８と４８´との間に接続され、コレクタ
がトランジスタ３７のベースに接続されている。Reference numeral 49 denotes a grounded emitter PNP transistor, which is provided after the transistor 46, has its base connected between the resistors 48 and 48 ', and has its collector connected to the base of the transistor 37.

【００５６】このオシレータ回路３６にあっては、電流
検出回路２３から送られてくる信号レベルが高いとトラ
ンジスタ４６のインピーダンス（オン抵抗）が低下し、
これに連動するトランジスタ４９のインピーダンスが変
化するため、発振周波数が低下する。In the oscillator circuit 36, when the signal level sent from the current detection circuit 23 is high, the impedance (ON resistance) of the transistor 46 is lowered,
Since the impedance of the transistor 49 interlocked with this changes, the oscillation frequency decreases.

【００５７】しかして、第２の実施例１Ａにあっては、
オシレータ５からの信号に基づいて生成されるＰＷＭ回
路６出力パルスＳＰがトランジスタ２１に供給され、そ
のスイッチング制御がなされ、トランス２の出力が整流
回路１０を介して出力端子１１から取り出される。Therefore, in the second embodiment 1A,
The output pulse SP of the PWM circuit 6 generated based on the signal from the oscillator 5 is supplied to the transistor 21, the switching thereof is controlled, and the output of the transformer 2 is taken out from the output terminal 11 via the rectifier circuit 10.

【００５８】そして、ＰＷＭ回路６の出力パスルＳＰは
パルス生成回路２４に送られてその微分波形の前縁をも
とにサンプリング信号ＳＳが生成された後電流検出回路
２３に供給される。Then, the output pulse SP of the PWM circuit 6 is sent to the pulse generation circuit 24, and the sampling signal SS is generated based on the leading edge of the differential waveform thereof, and then supplied to the current detection circuit 23.

【００５９】トランジスタ２１のエミッタ電流波形は定
性的にみて、ＰＷＭ回路６の出力パルスＳＰの立ち上が
り時点において図７のＩ２１＿１に示すようにゼロレベ
ルを起点として次第に上昇し出力パルスＳＰの立ち下が
り時点でゼロに降下する場合と、図７のＩ２１＿２に示
すように出力パルスＳＰの立ち上がり時点において一旦
急峻に立ち上がってからあるレベルまで戻った後、徐々
に上昇し出力パルスＳＰの立ち下がり時点でゼロに降下
する場合とがある。Qualitatively, the emitter current waveform of the transistor 21 gradually rises from the zero level as a starting point at the rising edge of the output pulse SP of the PWM circuit 6 and rises at the falling edge of the output pulse SP as shown by I21_1 in FIG. When falling to zero and as shown by I21_2 in FIG. 7, the output pulse SP rises sharply once and then returns to a certain level, then gradually rises and falls to zero when the output pulse SP falls. In some cases

【００６０】ダイオード７のリカバリ電流が大きい程ス
イッチ素子であるトランジスタ２１の電流波形への影響
が大きくなることから考えると、前者はリカバリ電流が
小さい場合、後者はリカバリ電流が大きい場合に相当す
ることが分かる。Considering that the larger the recovery current of the diode 7 is, the greater the influence on the current waveform of the transistor 21, which is the switching element, the former corresponds to the case where the recovery current is small, and the latter corresponds to the case where the recovery current is large. I understand.

【００６１】よって、この電流波形の立ち上がりのレベ
ルを検出して、Ｉ２１＿１の波形に近い波形が得られる
ようにオシレータ３６の周波数制御を行えば、リカバリ
電流を低減することが可能となり、トランジスタ２１や
ダイオード７における電力損失を抑えることができる。Therefore, by detecting the rising level of this current waveform and controlling the frequency of the oscillator 36 so that a waveform close to the waveform of I21_1 can be obtained, the recovery current can be reduced and the transistor 21 and Power loss in the diode 7 can be suppressed.

【００６２】つまり、図７においてサンプリング信号Ｓ
Ｓによってトランジスタ２１のエミッタ電流を抽出する
と（サンプリング信号ＳＳのＬレベル期間における波形
部分が取り出される。）、電流波形がＩ２１＿１の波形
であるときには、ほぼゼロの部分が抜き出されるので、
その反転信号ＳＫがトランジスタ２９のコレクタから出
力され、その整流出力が分圧後にオシレータ３６のトラ
ンジスタ４６に供給される。That is, in FIG. 7, the sampling signal S
When the emitter current of the transistor 21 is extracted by S (the waveform portion in the L level period of the sampling signal SS is taken out), when the current waveform is the waveform of I21_1, the almost zero portion is extracted,
The inverted signal SK is output from the collector of the transistor 29, and the rectified output is divided and supplied to the transistor 46 of the oscillator 36.

【００６３】よって、トランジスタ４６のインピーダン
スが低下して、この変化がＰＮＰトランジスタ４９を介
してトランジスタ３８のベース抵抗に影響を与えるため
時定数が小さくなって発振周波数が高められる。Therefore, the impedance of the transistor 46 decreases, and this change affects the base resistance of the transistor 38 via the PNP transistor 49, so that the time constant becomes small and the oscillation frequency is increased.

【００６４】他方、電流波形がＩ２１＿２の波形である
ときには、その立ち上がり部分が抜き出されるので、そ
の反転信号ＳＬはゼロに近いレベルとなる。On the other hand, when the current waveform is the waveform of I21_2, the rising portion thereof is extracted, so that the inverted signal SL has a level close to zero.

【００６５】従って、整流、分圧後においてオシレータ
３６のトランジスタ４６には殆ど電圧が加わらない。Therefore, almost no voltage is applied to the transistor 46 of the oscillator 36 after rectification and voltage division.

【００６６】トランジスタ４６、４９のインピーダンス
は高く、これによるトランジスタ３８のベース抵抗への
影響は時定数を大きくする方向、つまり、発振周波数が
低くなるように制御される。The impedances of the transistors 46 and 49 are high, and the influence of this on the base resistance of the transistor 38 is controlled so that the time constant is increased, that is, the oscillation frequency is lowered.

【００６７】以上のように、トランジスタ２１のエミッ
タ電流波形が、Ｉ２１＿１のようにゼロレベルから次第
に立ち上がる波形に近い場合にはオシレータ３６の周波
数が高い方向にシフトし、逆に、Ｉ２１＿２に示すよう
にゼロレベルから急激に立ち上がる波形に近い場合には
オシレータ３６の周波数が低い方向にシフトすることに
なり、この作用によってダイオード７のリカバリ電流を
絶えず小さくする方向へと周波数制御がなされる。As described above, when the waveform of the emitter current of the transistor 21 is close to the waveform of I21_1 which gradually rises from the zero level, the frequency of the oscillator 36 shifts to the higher direction, and conversely, as indicated by I21_2. When the waveform is close to a waveform that sharply rises from the zero level, the frequency of the oscillator 36 shifts to the lower direction, and this action controls the frequency so that the recovery current of the diode 7 is constantly reduced.

【００６８】[0068]

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、本発明によれば、整流ダイオードの接合部に蓄積す
る少数キャリアを除去するための逆電流であるリカバリ
電流を直接又は能動スイッチ素子の電流に基づいて検出
して発振部にフィードバックし、リカバリ電流が大きい
場合ほど発振周波数が低くなるように常に周波数制御を
行っているので、リカバリ電流を抑制して電源効率を高
めることができる。As is apparent from the above description, according to the present invention, the recovery current, which is the reverse current for removing the minority carriers accumulated in the junction portion of the rectifying diode, is directly or directly applied to the active switching element. Since the current is detected based on the current and fed back to the oscillation unit, and the frequency is constantly controlled so that the oscillation frequency becomes lower as the recovery current increases, the recovery current can be suppressed and the power supply efficiency can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１の実施例に係るスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.

【図２】第１の実施例の動作について説明するための概
略的な波形図である。FIG. 2 is a schematic waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment.

【図３】本発明の第２の実施例に係るスイッチング電源
回路の構成を示す回路ブロック図である。FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.

【図４】第２の実施例のパルス生成回路の構成を示すブ
ロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a pulse generation circuit according to a second embodiment.

【図５】第２の実施例の検出回路の構成例を示す回路図
である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a detection circuit according to a second embodiment.

【図６】第２の実施例のオシレータの構成例を示す回路
図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of an oscillator according to a second embodiment.

【図７】第２の実施例の動作について説明するための概
略的な波形図である。FIG. 7 is a schematic waveform diagram for explaining the operation of the second embodiment.

【図８】ダイオードのリカバリ電流についての説明する
ための図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）は電流波形を
示す図である。8A and 8B are diagrams for explaining a recovery current of a diode, FIG. 8A is a circuit diagram, and FIG. 8B is a diagram showing a current waveform.

【図９】（ａ）はスイッチング電源回路の等価回路図、
（ｂ）は各部の波形を示す図である。9A is an equivalent circuit diagram of a switching power supply circuit, FIG.
(B) is a figure which shows the waveform of each part.

【図１０】リカバリ電流の大きさについて説明するため
の波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the magnitude of a recovery current.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ スイッチング電源回路 ２ トランス ３ 直流電源 ４ 能動スイッチ素子 ５ 発振部 ６ パルス幅変調回路 ７ ダイオード １０ 整流回路 １２ リカバリ電流検出手段 １Ａ スイッチング電源回路 ２１ 能動スイッチ素子 ２３、２４ リカバリ電流検出手段 ３６ 発振部 1 Switching Power Supply Circuit 2 Transformer 3 DC Power Supply 4 Active Switch Element 5 Oscillator 6 Pulse Width Modulator 7 Diode 10 Rectifier Circuit 12 Recovery Current Detecting Device 1A Switching Power Supply Circuit 21 Active Switch Device 23, 24 Recovery Current Detecting Device 36 Oscillator

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 直流電源と、トランス及びその１次側に
設けられた能動スイッチ素子とを有し、周波数制御が可
能な発振部からパルス幅変調回路を介して能動スイッチ
素子に駆動信号を供給してそのスイッチング制御を行う
とともに、トランスの２次側にダイオードを含む整流回
路を備えたスイッチング電源回路であって、ダイオード
のリカバリ電流を直接に又は能動スイッチ素子の電流に
基づいて検出するリカバリ電流検出手段を設け、その検
出信号を発振部にフィードバックしてリカバリ電流が大
きい場合ほど発振周波数が低くなるように周波数制御を
行うことを特徴とするスイッチング電源回路。1. A drive signal is supplied to an active switch element from an oscillating section having a DC power supply, a transformer and an active switch element provided on the primary side of the transformer and capable of frequency control, through a pulse width modulation circuit. A switching power supply circuit having a rectifier circuit including a diode on the secondary side of the transformer, which performs the switching control and detects the recovery current of the diode directly or based on the current of the active switch element. A switching power supply circuit characterized in that detection means is provided, and the detection signal is fed back to an oscillating section to control the frequency so that the oscillation frequency becomes lower as the recovery current increases.