JPH11252807A - Charging apparatus - Google Patents
Charging apparatusInfo
- Publication number
- JPH11252807A JPH11252807A JP5248698A JP5248698A JPH11252807A JP H11252807 A JPH11252807 A JP H11252807A JP 5248698 A JP5248698 A JP 5248698A JP 5248698 A JP5248698 A JP 5248698A JP H11252807 A JPH11252807 A JP H11252807A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current
- output
- charging
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、2重層コンデンサ
や2次電池等を充電する充電装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a charging device for charging a double-layer capacitor, a secondary battery or the like.
【0002】[0002]
【従来の技術】図5に、2重層コンデンサや2次電池を
充電する従来の充電装置として、チョッパ型の定電圧レ
ギュレータを示す。2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a chopper type constant voltage regulator as a conventional charging device for charging a double-layer capacitor or a secondary battery.
【0003】図5に示す従来の充電装置100は、直流
発電機101と、この直流発電機101から出力される
電流をスイッチングするpnpトランジスタ102と、
このpnpトランジスタ102の出力電流を平滑化する
コイル103及びフライホイールダイオード104と、
自励発振をして上記pnpトランジスタ102のスイッ
チングの制御をするnpnトランジスタ105,FET
106,コンデンサ107と、出力電圧に基づき上記n
pnトランジスタ105のスイッチングのデューティー
を決定するツェナーダイオード108及びダイオード1
09とを備え、充電対象となる2重層コンデンサや2次
電池等の容量性負荷111に対して、出力端子110か
ら充電電流iOを供給する。A conventional charging device 100 shown in FIG. 5 includes a DC generator 101, a pnp transistor 102 for switching a current output from the DC generator 101,
A coil 103 and a flywheel diode 104 for smoothing the output current of the pnp transistor 102;
Npn transistor 105 and FET for self-oscillation to control the switching of the pnp transistor 102
106, capacitor 107, and n
Zener diode 108 and diode 1 that determine the duty of switching of pn transistor 105
09, and supplies a charging current i O from an output terminal 110 to a capacitive load 111 such as a double-layer capacitor or a secondary battery to be charged.
【0004】pnpトランジスタ102は、エミッタが
直流発電機101のプラス側の出力端に接続されてい
る。また、このpnpトランジスタ102は、エミッタ
とベースとの間に抵抗R1が接続されている。The pnp transistor 102 has an emitter connected to the positive output terminal of the DC generator 101. Further, the pnp transistor 102, resistor R 1 is connected between the emitter and base.
【0005】コイル103は、一端が上記pnpトラン
ジスタ102のコレクタに接続され、他端が出力端子1
10に接続されている。また、フライホイールダイオー
ド104は、カソードがpnpトランジスタ102のコ
レクタに接続され、アノードがグランドに接続されてい
る。The coil 103 has one end connected to the collector of the pnp transistor 102 and the other end connected to the output terminal 1.
10 is connected. The flywheel diode 104 has a cathode connected to the collector of the pnp transistor 102 and an anode connected to the ground.
【0006】npnトランジスタ105は、コレクタが
pnpトランジスタ102のベースに接続され、エミッ
タが抵抗R2を介してグランドに接続されている。[0006] npn transistor 105 has a collector connected to the base of the pnp transistor 102 is connected to the ground the emitter via a resistor R 2.
【0007】FET106は、ドレインが直流発電機1
01のプラス側の出力端に接続されている。また、この
FET106は、ゲートとソースとがnpnトランジス
タ105のベースに接続されている。The FET 106 has a drain connected to the DC generator 1.
01 is connected to the positive output terminal. The FET 106 has a gate and a source connected to the base of the npn transistor 105.
【0008】コンデンサ107は、一端がpnpトラン
ジスタ102のコレクタに接続され、他端がnpnトラ
ンジスタのベースに接続されている。The capacitor 107 has one end connected to the collector of the pnp transistor 102 and the other end connected to the base of the npn transistor.
【0009】ツェナーダイオード108は、カソードが
npnトランジスタ105のベースに接続され、アノー
ドがグランドに接続されている。The Zener diode 108 has a cathode connected to the base of the npn transistor 105 and an anode connected to the ground.
【0010】ダイオード109は、アノードが出力端子
110に接続され、カソードがnpnトランジスタ10
5のエミッタに接続されている。The diode 109 has an anode connected to the output terminal 110 and a cathode connected to the npn transistor 10.
5 emitters.
【0011】このような構成の従来の充電装置100で
は、コンデンサ107の充放電に従いnpnトランジス
タ105がスイッチングされ、このnpnトランジスタ
105のスイッチングにともないpnpトランジスタ1
02がスイッチングされる。そして、このpnpトラン
ジスタ102がスイッチングされると直流発電機101
から供給される電流がスイッチングされる。このスイッ
チングされた電流は、コイル103及びフライホイール
ダイオード104から構成される平滑回路により平滑化
され、充電電流iOとして容量性負荷111に供給され
る。In the conventional charging device 100 having such a configuration, the npn transistor 105 is switched in accordance with the charging and discharging of the capacitor 107, and the pnp transistor 1 is switched with the switching of the npn transistor 105.
02 is switched. When the pnp transistor 102 is switched, the DC generator 101
Is switched. The switched current is smoothed by a smoothing circuit including the coil 103 and the flywheel diode 104, and is supplied to the capacitive load 111 as a charging current i O.
【0012】この従来の充電装置100では、以下に説
明するような動作を行うことにより自励発振し、pnp
トランジスタ102をスイッチングしている。なお、自
励発振の動作を説明するにあたり、npnトランジスタ
105のベース側の端子を端子A、pnpトランジスタ
102のコレクタ側の端子を端子Bとする。In the conventional charging apparatus 100, self-excited oscillation is performed by performing the operation described below, and the pnp
The transistor 102 is switching. In describing the operation of the self-excited oscillation, a terminal on the base side of the npn transistor 105 is a terminal A, and a terminal on the collector side of the pnp transistor 102 is a terminal B.
【0013】まず、pnpトランジスタ102がオフで
あると、FET106から供給される電流により、コン
デンサ107は、端子A側がプラスにチャージされる。
すると、npnトランジスタ105のベース電圧が上昇
し、このnpnトランジスタ105がオンとなる。First, when the pnp transistor 102 is off, the terminal A side of the capacitor 107 is charged positively by the current supplied from the FET 106.
Then, the base voltage of npn transistor 105 rises, and this npn transistor 105 is turned on.
【0014】このnpnトランジスタ105がオンとな
ると、それに伴ってpnpトランジスタ102もオンと
なる。When the npn transistor 105 is turned on, the pnp transistor 102 is also turned on.
【0015】続いて、このpnpトランジスタ102が
オンとなった際、コンデンサ107は、このpnpトラ
ンジスタ102がオンとなることにより直流発電機11
1から端子Bに与えられる電圧に、端子A側がプラスに
チャージされたチャージ電圧を上乗せした電圧を、この
npnトランジスタ105のベースに与え、このnpn
トランジスタ105のオン状態を保持する。Subsequently, when the pnp transistor 102 is turned on, the capacitor 107 is connected to the DC generator 11 by turning on the pnp transistor 102.
1 is applied to the terminal B, and a voltage obtained by adding a charge voltage obtained by positively charging the terminal A is applied to the base of the npn transistor 105.
The on state of the transistor 105 is maintained.
【0016】続いて、pnpトランジスタ102がオン
となりしばらくすると、コンデンサ107は、pnpト
ランジスタ102のコレクタから供給される直流発電機
101からの電流により、端子B側がプラスにチャージ
されていく。すなわち、端子A側にチャージされた電荷
が放電されていく。すると、npnトランジスタ105
のベース電圧が降下し、このnpnトランジスタ105
がオフとなる。Subsequently, shortly after the pnp transistor 102 is turned on, the terminal B of the capacitor 107 is positively charged by the current from the DC generator 101 supplied from the collector of the pnp transistor 102. That is, the electric charge charged to the terminal A is discharged. Then, the npn transistor 105
Of the npn transistor 105
Is turned off.
【0017】このnpnトランジスタ105がオフとな
ると、それに伴ってpnpトランジスタ102もオフと
なる。When the npn transistor 105 is turned off, the pnp transistor 102 is also turned off.
【0018】以上のように、従来の充電装置100で
は、コンデンサ107の充放電による自励発振に伴い、
pnpトランジスタ102がスイッチングされる。As described above, in the conventional charging apparatus 100, the self-excited oscillation caused by the charging and discharging of the capacitor 107 causes
The pnp transistor 102 is switched.
【0019】また、この従来の充電装置100では、出
力電圧すなわち容量性負荷111の電圧が、ダイオード
109を介して、npnトランジスタ105のエミッタ
にフィードバックされている。従って、この容量性負荷
111の電圧に応じて、デューティ比が可変する。In the conventional charging device 100, the output voltage, that is, the voltage of the capacitive load 111 is fed back to the emitter of the npn transistor 105 via the diode 109. Therefore, the duty ratio varies according to the voltage of the capacitive load 111.
【0020】つまり、この従来の充電装置100では、
容量性負荷111に電荷があまり充電されておらず、こ
の容量性負荷111の電圧が低い場合、npnトランジ
スタ105のエミッタ電圧が低くなる。従って、このn
pnトランジスタ105をオンさせるベース電圧の閾値
が低くなり、npnトランジスタ105のオン時間すな
わちpnpトランジスタ102のオン時間が長くなる。That is, in the conventional charging device 100,
If the capacitive load 111 is not sufficiently charged and the voltage of the capacitive load 111 is low, the emitter voltage of the npn transistor 105 decreases. Therefore, this n
The threshold value of the base voltage for turning on the pn transistor 105 decreases, and the on-time of the npn transistor 105, that is, the on-time of the pnp transistor 102 increases.
【0021】また、この従来の充電装置100では、容
量性負荷111に充電が進み、この容量性負荷111の
電圧が高い場合、npnトランジスタ105のエミッタ
電圧が高くなる。従って、このnpnトランジスタ10
5をオンさせるベース電圧の閾値が高くなり、npnト
ランジスタ105のオン時間すなわちpnpトランジス
タ102のオン時間が短くなる。In the conventional charging device 100, charging progresses to the capacitive load 111, and when the voltage of the capacitive load 111 is high, the emitter voltage of the npn transistor 105 increases. Therefore, this npn transistor 10
5, the threshold value of the base voltage for turning on the transistor 5 increases, and the on-time of the npn transistor 105, that is, the on-time of the pnp transistor 102, decreases.
【0022】以上のように、この従来の充電装置100
では、容量性負荷111の電圧が高くなるにつれ、pn
pトランジスタ102のオン時間が短くなるようにスイ
ッチングのデューディ比が制御されている。As described above, this conventional charging device 100
Then, as the voltage of the capacitive load 111 increases, pn
The switching duty ratio is controlled so that the ON time of the p-transistor 102 is shortened.
【0023】また、この従来の充電装置100には、n
pnトランジスタ105のベース電圧が所定の電圧以上
上昇しないように、ツェナーダイオード108が備えら
れている。そのため、容量性負荷111の電圧がこのツ
ェナーダイオード108で規定される電圧より高くなっ
た場合には、npnトランジスタ105のスイッチング
動作が停止し、容量性負荷111への充電が終了する。
また、このツェナーダイオード108は、充電対象とな
る容量性負荷111の定格等に基づき設定される。In addition, this conventional charging device 100 includes n
A zener diode 108 is provided so that the base voltage of the pn transistor 105 does not increase more than a predetermined voltage. Therefore, when the voltage of the capacitive load 111 becomes higher than the voltage specified by the Zener diode 108, the switching operation of the npn transistor 105 stops, and the charging of the capacitive load 111 ends.
The Zener diode 108 is set based on the rating of the capacitive load 111 to be charged.
【0024】[0024]
【発明が解決しようとする課題】ここで、この従来の充
電装置100から、充電対象である容量性負荷111に
流れる充電電流iOについて考える。Here, the charging current i O flowing from the conventional charging device 100 to the capacitive load 111 to be charged will be considered.
【0025】上記図5で示した従来の充電装置100を
簡略化して表すと、図6のように表すことができる。FIG. 6 is a simplified view of the conventional charging device 100 shown in FIG.
【0026】直流発電機101から容量性負荷111に
流れ込む充電電流iOは、この直流発電機101により
発生される電圧VIと、容量性負荷111の電圧VOと、
内部抵抗rとの関係から以下の式により表せる。The charging current i O flowing from the DC generator 101 to the capacitive load 111 depends on the voltage V I generated by the DC generator 101, the voltage V O of the capacitive load 111,
From the relationship with the internal resistance r, it can be expressed by the following equation.
【0027】iO=(VI−VO) /rI O = (V I -V O ) / r
【0028】ここで、上記従来の充電装置100では、
例えば容量性負荷111に電荷があまり充電されておら
ずこの容量性負荷111の電圧VOが低い場合、pnp
トランジスタ102のオン時間が長くなり、この充電電
流iOが高くなるように作用する。Here, in the conventional charging device 100,
For example, when the charge is not sufficiently charged in the capacitive load 111 and the voltage V O of the capacitive load 111 is low, pnp
The on-time of the transistor 102 is lengthened and the charging current i O acts to increase.
【0029】しかしながら、一般に、2重層コンデンサ
や2次電池等ではその内部抵抗が非常に低くなってい
る。そのため、このようにこの従来の充電装置100が
この充電電流iOが高くなるように作用すると、直流発
電機101が大きな電流を発生しなければならなくな
り、大きな負担がかかってしまう。従って、従来の充電
装置100では、このような負担がかかっても充分な大
きなトルクを有する直流発電機101を用いなければな
らなかった。However, in general, the internal resistance of a double-layer capacitor, a secondary battery or the like is extremely low. Therefore, if the conventional charging device 100 acts so as to increase the charging current i O , the DC generator 101 must generate a large current, which imposes a heavy burden. Therefore, in the conventional charging device 100, it is necessary to use the DC generator 101 having a sufficiently large torque even if such a load is applied.
【0030】また、従来の充電装置100では、充電電
流iOの電流値に比例して、その内部抵抗rや容量性負
荷の内部抵抗等により、熱損失が生じている。そのた
め、従来の充電装置100がこの充電電流iOが高くな
るように作用すると、その熱損失も比例して大きくなっ
てしまっていた。従って、従来の充電装置100では、
その回路損失が大きく、効率の悪いものとなっていた。Further, in the conventional charging device 100, heat loss occurs due to the internal resistance r, the internal resistance of the capacitive load, and the like in proportion to the current value of the charging current i O. Therefore, when the conventional charging device 100 acts so as to increase the charging current i O , the heat loss increases proportionally. Therefore, in the conventional charging device 100,
The circuit loss was large and the efficiency was low.
【0031】本発明は、このような実情を鑑みてなされ
たものであり、直流電流源の負担を軽減し、効率の良い
充電装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a charging device that reduces the load on a DC current source and that is efficient.
【0032】[0032]
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係る充電装置は、直流電流源と、上記直
流電流源から出力される電流をスイッチングするスイッ
チング手段と、上記スイッチング手段によりスイッチン
グされた電流を平滑化し、平滑化した電流を充電対象に
供給する出力手段と、上記直流電流源から発生される電
圧と上記充電対象の電圧との電圧差に基づき、上記出力
手段から出力する平均電流を一定とするように上記スイ
ッチング手段を制御する制御手段とを備えることを特徴
とする。この充電装置では、上記出力手段から出力する
平均電流を、充電対象の電圧に関わらず一定にする。In order to solve the above-mentioned problems, a charging apparatus according to the present invention comprises a DC current source, a switching means for switching a current output from the DC current source, and a switching means. Output means for supplying a smoothed current to a charging target, and an output from the output means based on a voltage difference between a voltage generated from the DC current source and a voltage of the charging target. Control means for controlling the switching means so as to keep the average current constant. In this charging device, the average current output from the output means is constant regardless of the voltage to be charged.
【0033】本発明に係る充電装置は、図1に示すよう
に、電圧VIをもって直流電流を出力する直流電流源1
と、この直流電流源1から出力される電流をスイッチン
グするスイッチング手段2と、スイッチング手段2によ
り出力された充電電流iOを容量性負荷からなる充電対
象5に供給する出力手段3と、上記スイッチング手段2
を制御する制御手段4とを備える。The charging apparatus according to the present invention, as shown in FIG. 1, a DC current source 1 for outputting a direct current with a voltage V I
A switching means 2 for switching a current output from the DC current source 1, an output means 3 for supplying a charging current i O output from the switching means 2 to a charging target 5 composed of a capacitive load, Means 2
And control means 4 for controlling the
【0034】上記制御手段4は、例えば、オン時間が
a、オフ時間がbとなるようなパルスを生成し、上記ス
イッチング手段2を制御する。The control means 4 controls the switching means 2 by generating a pulse such that the ON time is a and the OFF time is b.
【0035】このとき、直流電流源1から充電対象5に
流れ込む充電電流iOは、この直流電流源1により発生
される電圧VIと、充電対象5の電圧VOと、内部抵抗r
との関係から以下の式により表せる。[0035] At this time, the charging current i O flowing to the charging target 5 from the DC current source 1, a voltage V I generated by the direct current source 1, the voltage V O to be charged 5, the internal resistance r
From the relationship, it can be expressed by the following equation.
【0036】iO=(VI−VO) /rI O = (V I -V O ) / r
【0037】また、充電対象5に供給される充電電流i
Oの平均電流iAVEは、オン時間がa、オフ時間がbとな
るようなパルスでスイッチングされることから、以下の
ように表すことができる。Also, the charging current i supplied to the charging target 5
Since the average current i AVE of O is switched by a pulse such that the on-time is a and the off-time is b, it can be expressed as follows.
【0038】iAVE=(a/(a+b))×iO I AVE = (a / (a + b)) × i O
【0039】ここで、制御手段4は、直流電流源1から
発生される電圧VIと上記充電対象5の電圧VOとの電圧
差(VI−VO)に基づき、制御パルスのデューティ比
(a/(a+b))を制御し、上記出力手段3から出力
する充電電流iOの平均電流iAVEを一定とするように制
御する。Here, the control means 4 determines the duty ratio of the control pulse based on the voltage difference (V I -V O ) between the voltage V I generated from the DC current source 1 and the voltage V O of the object 5 to be charged. (A / (a + b)) is controlled so that the average current i AVE of the charging current i O outputted from the output means 3 is constant.
【0040】このように本発明に係る充電装置では、出
力手段から出力する電流の平均値を、充電対象の電圧に
関わらず一定にしてパルス充電する。As described above, in the charging apparatus according to the present invention, pulse charging is performed with the average value of the current output from the output means being constant regardless of the voltage to be charged.
【0041】[0041]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0042】まず、本発明の第1の実施の形態の充電装
置について、図2及び図3を用いて説明する。First, a charging device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【0043】図2に示すように、本発明の第1の実施の
形態の充電装置10は、直流発電機11と、この直流発
電機11から出力される電流をスイッチングするpnp
トランジスタ12と、このpnpトランジスタ12の出
力電流を平滑化するコイル13及びフライホイールダイ
オード14と、上記pnpトランジスタ12をスイッチ
ングするnpnトランジスタ15と、このnpnトラン
ジスタ15のスイッチングのデューティーを決定する制
御回路16とを備え、充電対象となる2重層コンデンサ
や2次電池等の容量性負荷20に対して、出力端子17
から充電電流iOを供給する。As shown in FIG. 2, the charging device 10 according to the first embodiment of the present invention includes a DC generator 11 and a pnp for switching a current output from the DC generator 11.
A transistor 12, a coil 13 for smoothing the output current of the pnp transistor 12, a flywheel diode 14, an npn transistor 15 for switching the pnp transistor 12, and a control circuit 16 for determining the duty of the switching of the npn transistor 15. And an output terminal 17 for a capacitive load 20 such as a double-layer capacitor or a secondary battery to be charged.
Supplies the charging current i O.
【0044】pnpトランジスタ12は、エミッタが直
流発電機11のプラス側の出力端に接続されている。ま
た、このpnpトランジスタ12は、エミッタとベース
との間に抵抗R1が接続されている。The pnp transistor 12 has an emitter connected to the positive output terminal of the DC generator 11. Further, the pnp transistor 12, resistors R 1 is connected between the emitter and base.
【0045】コイル13は、一端がpnpトランジスタ
12のコレクタに接続され、他端が出力端子17に接続
されている。また、フライホイールダイオード14は、
カソードがpnpトランジスタ12のコレクタに接続さ
れ、アノードがグランドに接続されている。The coil 13 has one end connected to the collector of the pnp transistor 12 and the other end connected to the output terminal 17. The flywheel diode 14 is
The cathode is connected to the collector of the pnp transistor 12, and the anode is connected to the ground.
【0046】npnトランジスタ15は、コレクタがp
npトランジスタ12のベースに接続され、エミッタが
抵抗R2を介してグランドに接続されている。The collector of the npn transistor 15 is p
It is connected to the base of the np transistor 12 is connected to the ground the emitter via a resistor R 2.
【0047】制御回路16は、直流発電機11が発生す
る直流電圧VIと、充電対象となる容量性負荷20の電
圧VOが入力され、出力信号となる制御パルスをnpn
トランジスタ15のベースに供給する。The control circuit 16 receives the DC voltage V I generated by the DC generator 11 and the voltage V O of the capacitive load 20 to be charged, and outputs a control pulse, which is an output signal, to npn.
The voltage is supplied to the base of the transistor 15.
【0048】このような構成の充電装置10では、制御
回路16から出力される制御パルスに従いnpnトラン
ジスタ15がスイッチングされ、このnpnトランジス
タ15のスイッチングにともないpnpトランジスタ1
2がスイッチングされる。そして、このpnpトランジ
スタ12がスイッチングされると直流発電機11から供
給される電流がスイッチングされる。このスイッチング
された電流は、コイル13及びフライホイールダイオー
ド14から構成される平滑回路により平滑化され、充電
電流iOとして容量性負荷20に供給される。In the charging device 10 having such a configuration, the npn transistor 15 is switched according to the control pulse output from the control circuit 16, and the pnp transistor 1 is switched with the switching of the npn transistor 15.
2 is switched. When the pnp transistor 12 is switched, the current supplied from the DC generator 11 is switched. The switched current is smoothed by a smoothing circuit including the coil 13 and the flywheel diode 14 and supplied to the capacitive load 20 as a charging current i O.
【0049】続いて、制御回路16について説明する。Next, the control circuit 16 will be described.
【0050】この制御回路16は、直流発電機11のプ
ラス側端子とグランドとの間に設けられる第1の可変抵
抗21と、出力端子17とグランドとの間に設けられる
第2の可変抵抗22と、上記第1の可変抵抗21の分圧
出力と第2の可変抵抗22の分圧出力とが入力されその
差電圧を検出するオペアンプ23と、鋸状波を発生する
鋸波発生回路24と、オペアンプ23と鋸波発生回路2
4との出力を比較するコンパレータ25と、このコンパ
レータ25の比較出力をドライブするnpnトランジス
タ26と、npnトランジスタ26の出力を反転させた
制御パルスを出力するNAND回路27とを有し、この
NAND回路27から制御パルスを上記npnトランジ
スタ15に供給する。The control circuit 16 includes a first variable resistor 21 provided between the positive terminal of the DC generator 11 and the ground, and a second variable resistor 22 provided between the output terminal 17 and the ground. An operational amplifier 23 to which the divided voltage output of the first variable resistor 21 and the divided voltage output of the second variable resistor 22 are input to detect a difference voltage therebetween, and a sawtooth wave generating circuit 24 to generate a sawtooth wave. , Operational amplifier 23 and sawtooth wave generating circuit 2
4; an npn transistor 26 for driving a comparison output of the comparator 25; and a NAND circuit 27 for outputting a control pulse obtained by inverting the output of the npn transistor 26. From 27, a control pulse is supplied to the npn transistor 15.
【0051】また、この制御回路16は、直流発電機1
1が発生する電圧のノイズ除去等をするコンデンサ28
と、直流発電機11が発生する電圧を定電圧化してオペ
アンプ23,鋸波発生回路24,コンパレータ25,n
pnトランジスタ26,NAND回路27等に電源電圧
を与えるツェナーダイオード29とを有する。The control circuit 16 controls the DC generator 1
Capacitor 28 for removing noise of the voltage generated by 1
The voltage generated by the DC generator 11 is converted into a constant voltage, and the operational amplifier 23, the sawtooth wave generating circuit 24, the comparator 25, n
It has a pn transistor 26, a Zener diode 29 for supplying a power supply voltage to the NAND circuit 27 and the like.
【0052】第1の可変抵抗21は、直流発電機11が
発生する電圧VIを分圧して、適当なゲイン調整をした
電圧VI′をオペアンプ23のプラス側入力端子に供給
する。 第2の可変抵抗22は、容量性負荷20の電圧
VOを分圧して、適当なゲイン調整をした電圧VO′をオ
ペアンプ23のマイナス側入力端子に供給する。[0052] The first variable resistor 21 supplies a voltage V I of direct current generator 11 is generated by dividing the voltage V I 'in which the appropriate gain adjustment to the positive input terminal of the operational amplifier 23. The second variable resistor 22 divides the voltage V O of the capacitive load 20 and supplies the voltage V O ′ with an appropriate gain adjustment to the negative input terminal of the operational amplifier 23.
【0053】オペアンプ23は、直流発電機11が発生
する電圧VIを分圧して適当なゲイン調整をした電圧
VI′と、容量性負荷20の電圧VOを分圧して適当なゲ
イン調整をした電圧VO′との差電圧(VI′−VO′)
とを求め、この差電圧を適当な倍率で増幅する。オペア
ンプ23は、この差電圧(VI′−VO′)をコンパレー
タ25のプラス側入力端子に供給する。The operational amplifier 23 includes a voltage V I 'in which the appropriate gain adjustment by applying a voltage V I minute to direct current generator 11 generates a divide appropriate gain adjustment voltage V O of the capacitive load 20 the voltage V O 'difference between the voltage (V I' -V O ')
And the difference voltage is amplified by an appropriate magnification. Operational amplifier 23 supplies the difference voltage (V I '-V O') to the positive input terminal of the comparator 25.
【0054】鋸波発生回路24は、第1のNAND回路
31と第2のNAND回路32とから構成される非安定
マルチバイブレータにより自励発振されるパルス信号
を、抵抗33とコンデンサ34により構成される微分回
路により微分して、鋸状波を発生している。この鋸波発
生回路24から出力される鋸状波は、コンパレータ25
のマイナス側の入力端子に供給される。なお、この鋸波
発生回路24は、自励発振して鋸状波が発生されればよ
いので、例えば、積分回路による3角波等が出力されて
も良く、その構成は限定されない。The saw-tooth wave generating circuit 24 is constituted by a resistor 33 and a capacitor 34 for generating a pulse signal self-oscillated by an unstable multivibrator comprising a first NAND circuit 31 and a second NAND circuit 32. A differentiating circuit generates a sawtooth wave. The sawtooth wave output from the sawtooth generation circuit 24 is output to a comparator 25.
Is supplied to the input terminal on the minus side of. Since the sawtooth wave generating circuit 24 only needs to generate a sawtooth wave by self-excited oscillation, for example, a triangular wave or the like by an integrating circuit may be output, and the configuration is not limited.
【0055】コンパレータ25は、上記差電圧(VI′
−VO′)と上記鋸状波とを比較して、差電圧(VI′−
VO′)が鋸状波より大きい場合にハイ、差電圧(VI′
−VO′)が鋸状波より小さい場合にローとなるデジタ
ル出力をする。The comparator 25 outputs the difference voltage (V I ′)
−V O ′) and the sawtooth wave, and a difference voltage (V I ′ −
High when V O ′) is greater than the sawtooth wave, the difference voltage (V I ′)
-V O ') is a digital output which becomes low when the signal is smaller than the sawtooth wave.
【0056】このコンパレータ25のデジタル出力は、
npnトランジスタ26のベースに供給され、このnp
nトランジスタ26によりドライブされたのち、そのコ
レクタから出力され、NAND回路27によりさらに反
転される。The digital output of the comparator 25 is
It is supplied to the base of an npn transistor 26, and this np
After being driven by the n-transistor 26, it is output from its collector and further inverted by the NAND circuit 27.
【0057】このNAND回路27からは、上記コンパ
レータ25と同相の信号である制御パルスが出力され
る。この制御パルスは、上記npnトランジスタ15の
ベースに供給される。The NAND circuit 27 outputs a control pulse which is a signal having the same phase as that of the comparator 25. This control pulse is supplied to the base of the npn transistor 15.
【0058】このような構成を有することにより、制御
回路16は、差電圧(VI′−VO′)と鋸状波とを比較
し、差電圧(VI′−VO′)が大きい場合にオンとなる
制御パルスを出力する。[0058] By having such a configuration, the control circuit 16 compares the difference voltage between (V I '-V O') and sawtooth waves, the difference voltage (V I '-V O') is greater A control pulse that is turned on in this case is output.
【0059】ここで、この差電圧(VI′−VO′)は、
容量性負荷20の充電状態により変動するものである。
すなわち、容量性負荷20に電荷があまり充電されてお
らず、この容量性負荷20の電圧VOが低い場合、この
差電圧(VI′−VO′)は高くなる。一方、容量性負荷
20の充電が進み、この容量性負荷20の電圧が高い場
合、この差電圧(VI′−VO′)は低くなる。従って、
この制御パルスは、容量性負荷20の充電状態に応じ
て、オン時間が変動するPWM(Pulse Width Modulati
on)パルスとなっている。Here, the difference voltage (V I '-V O ') is
This varies depending on the state of charge of the capacitive load 20.
That is, charge is not so much charge to the capacitive load 20, when the voltage V O of the capacitive load 20 is low, the difference voltage (V I '-V O') is increased. On the other hand, the process proceeds to charge the capacitive load 20, when the voltage of the capacitive load 20 is high, the differential voltage (V I '-V O') is low. Therefore,
This control pulse is a PWM (Pulse Width Modulati) whose ON time varies according to the state of charge of the capacitive load 20.
on) pulse.
【0060】図3に、鋸波発生回路24の第1と第2の
NAND回路31,32の間(A点)に発生するパルス
波形と、コンパレータ25のマイナス側入力端子(B
点)に入力される鋸状波と、コンパレータ25のプラス
側入力端子(C点)に入力される差電圧(VI′−
VO′)と、コンパレータ25の出力端子(D点)から
出力される信号波形と、NAND回路の出力端子(E
点)から出力される制御パルスとを示す。FIG. 3 shows a pulse waveform generated between the first and second NAND circuits 31 and 32 (point A) of the sawtooth wave generating circuit 24 and a negative input terminal (B
A serrated wave is input to a point), the difference between the voltage input to the positive input terminal of the comparator 25 (C point) (V I '-
V O ′), the signal waveform output from the output terminal (point D) of the comparator 25, and the output terminal (E
And a control pulse output from the point (1).
【0061】この図3に示すように、制御回路16で
は、B点の鋸状波よりもC点の差電圧(VI′−VO′)
が大きい場合にオンとなる制御パルスを出力する。As shown in FIG. 3, in the control circuit 16, the difference voltage (V I ′ −V O ′) at the point C is more than the sawtooth wave at the point B.
Output a control pulse that is turned on when is large.
【0062】また、制御回路16は、この制御パルスに
応じてスイッチングされる充電電流iOの平均値が、容
量性負荷20の充電状態により変動する電圧VOの変化
によらず、一定となるように制御パルスのデューティ比
が設定されている。In the control circuit 16, the average value of the charging current i O switched in response to the control pulse is constant irrespective of the change in the voltage V O that varies depending on the state of charge of the capacitive load 20. The duty ratio of the control pulse is set as described above.
【0063】すなわち、制御回路16は、容量性負荷2
0に電荷があまり充電されておらず、この容量性負荷2
0の電圧VOが低い場合には、差電圧(VI′−VO′)
は高くなるが、このような場合には、制御パルスのオン
時間を短くする。また、制御回路16は、容量性負荷2
0の充電が進み、この容量性負荷20の電圧が高い場合
には、この差電圧(VI′−VO′)は低くなるが、この
ような場合には、制御パルスのオン時間を長くする。That is, the control circuit 16 controls the capacitive load 2
0 is not charged so much, and this capacitive load 2
0 when the voltage V O is low, the difference voltage (V I '-V O')
However, in such a case, the ON time of the control pulse is shortened. Further, the control circuit 16 controls the capacitive load 2
0 charge advance of, when the voltage of the capacitive load 20 is high, the differential voltage (V I '-V O') is lowered, in such a case, a longer ON time of the control pulse I do.
【0064】以上のように、制御回路16は、容量性負
荷20の電圧が高くなるにつれ、すなわち、直流電流源
11と容量性負荷20との電圧差が小さくなるにつれ、
pnpトランジスタ12のオン時間が長くなるように、
制御パルスのデューディ比を制御している。As described above, as the voltage of the capacitive load 20 increases, that is, as the voltage difference between the DC current source 11 and the capacitive load 20 decreases, the control circuit 16
In order to increase the on-time of the pnp transistor 12,
It controls the duty ratio of the control pulse.
【0065】この第1の実施の形態の充電装置10で
は、以上のように制御回路16が出力する制御パルスを
設定することにより、直流発電機11から出力される電
流の平均値を常に一定とすることができる。In the charging device 10 of the first embodiment, by setting the control pulse output from the control circuit 16 as described above, the average value of the current output from the DC generator 11 is always kept constant. can do.
【0066】従って、この充電装置10では、直流発電
機11の負担を軽減することができる。また、この充電
装置10では、直流発電機11から発生される電圧と容
量性負荷20の電圧との電圧差に基づき、pnpトラン
ジスタ12をPWM制御することから、この直流発電機
11のトルクに応じた電流を容量性負荷20に供給する
ことができる。Therefore, in the charging device 10, the burden on the DC generator 11 can be reduced. In addition, in the charging device 10, the pnp transistor 12 is PWM-controlled based on the voltage difference between the voltage generated from the DC generator 11 and the voltage of the capacitive load 20. The supplied current can be supplied to the capacitive load 20.
【0067】また、この充電装置10では、熱損失が少
なくし、電力効率を高くすることができる。また、この
充電装置10では、トランス等の電力変換手段を用いず
に、高電圧かつ少電流で容量性負荷20を充電すること
ができる。Further, in this charging device 10, heat loss can be reduced and power efficiency can be increased. In addition, the charging device 10 can charge the capacitive load 20 with a high voltage and a small current without using a power conversion unit such as a transformer.
【0068】なお、上記制御回路16の設定は、例え
ば、第1の可変抵抗21及び第2の可変抵抗22の分圧
比や、鋸波発生回路24等の回路設定をすることにより
容易に行うことができる。また、オペアンプ23の演算
設定を変えることにより、差電圧(VI′−VO′)が低
くなればディーティが反比例して大きくなるような関数
のみならず、様々な関数を実現することができる。例え
ば、定電力的な設定等も容易に行うことができる。The setting of the control circuit 16 can be easily performed by, for example, setting the voltage dividing ratio of the first variable resistor 21 and the second variable resistor 22 and the circuit setting of the sawtooth wave generating circuit 24 and the like. Can be. Further, by changing the operation setting of the operational amplifier 23, the difference voltage (V I '-V O') not only functions as duty if increases in inverse proportion low, it is possible to realize various functions . For example, constant power setting can be easily performed.
【0069】また、この充電装置10では、鋸波発生回
路24により発生される鋸状波を、充電対象となる容量
性負荷20の特性に応じて設定することにより、更に効
率のよい充電を行うことができる。また、充電装置10
では、容量性負荷20の電圧VOが最大定格に接近した
際にpnpトランジスタ102をオフとするように、第
1の可変抵抗21及び第2の可変抵抗22の分圧比や、
オペアンプ23の増幅率、或いは、鋸波発生回路24に
より発生される鋸状波を設定することにより、過充電を
行わずに充電電流iOの供給を停止することができる。Further, in the charging apparatus 10, the sawtooth wave generated by the sawtooth wave generating circuit 24 is set according to the characteristic of the capacitive load 20 to be charged, thereby performing more efficient charging. be able to. The charging device 10
In order to turn off the pnp transistor 102 when the voltage V O of the capacitive load 20 approaches the maximum rating, the voltage dividing ratio of the first variable resistor 21 and the second variable resistor 22,
By setting the amplification factor of the operational amplifier 23 or the sawtooth wave generated by the sawtooth wave generating circuit 24, the supply of the charging current i O can be stopped without performing overcharging.
【0070】つぎに、本発明に第2の実施の形態の充電
装置について、図4を用いて説明する。Next, a charging device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
【0071】この第2の実施の形態の充電装置は、例え
ば、直流発電機が発生する電圧が、充電対象となる容量
性負荷の最大定格電圧より充分大きな電圧で電流を発生
する場合に適用される。The charging apparatus according to the second embodiment is applied, for example, when the voltage generated by the DC generator generates a current at a voltage sufficiently higher than the maximum rated voltage of the capacitive load to be charged. You.
【0072】図4に示すように、本発明に第2の実施の
形態の充電装置50は、直流発電機51と、この直流発
電機51から出力される電流をスイッチングするpnp
トランジスタ52と、このpnpトランジスタ52の出
力電流を平滑化するコイル53及びフライホイールダイ
オード54と、自励発振をして上記pnpトランジスタ
52のスイッチングの制御をするnpnトランジスタ5
5,FET56,コンデンサ57と、直流発電機51の
発生電圧に基づき上記npnトランジスタ55のスイッ
チングのデューティーを決定するツェナーダイオード5
8及びダイオード59とを備え、充電対象となる2重層
コンデンサや2次電池等の容量性負荷61に対して、出
力端子60から充電電流iOを供給する。As shown in FIG. 4, the charging device 50 according to the second embodiment of the present invention includes a DC generator 51 and a pnp for switching the current output from the DC generator 51.
A transistor 52; a coil 53 and a flywheel diode 54 for smoothing the output current of the pnp transistor 52; and an npn transistor 5 for self-oscillation to control the switching of the pnp transistor 52.
5, a Zener diode 5 for determining the switching duty of the npn transistor 55 based on the voltage generated by the FET 56, the capacitor 57 and the DC generator 51.
8 and a diode 59, and supplies a charging current i O from an output terminal 60 to a capacitive load 61 such as a double-layer capacitor or a secondary battery to be charged.
【0073】pnpトランジスタ52は、エミッタが直
流発電機51のプラス側の出力端に接続されている。ま
た、このpnpトランジスタ52は、エミッタとベース
との間に抵抗R1が接続されている。The pnp transistor 52 has an emitter connected to the positive output terminal of the DC generator 51. Further, the pnp transistor 52, resistors R 1 is connected between the emitter and base.
【0074】コイル53は、一端が上記pnpトランジ
スタ52のコレクタに接続され、他端が出力端子60に
接続されている。また、フライホイールダイオード54
は、カソードがpnpトランジスタ52のコレクタに接
続され、アノードがグランドに接続されている。The coil 53 has one end connected to the collector of the pnp transistor 52 and the other end connected to the output terminal 60. The flywheel diode 54
Has a cathode connected to the collector of the pnp transistor 52 and an anode connected to the ground.
【0075】npnトランジスタ55は、コレクタがp
npトランジスタ52のベースに接続され、エミッタが
抵抗R2を介してグランドに接続されている。The collector of the npn transistor 55 is p
It is connected to the base of the np transistor 52 is connected to the ground the emitter via a resistor R 2.
【0076】FET56は、ドレインが直流発電機51
のプラス側の出力端に接続されている。また、このFE
T56は、ゲートとソースとがnpnトランジスタ55
のベースに接続されている。The FET 56 has a drain connected to the DC generator 51.
Is connected to the plus output terminal. Also, this FE
T56 is a transistor whose gate and source are npn transistors 55
Connected to the base.
【0077】コンデンサ57は、一端がpnpトランジ
スタ52のコレクタに接続され、他端がnpnトランジ
スタ55のベースに接続されている。The capacitor 57 has one end connected to the collector of the pnp transistor 52 and the other end connected to the base of the npn transistor 55.
【0078】ツェナーダイオード58は、カソードがn
pnトランジスタ55のベースに接続され、アノードが
グランドに接続されている。The Zener diode 58 has a cathode of n
The pn transistor 55 is connected to the base and the anode is connected to the ground.
【0079】ダイオード59は、アノードが直流発電機
51のプラス側の出力端に接続され、カソードがnpn
トランジスタ55のエミッタに接続されている。The diode 59 has an anode connected to the positive output terminal of the DC generator 51 and a cathode connected to npn.
It is connected to the emitter of transistor 55.
【0080】このような構成の充電装置50では、コン
デンサ57の充放電に従いnpnトランジスタ55がス
イッチングされ、このnpnトランジスタ55のスイッ
チングにともないpnpトランジスタ52がスイッチン
グされる。そして、このpnpトランジスタ52がスイ
ッチングされると直流発電機51から供給される電流が
スイッチングされる。このスイッチングされた電流は、
コイル53及びフライホイールダイオード54から構成
される平滑回路により平滑化され、充電電流iOとして
容量性負荷61に供給される。In the charging device 50 having such a configuration, the npn transistor 55 is switched in accordance with the charging and discharging of the capacitor 57, and the pnp transistor 52 is switched with the switching of the npn transistor 55. When the pnp transistor 52 is switched, the current supplied from the DC generator 51 is switched. This switched current is
The current is smoothed by a smoothing circuit including a coil 53 and a flywheel diode 54 and supplied to a capacitive load 61 as a charging current i O.
【0081】この充電装置50では、以下に説明するよ
うな動作を行うことにより自励発振し、pnpトランジ
スタ52をスイッチングしている。なお、自励発振の動
作を説明するにあたり、npnトランジスタ55のベー
ス側の端子を端子A、pnpトランジスタ52のコレク
タ側の端子を端子Bとする。In the charging device 50, self-excited oscillation is performed by performing the operation described below, and the pnp transistor 52 is switched. In describing the operation of the self-excited oscillation, the terminal on the base side of the npn transistor 55 is a terminal A, and the terminal on the collector side of the pnp transistor 52 is a terminal B.
【0082】まず、pnpトランジスタ52がオフであ
ると、FET56から供給される電流により、コンデン
サ57は、端子A側がプラスにチャージされる。する
と、npnトランジスタ55のベース電圧が上昇し、こ
のnpnトランジスタ55がオンとなる。First, when the pnp transistor 52 is off, the terminal A side of the capacitor 57 is charged positively by the current supplied from the FET 56. Then, the base voltage of npn transistor 55 increases, and this npn transistor 55 is turned on.
【0083】このnpnトランジスタ55がオンとなる
と、それに伴ってpnpトランジスタ52もオンとな
る。When the npn transistor 55 is turned on, the pnp transistor 52 is also turned on.
【0084】続いて、このpnpトランジスタ52がオ
ンとなった際、コンデンサ57は、このpnpトランジ
スタ52がオンとなることにより直流発電機51から端
子Bに与えられる電圧に、端子A側がプラスにチャージ
されたチャージ電圧を上乗せした電圧を、npnトラン
ジスタ55のベースに与え、このnpnトランジスタ5
5のオン状態を保持する。Subsequently, when the pnp transistor 52 is turned on, the capacitor 57 charges the voltage applied to the terminal B from the DC generator 51 to the terminal A side by turning on the pnp transistor 52, and charges the terminal A side positively. A voltage obtained by adding the added charge voltage is applied to the base of npn transistor 55, and this npn transistor 5
5 is kept on.
【0085】続いて、pnpトランジスタ52がオンと
なりしばらくすると、コンデンサ57は、pnpトラン
ジスタ52のコレクタから供給される直流発電機51か
らの電流により、端子B側がプラスにチャージされてい
く。すなわち、端子A側にチャージされた電荷が放電さ
れていく。すると、npnトランジスタ55のベース電
圧が降下し、このnpnトランジスタ55がオフとな
る。Subsequently, shortly after the pnp transistor 52 is turned on, the terminal B of the capacitor 57 is positively charged by the current from the DC generator 51 supplied from the collector of the pnp transistor 52. That is, the electric charge charged to the terminal A is discharged. Then, the base voltage of npn transistor 55 drops, and this npn transistor 55 is turned off.
【0086】このnpnトランジスタ55がオフとなる
と、それに伴ってpnpトランジスタ52もオフとな
る。When the npn transistor 55 is turned off, the pnp transistor 52 is also turned off.
【0087】以上のように、充電装置50では、コンデ
ンサ57の充放電による自励発振に伴い、pnpトラン
ジスタ52がスイッチングされる。As described above, in the charging device 50, the pnp transistor 52 is switched by the self-excited oscillation due to the charging and discharging of the capacitor 57.
【0088】また、この充電装置50では、ダイオード
59を介して、直流発電機51の電圧が、npnトラン
ジスタ55のエミッタにフィードフォーワードされてい
る。従って、この直流発電機51の電圧の変動に応じ
て、デューティ比が可変する。つまり、この充電装置5
0では、直流発電機51により発生される電圧が、ツェ
ナーダイオード58の電圧と比較して高くなっていく
と、スイッチングパルスのデューティ比が下がることと
なる。また、直流発電機51が発生する電圧によって
は、図4に示すように、ダイオード59のカソードとn
pnトランジスタ55のエミッタの間に可変抵抗62を
設けて、直流発電機51の発生電圧とツェナーダイオー
ド58の電圧とを調整する。このように可変抵抗62を
設けることにより、スイッチングパルスのデューティ比
を容易に調整することができる。In the charging device 50, the voltage of the DC generator 51 is fed forward to the emitter of the npn transistor 55 via the diode 59. Therefore, the duty ratio varies according to the variation of the voltage of the DC generator 51. That is, this charging device 5
At 0, when the voltage generated by the DC generator 51 becomes higher than the voltage of the Zener diode 58, the duty ratio of the switching pulse decreases. Further, depending on the voltage generated by the DC generator 51, as shown in FIG.
A variable resistor 62 is provided between the emitters of the pn transistor 55 to adjust the voltage generated by the DC generator 51 and the voltage of the Zener diode 58. By providing the variable resistor 62 in this manner, the duty ratio of the switching pulse can be easily adjusted.
【0089】この充電装置50では、直流発電機51の
電圧が低い場合、npnトランジスタ55のエミッタ電
圧が低くなる。従って、このnpnトランジスタ55を
オンさせるベース電圧の閾値が低くなり、npnトラン
ジスタ55のオン時間すなわちpnpトランジスタ52
のオン時間が長くなる。In this charging device 50, when the voltage of DC generator 51 is low, the emitter voltage of npn transistor 55 is low. Therefore, the threshold value of the base voltage for turning on the npn transistor 55 decreases, and the on time of the npn transistor 55, that is, the pnp transistor 52
On time becomes longer.
【0090】また、この充電装置50では、直流発電機
51の電圧が高い場合、npnトランジスタ55のエミ
ッタ電圧が高くなる。従って、このnpnトランジスタ
55をオンさせるベース電圧の閾値が高くなり、npn
トランジスタ55のオン時間すなわちpnpトランジス
タ52のオン時間が短くなる。In the charging device 50, when the voltage of the DC generator 51 is high, the emitter voltage of the npn transistor 55 increases. Therefore, the threshold value of the base voltage for turning on the npn transistor 55 increases, and the npn
The ON time of the transistor 55, that is, the ON time of the pnp transistor 52 is shortened.
【0091】以上のように、この充電装置50では、直
流発電機51の電圧が高くなるにつれ、pnpトランジ
スタ52のオン時間が短くなるようにスイッチングのデ
ューディ比が制御されている。As described above, in this charging device 50, the switching duty ratio is controlled so that the ON time of the pnp transistor 52 becomes shorter as the voltage of the DC generator 51 becomes higher.
【0092】このことによりこの充電装置50では、例
えば、直流発電機51が発生する電圧が、充電対象とな
る容量性負荷61の最大定格電圧より充分大きな電圧も
って電流を発生する場合、この直流発電機51から出力
される電流の平均値を常に一定とすることができる。Thus, in the charging device 50, for example, when the voltage generated by the DC generator 51 generates a current with a voltage sufficiently higher than the maximum rated voltage of the capacitive load 61 to be charged, The average value of the current output from the device 51 can be always constant.
【0093】従って、この充電装置50では、直流発電
機51の負担を軽減することができる。また、この充電
装置50では、直流発電機51から発生される電圧に基
づき、pnpトランジスタ52をPWM制御することか
ら、この直流発電機51のトルクに応じた電流を容量性
負荷61に供給することができる。Therefore, in the charging device 50, the burden on the DC generator 51 can be reduced. In addition, in the charging device 50, the pnp transistor 52 is PWM-controlled based on the voltage generated from the DC generator 51, so that a current corresponding to the torque of the DC generator 51 is supplied to the capacitive load 61. Can be.
【0094】また、この充電装置50では、熱損失が少
なくし、電力効率を高くすることができる。また、この
充電装置50では、トランス等の電力変換手段を用いず
に、高電圧かつ少電流で容量性負荷61を充電すること
ができる。Further, in this charging device 50, heat loss can be reduced and power efficiency can be increased. In addition, the charging device 50 can charge the capacitive load 61 with a high voltage and a small current without using a power conversion unit such as a transformer.
【0095】[0095]
【発明の効果】本発明に係る充電装置では、出力手段か
ら出力する平均電流を、充電対象の電圧に関わらず一定
にすることにより、直流電流源の負担を軽減することが
できる。また、この充電装置では、直流電流源から発生
される電圧と充電対象の電圧との電圧差に基づき、スイ
ッチング手段をPWM制御することから、この直流電流
源のトルクに応じた電流を充電対象に供給することがで
きる。In the charging apparatus according to the present invention, the load on the DC current source can be reduced by making the average current output from the output means constant irrespective of the voltage to be charged. Further, in this charging device, the switching means is PWM-controlled based on the voltage difference between the voltage generated from the DC current source and the voltage to be charged, so that the current corresponding to the torque of the DC current source is set as the charging target. Can be supplied.
【0096】また、本発明に係る充電装置では、出力手
段から出力する平均電流を、充電対象の電圧に関わらず
一定にすることにより、熱損失が少なくし、電力効率を
高くすることができる。また、この充電装置では、トラ
ンス等の電力変換手段を用いずに、高電圧で少電流で充
電対象を充電することができる。Further, in the charging device according to the present invention, by making the average current output from the output means constant regardless of the voltage to be charged, heat loss can be reduced and power efficiency can be increased. Further, in this charging device, the charging target can be charged with a high voltage and a small current without using a power conversion unit such as a transformer.
【図1】本発明の充電回路を説明する為の図である。FIG. 1 is a diagram for explaining a charging circuit of the present invention.
【図2】本発明の第1の実施の形態の充電装置の回路図
である。FIG. 2 is a circuit diagram of the charging device according to the first embodiment of the present invention.
【図3】上記充電装置の各点の波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram of each point of the charging device.
【図4】本発明の第2の実施の形態の充電装置の回路図
である。FIG. 4 is a circuit diagram of a charging device according to a second embodiment of the present invention.
【図5】従来の充電装置の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional charging device.
【図6】上記従来の充電装置から出力される充電電流を
説明するための回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram for explaining a charging current output from the conventional charging device.
1 直流電流源、2 スイッチング手段、3 出力手
段、4 制御手段、5充電対象、10,50 充電装
置、11,51 直流発電機、12,52 pnpトラ
ンジスタ、15,55 npnトランジスタ、16 制
御回路、13,53 コイル、14,54 フライホイ
ールダイオード、17,60 出力端子、20,61
容量性負荷、59 ダイオードDESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC current source, 2 switching means, 3 output means, 4 control means, 5 charge object, 10,50 charging device, 11,51 DC generator, 12,52 pnp transistor, 15,55 npn transistor, 16 control circuit, 13,53 coil, 14,54 flywheel diode, 17,60 output terminal, 20,61
Capacitive load, 59 diode
Claims (3)
スイッチング手段と、 上記スイッチング手段によりスイッチングされた電流を
平滑化し、平滑化した電流を充電対象に供給する出力手
段と、 上記直流電流源から発生される電圧と上記充電対象の電
圧との電圧差に基づき、上記出力手段から出力する平均
電流を一定とするように上記スイッチング手段を制御す
る制御手段とを備える充電装置。1. A DC current source, switching means for switching a current output from the DC current source, and output means for smoothing the current switched by the switching means and supplying the smoothed current to a charging target And control means for controlling the switching means so that the average current output from the output means is constant based on a voltage difference between the voltage generated from the DC current source and the voltage to be charged. apparatus.
生される電圧と上記充電対象の電圧との電圧差を検出
し、この電圧差が大きい場合にはオン時間が短くなりこ
の電圧差が小さい場合にはオン時間が長くなるPWMパ
ルスにより、上記スイッチング手段を制御することを特
徴とする請求項1に記載の充電装置。2. The control means detects a voltage difference between a voltage generated from the DC current source and a voltage to be charged. If the voltage difference is large, the on-time is shortened and the voltage difference is reduced. 2. The charging device according to claim 1, wherein the switching unit is controlled by a PWM pulse whose on-time becomes long when the switching time is small.
電圧より大きな電圧をもって電流を発生し、 上記制御手段は、上記直流電流源から発生される電圧を
検出し、この電圧が大きい場合にはオン時間が短くなり
この電圧が小さい場合にはオン時間が長くなるPWMパ
ルスにより、上記スイッチング手段を制御することを特
徴とする請求項1に記載の充電装置。3. The DC current source generates a current with a voltage higher than a maximum rated voltage of a charging target. The control means detects a voltage generated from the DC current source, and when the voltage is large, 2. The charging device according to claim 1, wherein the switching means is controlled by a PWM pulse whose ON time is short and the ON time is long when the voltage is small.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5248698A JPH11252807A (en) | 1998-03-04 | 1998-03-04 | Charging apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5248698A JPH11252807A (en) | 1998-03-04 | 1998-03-04 | Charging apparatus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11252807A true JPH11252807A (en) | 1999-09-17 |
Family
ID=12916056
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5248698A Withdrawn JPH11252807A (en) | 1998-03-04 | 1998-03-04 | Charging apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH11252807A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6798175B2 (en) | 2000-04-11 | 2004-09-28 | Pentax Corporation | Power supply circuit |
JP2006050874A (en) * | 2004-08-09 | 2006-02-16 | Murata Mfg Co Ltd | Self-excitation step-down chopper regulator |
JP2010000903A (en) * | 2008-06-20 | 2010-01-07 | Jtekt Corp | Electric power steering device |
JP2011205743A (en) * | 2010-03-24 | 2011-10-13 | Fdk Corp | Ripple converter |
-
1998
- 1998-03-04 JP JP5248698A patent/JPH11252807A/en not_active Withdrawn
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6798175B2 (en) | 2000-04-11 | 2004-09-28 | Pentax Corporation | Power supply circuit |
JP2006050874A (en) * | 2004-08-09 | 2006-02-16 | Murata Mfg Co Ltd | Self-excitation step-down chopper regulator |
JP4534657B2 (en) * | 2004-08-09 | 2010-09-01 | 株式会社村田製作所 | Self-excited step-down chopper regulator |
JP2010000903A (en) * | 2008-06-20 | 2010-01-07 | Jtekt Corp | Electric power steering device |
JP2011205743A (en) * | 2010-03-24 | 2011-10-13 | Fdk Corp | Ripple converter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7026851B2 (en) | PWM controller having frequency jitter for power supplies | |
US5914591A (en) | Switching power supply | |
US6639815B1 (en) | Precision switching power amplifier comprising instantaneously interruptible power source | |
US4459539A (en) | Charge transfer constant volt-second regulator | |
US5175675A (en) | Switching regulator in which oscillation is maintained below a predetermined frequency | |
JP2002176771A (en) | Control method for dc-dc converter | |
JP2003224973A (en) | Switching power supply | |
JP2017073583A (en) | Class D amplifier | |
JP2000350449A (en) | Switching power circuit | |
JP3250979B2 (en) | Switching power supply | |
WO2020202967A1 (en) | In-vehicle voltage conversion device | |
JPH04222457A (en) | Switching converter | |
JPH11252807A (en) | Charging apparatus | |
JPH09131058A (en) | Tuned switch mode power supply | |
CN215072203U (en) | Soft start circuit and motor | |
JP4049332B1 (en) | Charge control device | |
JP3525436B2 (en) | Switching power supply | |
JP2003299356A (en) | Dc-dc converter control method | |
KR19990006822A (en) | Controller of charge generator | |
JP2014217261A (en) | Conversion device | |
JP3375951B2 (en) | Switching regulator | |
JPH10262365A (en) | Switching power source | |
JP3107193B2 (en) | DC-DC converter | |
JP3490049B2 (en) | Switching power supply | |
JP2776152B2 (en) | Switching regulator |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050510 |