JPH05122916A - 可変リラクタンス形レゾルバ - Google Patents
可変リラクタンス形レゾルバInfo
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- JPH05122916A JPH05122916A JP3283082A JP28308291A JPH05122916A JP H05122916 A JPH05122916 A JP H05122916A JP 3283082 A JP3283082 A JP 3283082A JP 28308291 A JP28308291 A JP 28308291A JP H05122916 A JPH05122916 A JP H05122916A
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- magnetic poles
- change
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K24/00—Machines adapted for the instantaneous transmission or reception of the angular displacement of rotating parts, e.g. synchro, selsyn
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- G—PHYSICS
- G08—SIGNALLING
- G08C—TRANSMISSION SYSTEMS FOR MEASURED VALUES, CONTROL OR SIMILAR SIGNALS
- G08C19/00—Electric signal transmission systems
- G08C19/38—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices
- G08C19/40—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices of which only the rotor or the stator carries a winding to which a signal is applied, e.g. using step motor
- G08C19/44—Electric signal transmission systems using dynamo-electric devices of which only the rotor or the stator carries a winding to which a signal is applied, e.g. using step motor having more than three stator poles
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡易な構成でパーミアンスの高調波成分の影
響を受けることなく、正確な回転角度又は回転速度を検
出する。 【構成】 ステータ１に３相１８極の第１の磁極Ａ11〜
Ｃ16を形成すると共に、同様に３相１８極の第２の磁極
Ａ21〜Ｃ26を形成し、各磁極Ａ11〜Ｃ26に励磁巻線Ｌ
A11 〜ＬC26 を巻回し、これらの一端を単相交流電源３
に接続すると共に、他端を抵抗ＲA1〜ＲC2を介して接地
することにより、励磁巻線及び抵抗間から導出した出力
端子ＴA1〜ＴC2からロータ２のスロット歯ＴR との間で
のリアクタンス変化に応じた電流変化を電圧として検出
し、これらのうち同相の検出電流を差動増幅回路５Ａ〜
５Ｃに供給して差値を算出し、その出力を相変換回路６
で２相に変換してパーミアンスの高調波歪を除去し、こ
れを信号処理回路で信号処理することにより、正確な回
転角度又は回転速度を検出する。
響を受けることなく、正確な回転角度又は回転速度を検
出する。 【構成】 ステータ１に３相１８極の第１の磁極Ａ11〜
Ｃ16を形成すると共に、同様に３相１８極の第２の磁極
Ａ21〜Ｃ26を形成し、各磁極Ａ11〜Ｃ26に励磁巻線Ｌ
A11 〜ＬC26 を巻回し、これらの一端を単相交流電源３
に接続すると共に、他端を抵抗ＲA1〜ＲC2を介して接地
することにより、励磁巻線及び抵抗間から導出した出力
端子ＴA1〜ＴC2からロータ２のスロット歯ＴR との間で
のリアクタンス変化に応じた電流変化を電圧として検出
し、これらのうち同相の検出電流を差動増幅回路５Ａ〜
５Ｃに供給して差値を算出し、その出力を相変換回路６
で２相に変換してパーミアンスの高調波歪を除去し、こ
れを信号処理回路で信号処理することにより、正確な回
転角度又は回転速度を検出する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、角度位置や回転速度の
検出を行う可変リラクタンス形レゾルバの改良に関す
る。
検出を行う可変リラクタンス形レゾルバの改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の可変リラクタンス形レゾルバとし
ては、ロータ鉄心とステータ磁極とをこれら間の空隙中
のリラクタンスがロータ鉄心位置により変化し、ロータ
鉄心１回転でリラクタンス変化の基本波成分がＮ周期と
なるように構成し、前記リラクタンス変化を検出するこ
とにより回転角度位置又は回転速度を検出するように構
成されており、特に交流サーボモータ用の可変リラクタ
ンス形レゾルバとしては、ステータ磁極が３相１８極に
構成されているのが一般的である。
ては、ロータ鉄心とステータ磁極とをこれら間の空隙中
のリラクタンスがロータ鉄心位置により変化し、ロータ
鉄心１回転でリラクタンス変化の基本波成分がＮ周期と
なるように構成し、前記リラクタンス変化を検出するこ
とにより回転角度位置又は回転速度を検出するように構
成されており、特に交流サーボモータ用の可変リラクタ
ンス形レゾルバとしては、ステータ磁極が３相１８極に
構成されているのが一般的である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の可変リラクタンス形レゾルバは、ロータ及びステー
タ間に、両者に形成された歯の対向関係に応じたパーミ
アンス変化を生じ、このパーミアンスに空間高調波が存
在することから１歯当たりの位置検出精度が悪く、信号
処理回路にＲＯＭ，Ｄ／Ａ変換器等による補正回路を設
ける必要があり、回路の小形化ができないと共に、ＲＯ
Ｍの補正データを個々のレゾルバに応じて決定するの
で、モータと信号処理回路との組み合わせが決定してし
まいランダムな組み合わせを行うことができないという
未解決の課題があった。
来の可変リラクタンス形レゾルバは、ロータ及びステー
タ間に、両者に形成された歯の対向関係に応じたパーミ
アンス変化を生じ、このパーミアンスに空間高調波が存
在することから１歯当たりの位置検出精度が悪く、信号
処理回路にＲＯＭ，Ｄ／Ａ変換器等による補正回路を設
ける必要があり、回路の小形化ができないと共に、ＲＯ
Ｍの補正データを個々のレゾルバに応じて決定するの
で、モータと信号処理回路との組み合わせが決定してし
まいランダムな組み合わせを行うことができないという
未解決の課題があった。
【０００４】すなわち、ステータの磁極を３相１８極に
構成した場合のパーミアンスを数式化すると下記(1) 式
で表すことができる。 Ｐ＝Ｐ0 ＋Ｐ1cosθ＋Ｐ2cos２θ＋Ｐ3cos３θ＋Ｐ4cos４θ＋Ｐ5cos５θ…… …………(1) ここで、Ｐ0 ≠Ｐ1 ≠Ｐ2 ≠Ｐ3 ≠Ｐ4 ≠Ｐ5 ≠…… また、Ｐ5 以上の高次成分は精度に対する影響を無視で
きる程度に小さいので、上記(1) 式を簡略化すると下記
(2) 式で表すことができる。
構成した場合のパーミアンスを数式化すると下記(1) 式
で表すことができる。 Ｐ＝Ｐ0 ＋Ｐ1cosθ＋Ｐ2cos２θ＋Ｐ3cos３θ＋Ｐ4cos４θ＋Ｐ5cos５θ…… …………(1) ここで、Ｐ0 ≠Ｐ1 ≠Ｐ2 ≠Ｐ3 ≠Ｐ4 ≠Ｐ5 ≠…… また、Ｐ5 以上の高次成分は精度に対する影響を無視で
きる程度に小さいので、上記(1) 式を簡略化すると下記
(2) 式で表すことができる。
【０００５】 ここで、３相のＡ，Ｂ及びＣ各相のレゾルバ信号ｆa
(θ),ｆb(θ) 及びｆc(θ)に書き直すと下記のようにな
る。
(θ),ｆb(θ) 及びｆc(θ)に書き直すと下記のようにな
る。
【０００６】 ｆa(θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cosθ＋Ａ2cos２θ＋Ａ3cos３θ＋Ａ4cos４θ ……(3) ｆb(θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ-120°）＋Ａ2cos2(θ-120°） ＋Ａ3cos3(θ-120°）＋Ａ4cos4(θ-120°） …………(4) ｆc(θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+120°）＋Ａ2cos2(θ+120°） ＋Ａ3cos3(θ+120°）＋Ａ4cos4(θ+120°） …………(5) そして、上記(3) 式〜(5) 式を３／２相変換すると、信
号処理回路に入力される信号は、下記(6) 式及び(7) 式
で表すことができる。
号処理回路に入力される信号は、下記(6) 式及び(7) 式
で表すことができる。
【０００７】 ｆc(θ) ＝３（Ａ1cosθ＋Ａ2cos２θ＋Ａ4cos４θ) ／２ …………(6) ｆs(θ) ＝３（Ａ1sinθ−Ａ2sin２θ＋Ａ4sin４θ) ／２ …………(7) この(6) 式及び(7) 式から明らかなように、３相から２
相に変換すると、前記(3) 式〜(5) 式に存在するＡ3 の
３次成分が打ち消されることになる。したがって、信号
処理回路では、上記(6) 式及び(7) 式の変換信号に基づ
いて下記(8) 式で表されるディジタル角度φを算出す
る。
相に変換すると、前記(3) 式〜(5) 式に存在するＡ3 の
３次成分が打ち消されることになる。したがって、信号
処理回路では、上記(6) 式及び(7) 式の変換信号に基づ
いて下記(8) 式で表されるディジタル角度φを算出す
る。
【０００８】 φ＝θ＋Δθ …………(8) Δθ＝tan -1［(A2-A4)sin３θ／｛A1＋(A2+A4)cos３θ｝］ …………(9) この(8),(9) 式から明らかなように、信号処理回路でパ
ーミアンスの空間高調波による誤差Δθが含まれること
から、正確な角度検出を行うには、信号処理回路に空間
高調波による誤差Δθを補正する補正手段が必要とな
る。
ーミアンスの空間高調波による誤差Δθが含まれること
から、正確な角度検出を行うには、信号処理回路に空間
高調波による誤差Δθを補正する補正手段が必要とな
る。
【０００９】これを解決するために、特開平１−２１８
３４４号公報に開示されているように、３相交流励磁巻
線と出力巻線とをそれぞれ個別に設けた３個のステータ
歯を１２０°間隔で設け、各相ステータ歯の１８０°対
称位置に同様の励磁巻線と逆向きの出力巻線を設けたス
テータ歯を設けてＡ組のステータ歯とし、これらの６個
のＡ組のステータ歯に対して各々９０°ずれた位置に６
個のＡ組と同様な巻線を有するＢ組のステータ歯を設け
て２次〜４次高調波パーミアンス成分を小さくすること
が考えられるが、この場合には、ステータ歯に３相交流
信号が個別に入力される励磁巻線と出力巻線との２組の
巻線を設ける必要があり、励磁巻線と出力巻線とを絶縁
する必要があることから構成が複雑となり、組立て作業
に手間がかかるという新たな課題が生じる。
３４４号公報に開示されているように、３相交流励磁巻
線と出力巻線とをそれぞれ個別に設けた３個のステータ
歯を１２０°間隔で設け、各相ステータ歯の１８０°対
称位置に同様の励磁巻線と逆向きの出力巻線を設けたス
テータ歯を設けてＡ組のステータ歯とし、これらの６個
のＡ組のステータ歯に対して各々９０°ずれた位置に６
個のＡ組と同様な巻線を有するＢ組のステータ歯を設け
て２次〜４次高調波パーミアンス成分を小さくすること
が考えられるが、この場合には、ステータ歯に３相交流
信号が個別に入力される励磁巻線と出力巻線との２組の
巻線を設ける必要があり、励磁巻線と出力巻線とを絶縁
する必要があることから構成が複雑となり、組立て作業
に手間がかかるという新たな課題が生じる。
【００１０】そこで、本発明は、上記従来例の未解決の
課題に着目してなされたものであり、簡易な構成でパー
ミアンスの高調波成分の影響を受けることなく、正確な
回転角度又は回転速度を検出することができる可変リラ
クタンス形レゾルバを提供することを目的としている。
課題に着目してなされたものであり、簡易な構成でパー
ミアンスの高調波成分の影響を受けることなく、正確な
回転角度又は回転速度を検出することができる可変リラ
クタンス形レゾルバを提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る可変リラクタンス形レゾルバは、ロー
タ鉄心とステータ磁極とをこれら間の空隙中のリラクタ
ンスがロータ鉄心位置により変化し、ロータ鉄心１回転
でリラクタンス変化の基本波成分がｎ周期となるように
構成し、前記リラクタンス変化を検出することにより回
転角度位置又は回転速度を検出する可変リラクタンス形
レゾルバにおいて、前記ステータに等間隔で形成した３
Ｎ（Ｎは１以上の整数）相の所定数の第１の磁極と、該
第１の磁極間の中央位置に形成した３Ｎ相の所定数の第
２の磁極と、前記第１及び第２の磁極に個別に配設され
各相毎に互いに直列に接続された励磁巻線と、各相の励
磁巻線に交流電力を供給したときのリラクタンス変化に
よる電流変化を検出する電流変化検出手段と、該電流変
化検出で検出された各相の第１の磁極及び第２の磁極の
電流検出値の差値を算出する３Ｎ個の差値算出手段と、
該差値算出手段の３Ｎ相の差値出力を２Ｎ相に変換する
相変換手段と、該相変換手段の変換出力に基づいて回転
角度又は回転速度を演算する信号処理手段とを備えたこ
とを特徴とする。
に、本発明に係る可変リラクタンス形レゾルバは、ロー
タ鉄心とステータ磁極とをこれら間の空隙中のリラクタ
ンスがロータ鉄心位置により変化し、ロータ鉄心１回転
でリラクタンス変化の基本波成分がｎ周期となるように
構成し、前記リラクタンス変化を検出することにより回
転角度位置又は回転速度を検出する可変リラクタンス形
レゾルバにおいて、前記ステータに等間隔で形成した３
Ｎ（Ｎは１以上の整数）相の所定数の第１の磁極と、該
第１の磁極間の中央位置に形成した３Ｎ相の所定数の第
２の磁極と、前記第１及び第２の磁極に個別に配設され
各相毎に互いに直列に接続された励磁巻線と、各相の励
磁巻線に交流電力を供給したときのリラクタンス変化に
よる電流変化を検出する電流変化検出手段と、該電流変
化検出で検出された各相の第１の磁極及び第２の磁極の
電流検出値の差値を算出する３Ｎ個の差値算出手段と、
該差値算出手段の３Ｎ相の差値出力を２Ｎ相に変換する
相変換手段と、該相変換手段の変換出力に基づいて回転
角度又は回転速度を演算する信号処理手段とを備えたこ
とを特徴とする。
【００１２】
【作用】本発明においては、例えばＮ＝１としたとき
に、交流電力を各相の第１の磁極の励磁巻線及び第２の
磁極の励磁巻線に供給することにより、これら励磁巻線
に流れる電流が第１及び第２の磁極とロータ鉄心との間
の位置変化に応じたリラクタンス変化によって変化する
励磁電流を電流変化検出手段で検出し、これら電流検出
値のうち同相の第１及び第２の磁極の電流検出値の差値
を３つの差値算出手段で算出することにより、パーミア
ンスの高調波成分のうち３次高調波歪みのみが残る３相
信号を得、この３相信号を相変換手段で２相信号に変換
することにより３次高調波歪みを打ち消すことができ、
相変換出力を信号処理回路に入力することによりロータ
の回転角度又は回転速度を正確に検出することができ
る。
に、交流電力を各相の第１の磁極の励磁巻線及び第２の
磁極の励磁巻線に供給することにより、これら励磁巻線
に流れる電流が第１及び第２の磁極とロータ鉄心との間
の位置変化に応じたリラクタンス変化によって変化する
励磁電流を電流変化検出手段で検出し、これら電流検出
値のうち同相の第１及び第２の磁極の電流検出値の差値
を３つの差値算出手段で算出することにより、パーミア
ンスの高調波成分のうち３次高調波歪みのみが残る３相
信号を得、この３相信号を相変換手段で２相信号に変換
することにより３次高調波歪みを打ち消すことができ、
相変換出力を信号処理回路に入力することによりロータ
の回転角度又は回転速度を正確に検出することができ
る。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は、本発明の一実施例を示す断面図であっ
て、円筒状のステータ１と、このステータ１内に回転自
在に配設されたロータ鉄心２とで構成されている。ステ
ータ１の内周面には、半径方向に突出するＮ相例えば３
相１８極の第１の磁極Ａ11〜Ａ16，Ｂ11〜Ｂ16，Ｃ11〜
Ｃ16が所定間隔を保ってその順に形成され、これら第１
の磁極Ａ11〜Ａ16，Ｂ11〜Ｂ16，Ｃ11〜Ｃ16の夫々の磁
極の中間位置に３相１８極の第２の磁極Ａ21〜Ａ26，Ｂ
21〜Ｂ26，Ｃ21〜Ｃ26が形成され、結局各磁極が、Ａ11
−Ｃ21−Ｂ11−Ａ21−Ｃ11−Ｂ21−Ａ12−Ｃ22−……の
順序で配列されている。そして、各磁極Ａ11〜Ｃ26に
は、内周面側の端面に３つの歯ＴS1〜ＴS3が形成されて
いると共に、中央部に１つの励磁巻線ＬA11 〜ＬC26 が
巻装されている。このため、１８０度の位置の磁極は互
いに同相となる。
する。図１は、本発明の一実施例を示す断面図であっ
て、円筒状のステータ１と、このステータ１内に回転自
在に配設されたロータ鉄心２とで構成されている。ステ
ータ１の内周面には、半径方向に突出するＮ相例えば３
相１８極の第１の磁極Ａ11〜Ａ16，Ｂ11〜Ｂ16，Ｃ11〜
Ｃ16が所定間隔を保ってその順に形成され、これら第１
の磁極Ａ11〜Ａ16，Ｂ11〜Ｂ16，Ｃ11〜Ｃ16の夫々の磁
極の中間位置に３相１８極の第２の磁極Ａ21〜Ａ26，Ｂ
21〜Ｂ26，Ｃ21〜Ｃ26が形成され、結局各磁極が、Ａ11
−Ｃ21−Ｂ11−Ａ21−Ｃ11−Ｂ21−Ａ12−Ｃ22−……の
順序で配列されている。そして、各磁極Ａ11〜Ｃ26に
は、内周面側の端面に３つの歯ＴS1〜ＴS3が形成されて
いると共に、中央部に１つの励磁巻線ＬA11 〜ＬC26 が
巻装されている。このため、１８０度の位置の磁極は互
いに同相となる。
【００１４】ロータ２は、図示しないが内周面側で回転
軸に一体に固定され、外周面に等間隔で１５０歯のスロ
ット歯ＴR が形成されている。ここで、ロータ２のスロ
ット歯ＴR のピッチは、例えばロータ２の隣接する３つ
の歯ＴR がステータ１の磁極Ａ11の歯ＴS1〜ＴS3と一致
しているものとすると、隣接する磁極Ｃ21の歯ＴS1〜Ｔ
S3はロータ２のスロット歯ＴR に対して１／３６ピッチ
分機械的位相ずれを生じるように形成されている。
軸に一体に固定され、外周面に等間隔で１５０歯のスロ
ット歯ＴR が形成されている。ここで、ロータ２のスロ
ット歯ＴR のピッチは、例えばロータ２の隣接する３つ
の歯ＴR がステータ１の磁極Ａ11の歯ＴS1〜ＴS3と一致
しているものとすると、隣接する磁極Ｃ21の歯ＴS1〜Ｔ
S3はロータ２のスロット歯ＴR に対して１／３６ピッチ
分機械的位相ずれを生じるように形成されている。
【００１５】そして、各磁極Ａ11〜Ｃ26の励磁巻線Ｌ
A11 〜ＬC26 が、図２に示すように、各第１の磁極ｉ11
〜ｉ16（ｉ＝Ａ，Ｂ，Ｃ）の励磁巻線Ｌi11 〜Ｌi16 が
直列に接続されて励磁巻線ＬA11 〜ＬC11 が単相交流電
源３に接続され、且つ励磁巻線ＬA16 〜ＬC16 が抵抗Ｒ
A1〜ＲC1を介して接地されていると共に、残りの第２の
磁極ｉ21〜ｉ26の励磁巻線Ｌi21 〜Ｌi26 が直列に接続
されて励磁巻線ＬA21 〜ＬC21 が同様に単相交流電源３
に接続され、且つ励磁巻線ＬA26 〜ＬC26 が抵抗ＲA2〜
ＲC2を介して接地されている。
A11 〜ＬC26 が、図２に示すように、各第１の磁極ｉ11
〜ｉ16（ｉ＝Ａ，Ｂ，Ｃ）の励磁巻線Ｌi11 〜Ｌi16 が
直列に接続されて励磁巻線ＬA11 〜ＬC11 が単相交流電
源３に接続され、且つ励磁巻線ＬA16 〜ＬC16 が抵抗Ｒ
A1〜ＲC1を介して接地されていると共に、残りの第２の
磁極ｉ21〜ｉ26の励磁巻線Ｌi21 〜Ｌi26 が直列に接続
されて励磁巻線ＬA21 〜ＬC21 が同様に単相交流電源３
に接続され、且つ励磁巻線ＬA26 〜ＬC26 が抵抗ＲA2〜
ＲC2を介して接地されている。
【００１６】そして、励磁巻線ＬA16 〜ＬC16 及びＬ
A26 〜ＬC26 と抵抗ＲA1〜ＲC1及びＲ A2〜ＲC2との接続
点から各磁極とロータ２のスロット歯ＴR との間のリラ
クタンス変化による電流変化に応じたｉ相出力信号ｆa1
（θ）〜ｆc1（θ）及びｆa2（θ）〜ｆc2（θ）が出力
される出力端子ＴA1〜ＴC1及びＴA2〜ＴC2が導出され、
これらがオペアンプで構成される差値算出手段としての
３つの差動増幅回路５Ａ〜５Ｃに接続されている。差動
増幅回路５Ａ〜５Ｃの夫々は、オペアンプＯＰの非反転
入力側が抵抗ＲI1を介して出力端子Ｔi1に接続されてい
るとともに抵抗Ｒ E を介して接地され、反転入力側が抵
抗ＲI2を介して出力端子Ｔi2に接続され、且つ反転入力
側と出力側との間に帰還抵抗ＲF が介挿され、出力側か
ら入力されるｉ相出力信号ｆｉ1(θ),ｆｉ2(θ) の差値
で表される差信号ｆi(θ) が出力される。
A26 〜ＬC26 と抵抗ＲA1〜ＲC1及びＲ A2〜ＲC2との接続
点から各磁極とロータ２のスロット歯ＴR との間のリラ
クタンス変化による電流変化に応じたｉ相出力信号ｆa1
（θ）〜ｆc1（θ）及びｆa2（θ）〜ｆc2（θ）が出力
される出力端子ＴA1〜ＴC1及びＴA2〜ＴC2が導出され、
これらがオペアンプで構成される差値算出手段としての
３つの差動増幅回路５Ａ〜５Ｃに接続されている。差動
増幅回路５Ａ〜５Ｃの夫々は、オペアンプＯＰの非反転
入力側が抵抗ＲI1を介して出力端子Ｔi1に接続されてい
るとともに抵抗Ｒ E を介して接地され、反転入力側が抵
抗ＲI2を介して出力端子Ｔi2に接続され、且つ反転入力
側と出力側との間に帰還抵抗ＲF が介挿され、出力側か
ら入力されるｉ相出力信号ｆｉ1(θ),ｆｉ2(θ) の差値
で表される差信号ｆi(θ) が出力される。
【００１７】これら差動増幅回路５Ａ〜５Ｃから出力さ
れる励磁電流に応じた３相交流電圧が３相を２相に変換
する３／２相変換回路６に供給され、この相変換回路６
から出力される２相信号ｆc(θ) 及びｆs(θ) が信号処
理手段としての信号処理回路７に供給される。この信号
処理回路７は、図３に示すように、上記２相信号ｆs
(θ) 及びｆc(θ) が被乗数として個別に入力されると
共に、後述するカウンタ１２からのディジタル回転角度
検出値φが乗数として入力される乗算器１１，１２と、
これら乗算器１１，１２の乗算出力が入力される減算器
１３と、この減算器１３の減算出力が入力され且つ励磁
用単相交流電源３からの交流電圧が同期信号として入力
される同期整流器１４と、この同期整流器１４の出力が
入力される電圧制御発振器１５と、この電圧制御発振器
１５の出力パルスが入力されるカウンタ１６とを備えて
おり、同期整流器１４の出力が速度信号として出力され
ると共に、カウンタ１６から回転角度を表すディジタル
値が出力される。
れる励磁電流に応じた３相交流電圧が３相を２相に変換
する３／２相変換回路６に供給され、この相変換回路６
から出力される２相信号ｆc(θ) 及びｆs(θ) が信号処
理手段としての信号処理回路７に供給される。この信号
処理回路７は、図３に示すように、上記２相信号ｆs
(θ) 及びｆc(θ) が被乗数として個別に入力されると
共に、後述するカウンタ１２からのディジタル回転角度
検出値φが乗数として入力される乗算器１１，１２と、
これら乗算器１１，１２の乗算出力が入力される減算器
１３と、この減算器１３の減算出力が入力され且つ励磁
用単相交流電源３からの交流電圧が同期信号として入力
される同期整流器１４と、この同期整流器１４の出力が
入力される電圧制御発振器１５と、この電圧制御発振器
１５の出力パルスが入力されるカウンタ１６とを備えて
おり、同期整流器１４の出力が速度信号として出力され
ると共に、カウンタ１６から回転角度を表すディジタル
値が出力される。
【００１８】次に、上記実施例の動作を説明する。先
ず、各磁極Ａ11〜Ｃ26の励磁巻線ＬA1 6 〜ＬC16 及びＬ
A26 〜ＬC26 に単相交流を供給すると、各励磁巻線Ｌ
A16 〜Ｌ C16 及びＬA26 〜ＬC26 のレゾルバ信号ｆa1〜
ｆc1及びｆa2〜ｆc2は、下記(10)〜(15)式で表すことが
できる。 ｆa1（θ）＝Ａ0 ＋Ａ1cosθ＋Ａ2cos２θ＋Ａ3cos３θ＋Ａ4cos４θ……(10) ｆb1（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ-120°）＋Ａ2cos2(θ-120°） ＋Ａ3cos3(θ-120°）＋Ａ4cos4(θ-120°） …………(11) ｆc1（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+120°）＋Ａ2cos2(θ+120°） ＋Ａ3cos3(θ+120°）＋Ａ4cos4(θ+120°） …………(12) ｆa2（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+180°）＋Ａ2cos2(θ+180°） ＋Ａ3cos3(θ+180°）＋Ａ4cos4(θ+180°） …………(13) ｆb2（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ-300°）＋Ａ2cos2(θ-300°） ＋Ａ3cos3(θ-300°）＋Ａ4cos4(θ-300°） …………(14) ｆc2（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+300°）＋Ａ2cos2(θ+300°） ＋Ａ3cos3(θ+300°）＋Ａ4cos4(θ+300°） …………(15) これら各レゾルバ信号ｆa1〜ｆc1及びｆa2〜ｆc2が差動
増幅回路５Ａ〜５Ｃに供給されるので、これら差動増幅
回路５Ａ〜５Ｃの出力信号ｄa 〜ｄc は、下記(16)〜(1
8)で表すことができる。
ず、各磁極Ａ11〜Ｃ26の励磁巻線ＬA1 6 〜ＬC16 及びＬ
A26 〜ＬC26 に単相交流を供給すると、各励磁巻線Ｌ
A16 〜Ｌ C16 及びＬA26 〜ＬC26 のレゾルバ信号ｆa1〜
ｆc1及びｆa2〜ｆc2は、下記(10)〜(15)式で表すことが
できる。 ｆa1（θ）＝Ａ0 ＋Ａ1cosθ＋Ａ2cos２θ＋Ａ3cos３θ＋Ａ4cos４θ……(10) ｆb1（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ-120°）＋Ａ2cos2(θ-120°） ＋Ａ3cos3(θ-120°）＋Ａ4cos4(θ-120°） …………(11) ｆc1（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+120°）＋Ａ2cos2(θ+120°） ＋Ａ3cos3(θ+120°）＋Ａ4cos4(θ+120°） …………(12) ｆa2（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+180°）＋Ａ2cos2(θ+180°） ＋Ａ3cos3(θ+180°）＋Ａ4cos4(θ+180°） …………(13) ｆb2（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ-300°）＋Ａ2cos2(θ-300°） ＋Ａ3cos3(θ-300°）＋Ａ4cos4(θ-300°） …………(14) ｆc2（θ) ＝Ａ0 ＋Ａ1cos（θ+300°）＋Ａ2cos2(θ+300°） ＋Ａ3cos3(θ+300°）＋Ａ4cos4(θ+300°） …………(15) これら各レゾルバ信号ｆa1〜ｆc1及びｆa2〜ｆc2が差動
増幅回路５Ａ〜５Ｃに供給されるので、これら差動増幅
回路５Ａ〜５Ｃの出力信号ｄa 〜ｄc は、下記(16)〜(1
8)で表すことができる。
【００１９】 ｄa ＝２Ａ1cosθ＋２Ａ3cos３θ …………(16) ｄb ＝２Ａ1cos（θ-120°）＋２Ａ3cos3(θ-120°） …………(17) ｄc ＝２Ａ1cos（θ+120°）＋２Ａ3cos3(θ+120°） …………(18) これら(16)〜(18)式から明らかなように、差動増幅回路
５Ａ〜５Ｃからは、パーミアンスの高調波歪のうち３次
高調波歪のみが残る３相信号ｄa 〜ｄc を得ることがで
きる。
５Ａ〜５Ｃからは、パーミアンスの高調波歪のうち３次
高調波歪のみが残る３相信号ｄa 〜ｄc を得ることがで
きる。
【００２０】そして、これら３相信号ｄa 〜ｄc が相変
換回路６に供給されて下記(19)式及び(20)式で表される
３次高調波歪を打ち消した２相交流信号ｆc(θ) 及びｆ
s(θ) に変換される。 ｆc(θ) ＝３Ａ1cosθ／２＝sin ωｔ・cos θ …………(19) ｆs(θ) ＝３Ａ1sinθ／２＝sin ωｔ・sin θ …………(20) これら２相交流信号ｆc(θ) 及びｆs(θ) が信号処理回
路７に供給される。この信号処理回路７では、初期状態
でカウンタ１６が零にクリアされており、これによって
ディジタル回転角度φが“０”にセットされる。
換回路６に供給されて下記(19)式及び(20)式で表される
３次高調波歪を打ち消した２相交流信号ｆc(θ) 及びｆ
s(θ) に変換される。 ｆc(θ) ＝３Ａ1cosθ／２＝sin ωｔ・cos θ …………(19) ｆs(θ) ＝３Ａ1sinθ／２＝sin ωｔ・sin θ …………(20) これら２相交流信号ｆc(θ) 及びｆs(θ) が信号処理回
路７に供給される。この信号処理回路７では、初期状態
でカウンタ１６が零にクリアされており、これによって
ディジタル回転角度φが“０”にセットされる。
【００２１】このため、乗算器１１の乗算出力はsin ω
ｔ・sin θとなり、乗算器１２の乗算出力は“０”とな
るので、減算器１３の減算出力即ちＶsin ωｔ・sin(θ
- φ) はＶsin ωｔ・sin θとなり、これが同期整流器
１４に供給されので、この同期整流器で励磁電圧成分が
除去された出力Ｖsin θが出力され、これが速度検出信
号として外部の処理回路に出力されると共に、電圧制御
発振器１５に供給されて電圧に応じたパルス信号に変換
され、これがカウンタ１６に供給されるので、このカウ
ンタ１６のカウント値φが位相角θと等しい値となる。
ｔ・sin θとなり、乗算器１２の乗算出力は“０”とな
るので、減算器１３の減算出力即ちＶsin ωｔ・sin(θ
- φ) はＶsin ωｔ・sin θとなり、これが同期整流器
１４に供給されので、この同期整流器で励磁電圧成分が
除去された出力Ｖsin θが出力され、これが速度検出信
号として外部の処理回路に出力されると共に、電圧制御
発振器１５に供給されて電圧に応じたパルス信号に変換
され、これがカウンタ１６に供給されるので、このカウ
ンタ１６のカウント値φが位相角θと等しい値となる。
【００２２】この状態で、ロータ２が同一方向に回転を
継続すると、減算器１３の出力が位相角θの回転角度φ
に対する増加分だけ増加し、これに応じて同期整流器１
４の出力も位相角θの増加分だけ増加することから、カ
ウンタ１６のカウント値が位相角θの増加分だけカウン
トアップされて、ロータ２の回転に応じた現在の回転角
度φが出力される。
継続すると、減算器１３の出力が位相角θの回転角度φ
に対する増加分だけ増加し、これに応じて同期整流器１
４の出力も位相角θの増加分だけ増加することから、カ
ウンタ１６のカウント値が位相角θの増加分だけカウン
トアップされて、ロータ２の回転に応じた現在の回転角
度φが出力される。
【００２３】なお、上記実施例においては、信号処理回
路７で回転速度と回転角度との２つの信号を得るように
した場合について説明したが、これに限定されるもので
はなく、回転角度φのみを求めるためには、下記(21)式
の演算を行う演算回路を設けることによって算出するこ
とができる。 φ＝tan -1（ｆs(θ)/ｆc(θ)) …………(21) また、上記実施例においては、ステータ１に３相１８極
の第１の磁極Ａ11〜Ｃ 16及び同様に３相１８極の第２の
磁極Ａ21〜Ｃ26を形成した場合について説明したが、こ
れに限定されるものではなく、これらの整数倍の相数及
び磁極数の第１及び第２の磁極を形成するようにしても
よい。
路７で回転速度と回転角度との２つの信号を得るように
した場合について説明したが、これに限定されるもので
はなく、回転角度φのみを求めるためには、下記(21)式
の演算を行う演算回路を設けることによって算出するこ
とができる。 φ＝tan -1（ｆs(θ)/ｆc(θ)) …………(21) また、上記実施例においては、ステータ１に３相１８極
の第１の磁極Ａ11〜Ｃ 16及び同様に３相１８極の第２の
磁極Ａ21〜Ｃ26を形成した場合について説明したが、こ
れに限定されるものではなく、これらの整数倍の相数及
び磁極数の第１及び第２の磁極を形成するようにしても
よい。
【００２４】さらに、信号処理回路７としては、電子回
路に限らず、マイクロコンピュータを適用して演算する
ようにしてもよい。
路に限らず、マイクロコンピュータを適用して演算する
ようにしてもよい。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流電力をステータにおける３Ｎ相の第１の磁極の励磁
巻線及び３Ｎ相の第２の磁極の励磁巻線に供給すること
により、これら励磁巻線に流れる電流が第１及び第２の
磁極とロータ鉄心との間の位置変化に応じたリラクタン
ス変化によって変化する励磁電流を電流変化検出手段で
検出し、これら電流検出値のうち同相の第１及び第２の
磁極の電流検出値の差値を３つの差値算出手段で算出す
ることにより、パーミアンスの高調波歪のうち３次高調
波歪のみが残る３相信号を得、この３相信号を相変換手
段で２相信号に変換することにより３次高調波歪を打ち
消すことができ、相変換出力を信号処理回路に入力する
ことにより、パーミアンスの高調波歪の影響を受けるこ
となくロータの回転角度又は回転速度を正確に検出する
ことができるという効果が得られる。
交流電力をステータにおける３Ｎ相の第１の磁極の励磁
巻線及び３Ｎ相の第２の磁極の励磁巻線に供給すること
により、これら励磁巻線に流れる電流が第１及び第２の
磁極とロータ鉄心との間の位置変化に応じたリラクタン
ス変化によって変化する励磁電流を電流変化検出手段で
検出し、これら電流検出値のうち同相の第１及び第２の
磁極の電流検出値の差値を３つの差値算出手段で算出す
ることにより、パーミアンスの高調波歪のうち３次高調
波歪のみが残る３相信号を得、この３相信号を相変換手
段で２相信号に変換することにより３次高調波歪を打ち
消すことができ、相変換出力を信号処理回路に入力する
ことにより、パーミアンスの高調波歪の影響を受けるこ
となくロータの回転角度又は回転速度を正確に検出する
ことができるという効果が得られる。
【図１】本発明の一実施例を示す概略断面図である。
【図２】上記実施例における回路構成を示す回路図であ
る。
る。
【図３】信号処理回路の一例を示すブロック図である。
１ ステータ ２ ロータ Ａ11〜Ｃ16 第１の磁極 Ａ21〜Ｃ26 第２の磁極 ＬA11 〜ＬC16,ＬA2〜ＬC26 励磁巻線 ＲA1〜ＲC1，ＲA2〜ＲC2 抵抗 ３ 単相交流電源 ５Ａ〜５Ｃ 差動増幅回路 ６ 相変換回路 ７ 信号処理回路 １１，１２ 乗算器 １３ 減算器 １４ 同期整流器 １５ 電圧制御発振器 １６ カウンタ
Claims (1)
- 【請求項１】 ロータ鉄心とステータ磁極とをこれら間
の空隙中のリラクタンスがロータ鉄心位置により変化
し、ロータ鉄心１回転でリラクタンス変化の基本波成分
がｎ周期となるように構成し、前記リラクタンス変化を
検出することにより回転角度位置又は回転速度を検出す
る可変リラクタンス形レゾルバにおいて、前記ステータ
に等間隔で形成した３Ｎ（Ｎは１以上の整数）相の所定
数の第１の磁極と、該第１の磁極間の中央位置に形成し
た３Ｎ相の所定数の第２の磁極と、前記第１及び第２の
磁極に個別に配設され各相毎に互いに直列に接続された
励磁巻線と、各相の励磁巻線に交流電力を供給したとき
のリラクタンス変化による電流変化を検出する電流変化
検出手段と、該電流変化検出で検出された各相の第１の
磁極及び第２の磁極の電流検出値の差値を算出する３Ｎ
個の差値算出手段と、該差値算出手段の３Ｎ相の差値出
力を２Ｎ相に変換する相変換手段と、該相変換手段の変
換出力に基づいて回転角度又は回転速度を演算する信号
処理手段とを備えたことを特徴とする可変リラクタンス
形レゾルバ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3283082A JP3047565B2 (ja) | 1991-10-29 | 1991-10-29 | 可変リラクタンス形レゾルバ |
| US07/965,010 US5250889A (en) | 1991-10-29 | 1992-10-23 | Variable reluctance resolver |
| DE4236420A DE4236420B4 (de) | 1991-10-29 | 1992-10-28 | Reluktanzschwankungs-Resolver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3283082A JP3047565B2 (ja) | 1991-10-29 | 1991-10-29 | 可変リラクタンス形レゾルバ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122916A true JPH05122916A (ja) | 1993-05-18 |
| JP3047565B2 JP3047565B2 (ja) | 2000-05-29 |
Family
ID=17660984
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3283082A Expired - Lifetime JP3047565B2 (ja) | 1991-10-29 | 1991-10-29 | 可変リラクタンス形レゾルバ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5250889A (ja) |
| JP (1) | JP3047565B2 (ja) |
| DE (1) | DE4236420B4 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008120403A1 (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-09 | Tamagawa Seiki Co., Ltd. | 角度検出器 |
| JP2013152251A (ja) * | 1999-03-15 | 2013-08-08 | Amitec:Kk | 回転型位置検出装置 |
| JP2015222243A (ja) * | 2014-05-23 | 2015-12-10 | 日本精工株式会社 | 直線位置検出装置及び駆動装置 |
| CN111630351A (zh) * | 2018-01-11 | 2020-09-04 | 三菱电机株式会社 | 旋转角度检测装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2698013B2 (ja) * | 1993-01-19 | 1998-01-19 | 彰 石崎 | 位置検出装置 |
| JP3414893B2 (ja) * | 1995-07-12 | 2003-06-09 | オークマ株式会社 | 回転位置検出装置 |
| ES2188958T3 (es) * | 1996-06-24 | 2003-07-01 | Siemens Ag | Disposicion para la transmision inductiva sin contacto de magnitudes electricas de medicion y/o energia electrica entre un rotor y un estator. |
| US6137204A (en) * | 1998-05-22 | 2000-10-24 | Nsk Ltd. | VR-type resolver |
| US6084376A (en) * | 1998-06-09 | 2000-07-04 | Aspen Motion Technologies, Inc. | Low cost resolver system |
| US6630763B1 (en) | 2001-06-11 | 2003-10-07 | Mpc Products Corporation | Solid core angular position resolver |
| JP4161172B2 (ja) * | 2002-08-02 | 2008-10-08 | ミネベア株式会社 | バリアブルリラクタンスレゾルバ |
| US7075196B1 (en) * | 2002-08-13 | 2006-07-11 | Quicksilver Controls, Inc. | Integrated resolver for high pole count motors |
| JP2005061943A (ja) * | 2003-08-11 | 2005-03-10 | Minebea Co Ltd | バリアブルリラクタンス型レゾルバ |
| JP4158858B2 (ja) * | 2003-12-04 | 2008-10-01 | 多摩川精機株式会社 | 回転角度検出器 |
| US7561968B2 (en) * | 2004-10-13 | 2009-07-14 | The Boeing Company | Scale factor calibration and compensation for angular position resolver |
| US7467456B2 (en) * | 2006-03-02 | 2008-12-23 | Hiwin Mikrosystem Corp. | Method of arranging a resolver |
| US7508154B1 (en) | 2006-05-15 | 2009-03-24 | Quicksilver Controls, Inc. | Integrated motor and resolver including absolute position capability |
| JP5174945B2 (ja) * | 2011-09-02 | 2013-04-03 | 日本航空電子工業株式会社 | バリアブルリラクタンス型レゾルバ及び回転角検出装置 |
| JP2021006769A (ja) * | 2019-06-28 | 2021-01-21 | 三菱電機株式会社 | 回転角度検出装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4551708A (en) * | 1982-06-04 | 1985-11-05 | Motornetics Corporation | Reactance-commutated high resolution servo motor system |
| US4733117A (en) * | 1987-04-27 | 1988-03-22 | The Superior Electric Company | Reluctance synchro/resolver |
| JPS6431126A (en) * | 1987-07-28 | 1989-02-01 | Optrex Kk | Terminal connecting structure |
| US4794511A (en) * | 1988-01-11 | 1988-12-27 | The Superior Electric Company | Apparatus and method for generating two-phase signals for use with a resolver to digital converter |
| JP2624747B2 (ja) * | 1988-02-24 | 1997-06-25 | 株式会社東芝 | レゾルバ |
-
1991
- 1991-10-29 JP JP3283082A patent/JP3047565B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-10-23 US US07/965,010 patent/US5250889A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-28 DE DE4236420A patent/DE4236420B4/de not_active Expired - Fee Related
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| JP2013152251A (ja) * | 1999-03-15 | 2013-08-08 | Amitec:Kk | 回転型位置検出装置 |
| WO2008120403A1 (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-09 | Tamagawa Seiki Co., Ltd. | 角度検出器 |
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| CN111630351A (zh) * | 2018-01-11 | 2020-09-04 | 三菱电机株式会社 | 旋转角度检测装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4236420B4 (de) | 2005-08-04 |
| DE4236420A1 (ja) | 1993-05-06 |
| JP3047565B2 (ja) | 2000-05-29 |
| US5250889A (en) | 1993-10-05 |
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