CN114600337A - 不间断电源装置 - Google Patents

Abstract

在该不间断电源装置中，以电容器(Cd)的端子间电压(VDC)成为参照电压(VDCr)的方式，使包含与这些偏差(ΔVDC)对应的值的反馈成分和对负载电流(I4～I6)乘以增益(K)而得到的前馈成分在内的交流电流(I1～I3)流入转换器(1)。在逆变器供电模式时及旁路供电模式时，将增益(K)设定为第一增益(K1)，在切换逆变器供电模式和旁路供电模式的切换期间，将增益(K)设定为比第一增益(K1)小的第二增益(K2)，由此防止在重叠供电模式时电容器(Cd)的端子间电压(VDC)超过上限电压(VDCH)。

Description

不间断电源装置

技术领域

本发明涉及不间断电源装置，特别涉及具有从逆变器向负载供给交流电力的逆变器供电模式、从旁路交流电源向负载供给交流电力的旁路供电模式、以及从逆变器及旁路交流电源双方向负载供给交流电力的重叠供电模式的不间断电源装置。

背景技术

例如在日本专利第6533357号公报(专利文献1)中，公开了具有逆变器供电模式、旁路供电模式以及重叠供电模式的不间断电源装置。该不间断电源装置具备：整流器，将从商用交流电源供给的第一交流电压变换为直流电压；电容器，使整流器的直流输出电压平滑化；逆变换器，将电容器的端子间电压变换为第二交流电压；第一开关，一方端子接受第二交流电压，另一方端子与负载连接；以及第二开关，一方端子接受从旁路交流电源供给的第三交流电压，另一方端子与负载连接。

在逆变器供电模式时，第一开关被接通，并且第二开关被断开。在旁路供电模式时，第二开关被接通，并且第一开关被断开。在重叠供电模式时，第一开关及第二开关均接通。重叠供电模式在切换逆变器供电模式和旁路供电模式的切换期间执行。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第6533357号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

通常，在这样的不间断电源装置中，通过使包含与参照电压与电容器的端子间电压之间的偏差对应的值的反馈成分在内的交流电流从商用交流电源流向整流器，由此将电容器的端子间电压维持在参照电压。在该方法中，为了在负载电流骤变的情况下也将电容器的端子间电压维持在参照电压，需要高速地控制反馈成分。但是，若高速地控制反馈成分，则存在控制变得不稳定的问题。

作为其对策，可以考虑如下方法，即，通过使包含反馈成分和与负载电流对应的值的前馈成分在内的交流电流从商用交流电源流向整流器，由此将电容器的端子间电压维持在参照电压的方法。根据该方法，通过低速地控制反馈成分，由此能够实现控制的稳定化，并且通过导入前馈成分，由此能够应对负载电流的骤变。

但是，在该方法中，若在重叠供电模式时从旁路交流电源和逆变换器双方供给负载电流，则与逆变换器的输出相比，整流器的输出变大，存在电容器的端子间电压上升这样的问题。当电容器的端子间电压超过上限电压时，不间断电源装置的运转停止，负载的运转停止。

因此，本发明的主要目的在于提供一种不间断电源装置，能够稳定地控制电容器的端子间电压，能够防止电容器的端子间电压超过上限电压。

用于解决技术问题的手段

本发明的不间断电源装置具备：整流器、电容器、逆变换器、第一开关、第二开关、第一电流检测器、第二电流检测器、第一控制部和第二控制部。整流器将从第一交流电源供给的第一交流电压变换为直流电压。电容器使整流器的直流输出电压平滑化。逆变换器将电容器的端子间电压变换为第二交流电压。第一开关的一方端子接受第二交流电压，其另一方端子与负载连接。第二开关的一方端子接受从第二交流电源供给的第三交流电压，其另一方端子与负载连接。第一电流检测器检测在第一交流电源与整流器之间流通的交流电流。第二电流检测器检测负载电流。第一控制部控制第一开关及第二开关。第二控制部基于第一电流检测器及第二电流检测器的检测结果来控制整流器。

第一控制部在向负载供给第二交流电压的第一模式时，使第一开关接通，并且使第二开关断开。第一控制部在向负载供给第三交流电压的第二模式时，使第二开关接通，并且使第一开关断开。第一控制部在从第一模式及第二模式中的任一个模式切换为另一个模式的切换期间，执行使第一开关及第二开关接通而向负载供给第二交流电压及第三交流电压的第三模式。

第二控制部在第一模式及第二模式时，以使电容器的端子间电压成为第一参照电压的方式，使包含与第一参照电压与电容器的端子间电压之间的偏差对应的值的第一反馈成分和对负载电流乘以第一增益而得到的第一前馈成分在内的第一交流电流从第一交流电源流向整流器。第二控制部在切换期间，以使电容器的端子间电压成为第二参照电压的方式，使包含与第二参照电压与电容器的端子间电压之间的偏差对应的值的第二反馈成分和对负载电流乘以比第一增益小的第二增益而得到的第二前馈成分在内的第二交流电流从第一交流电源流向整流器。第二控制部构成为防止电容器的端子间电压超过比第一参照电压及第二参照电压高的上限电压。

发明的效果

在本发明的不间断电源装置中，使包含反馈成分和前馈成分在内的交流电流流入整流器，因此能够通过低速地控制反馈成分而实现控制的稳定化，并且能够通过前馈成分而应对负载电流的骤变。另外，由于在切换期间使前馈成分减少，因此能够防止在第三模式时电容器的端子间电压超过上限电压。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的结构的电路框图。

图2是表示图1所示的转换器及逆变器的结构的电路图。

图3是表示图1所示的商用交流电源的结构的等效电路图。

图4是表示图1所示的旁路交流电源的结构的等效电路图。

图5是表示图3所示的商用交流电源的三相交流电压与图4所示的旁路交流电源的三相交流电压之间的关系的图。

图6是用于说明在重叠供电模式时流通的循环电流的电路框图。

图7是用于说明在重叠供电模式时流通的循环电流的其他电路框图。

图8是用于说明重叠供电模式时的问题点的电路框图。

图9是表示图1所示的控制装置的主要部分的框图。

图10是表示图9所示的控制部14的结构的电路框图。

图11是表示图10所示的直流电压控制电路的结构的电路框图。

图12是表示图9所示的控制装置的动作的时序图。

图13是表示图9所示的控制装置的动作的其他时序图。

图14是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的主要部分的电路框图。

图15是表示图14所示的直流电压控制电路的结构的电路框图。

具体实施方式

[实施方式1]

图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的结构的电路框图。在图1中，该不间断电源装置具备电容器C1～C6、Cd、电抗器L1～L6、电流检测器CT1～CT6、转换器1、直流正母线Lp、直流负母线Ln、双向斩波器2、逆变器3、开关S1～S6、操作部4以及控制装置5。

该不间断电源装置从商用交流电源6及旁路交流电源7接受商用频率的三相交流电力，并向负载8供给商用频率的三相交流电力。商用交流电源6(第一交流电源)对交流输出端子6a～6c分别输出三相交流电压Vu1、Vv1、Vw1(第一交流电压)。商用交流电源6的中性点端子6d接受接地电压GND。

三相交流电压Vu1、Vv1、Vw1的瞬时值由控制装置5检测。控制装置5基于商用交流电源6的交流输出电压Vu1、Vv1、Vw1，检测是否发生了商用交流电源6的停电。

旁路交流电源7(第二交流电源)对交流输出端子7a～7c分别输出三相交流电压Vu2、Vv2、Vw2(第二交流电压)。旁路交流电源7的中性点端子7d接受接地电压GND。三相交流电压Vu2、Vv2、Vw2的瞬时值由控制装置5检测。负载8的交流输入端子8a～8c从不间断电源装置接受三相交流电压。负载8由从不间断电源装置供给的三相交流电力驱动。

电容器C1～C3的一个电极分别与商用交流电源6的交流输出端6a～6c连接，它们的另一个电极相互连接。电抗器L1～L3的一方端子分别与商用交流电源6的交流输出端子6a～6c连接，它们的另一方端子分别与转换器1的3个输入节点连接。

电容器C1～C3以及电抗器L1～L3构成交流滤波器F1。交流滤波器F1是低通滤波器，使商用频率的交流电流从商用交流电源6流向转换器1，防止开关频率的信号从转换器1流向商用交流电源6。电流检测器CT1～CT3分别检测流过电抗器L1～L3的交流电流I1～I3，并将表示检测值的信号提供给控制装置5。

转换器1的正侧输出节点经由直流正母线Lp而与逆变器3的正侧输入节点连接。转换器1的负侧输出节点经由直流负母线Ln而与逆变器3的负侧输入节点连接。电容器Cd连接在母线Lp、Ln之间，使母线Lp、Ln之间的直流电压VDC平滑化。直流电压VDC的瞬时值由控制装置5检测。

转换器1由控制装置5控制，在从商用交流电源6正常地供给三相交流电力的情况下(商用交流电源6的非故障时)，将来自商用交流电源6的三相交流电力变换为直流电力。由转换器1生成的直流电力经由母线Lp、Ln被供给至双向斩波器2及逆变器3。

在来自商用交流电源6的三相交流电力的供给停止的情况下(商用交流电源6停电时)，转换器1的运转停止。交流滤波器F1及转换器1对应于将来自商用交流电源6的三相交流电力变换为直流电力的“整流器”的一个实施例。电流检测器CT1～CT3对应于检测从商用交流电源6流向整流器的交流电流的“第一电流检测器”的一个实施例。

双向斩波器2由控制装置5控制，在商用交流电源6的非故障时，将由转换器1生成的直流电力蓄积于电池B1，根据发生了商用交流电源6的停电这一情况，而将电池B1的直流电力经由母线Lp、Ln供给至逆变器3。电池B1的端子间电压VB的瞬时值由控制装置5检测。

逆变器3由控制装置5控制，将从转换器1以及双向斩波器2供给的直流电力变换为商用频率的三相交流电力。

逆变器3的3个输出节点分别与电抗器L4～L6的一方端子连接。电抗器L4～L6的另一方端子分别与开关S1～S3的一方端子连接，开关S1～S3的另一方端子分别与负载8的3个交流输入端子8a～8c连接。开关S1～S3对应于“第一开关”的一个实施例。电容器C4～C6的一个电极分别与电抗器L4～L6的另一方端子连接，电容器C4～C6的另一个电极均与电容器C1～C3的另一个电极连接。

电容器C4～C6及电抗器L4～L6构成交流滤波器F2。交流滤波器F2是低通滤波器，使商用频率的交流电流从逆变器3流向负载8，防止开关频率的信号从逆变器3流向负载8。换言之，交流滤波器F2将从逆变器3输出的三相矩形波电压变换为正弦波状的三相交流电压Va、Vb、Vc。

逆变器3及交流滤波器F2对应于将电容器Cd的端子间电压VDC变换为三相交流电压Va～Vc的“逆变换器”的一个实施例。三相交流电压Va～Vc的瞬时值由控制装置5检测。

开关S4～S6的一方端子分别与旁路交流电源7的交流输出端子7a～7c连接，它们的另一方端子分别与负载8的交流输入端子8a～8c连接。开关S1～S6由控制装置5控制。开关S4～S6对应于“第二开关”的一个实施例。

电流检测器CT4检测在开关S1、S4的另一方端子与负载8的交流输入端子8a之间流通的交流电流I4，并将表示检测值的信号提供给控制装置5。电流检测器CT5检测在开关S2、S5的另一方端子与负载8的交流输入端子8b之间流通的交流电流I5，并将表示检测值的信号提供给控制装置5。电流检测器CT6检测在开关S3、S6的另一方端子与负载8的交流输入端子8c之间流通的交流电流I6，并将表示检测值的信号提供给控制装置5。电流检测器CT4～CT6对应于检测负载电流I4～I6的“第二电流检测器”的一个实施例。

在将由逆变器3生成的三相交流电力供给至负载8的逆变器供电模式(第一模式)时，控制装置5使开关S1～S3接通，并且使开关S4～S6断开。

在将来自旁路交流电源7的三相交流电力供给至负载8的旁路供电模式(第二模式)时，控制装置5使开关S1～S3断开，并且使开关S4～S6接通。在将来自逆变器3及旁路交流电源7双方的三相交流电力供给至负载8的重叠供电模式(第三模式)时，控制装置5使开关S1～S6接通。

操作部4(选择部)包括由不间断电源装置的使用者操作的多个按钮、显示各种信息的图像显示部等。使用者通过操作操作部4，能够使不间断电源装置的电源接通以及断开，或者对自动驾驶模式、旁路供电模式以及逆变器供电模式中的任意模式进行选择。

控制装置5基于来自操作部4的信号、商用交流电源6的交流输出电压Vu1、Vv1、Vw1、交流输入电流I1～I3、电容器Cd的端子间电压VDC、电池B1的端子间电压VB、负载电流I4～I6、交流输出电压Va～Vc、旁路交流电源7的交流输出电压Vu2、Vv2、Vw2等，控制不间断电源装置整体。

即，控制装置5基于交流输入电流I1～I3、电容器Cd的端子间电压VDC、负载电流I4～I6等来控制转换器1。在逆变器供电模式和旁路供电模式中，控制装置5以使电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1(第一参照电压)的方式，使包含与参照电压VDCr1与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr1-VDC对应的值的第一反馈成分、和对负载电流I4～I6乘以增益K1(第一增益，例如1.0)而得到的第一前馈成分在内的三相交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。

另外，在从逆变器供电模式和旁路供电模式中的任一个模式切换为另一个模式的切换期间，控制装置5以使电容器Cd的端子间电压VDC成为比参照电压VDCr1高的参照电压VDCr2(第二参照电压)的方式，使包含与参照电压VDCr2与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr2-VDC对应的值的第二反馈成分和对负载电流I4～I6乘以比增益K1小的增益K2(第二增益、例如0.7)而得到的第二前馈成分在内的三相交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。

在切换期间，将转换器1控制为使电容器Cd的端子间电压VDC成为比参照电压VDCr1高的参照电压VDCr2是为了防止在商用交流电源6与旁路交流电源7之间流过循环电流。

参照电压VDCr1被设定为比商用交流电源6的三相交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值的2倍的电压低的电压。参照电压VDCr2被设定是商用交流电源6的三相交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值的2倍的电压以上的电压。参照电压VDCr1、VDCr2与循环电流的关系在后面详细说明(图2～图7)。

使包含对负载电流I4～I6乘以增益K而得到的前馈成分在内的三相交流电流I1～I3流向转换器1是为了提高转换器1相对于负载电流I4～I6的变动而言的响应速度。通过导入该前馈成分，能够以低速进行反馈成分的控制，能够实现控制的稳定化。

另外，在切换期间中，使包含对负载电流I4～I6乘以比增益K1小的增益K2而得到的第二前馈成分在内的三相交流电流I1～I3流向转换器1是为了防止在重叠供电模式时转换器1的输入(即转换器1的输出)大于逆变器3的输出而电容器Cd的端子间电压VDC超过比参照电压VDCr1、VDCr2高的上限电压VDCH。当电容器Cd的端子间电压VDC超过上限电压VDCH时，不间断电源装置的运转停止，负载8的运转停止。关于在重叠供电模式时电容器Cd的端子间电压VDC上升的理由后述(图8)。

另外，控制装置5在商用交流电源6的非故障时，以电池B1的端子间电压VB成为参照电压VBr的方式控制双向斩波器2，在商用交流电源6停电时，以电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1的方式控制双向斩波器2。进而，控制装置5以使逆变器3的交流输出电压Va～Vc成为旁路交流电源7的交流输出电压Vu2、Vv2、Vw2的方式控制逆变器3。

在此，简单说明该不间断电源装置的动作。在商用交流电源6的非故障时使用操作部4选择了自动驾驶模式的情况下，以电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1的方式，使包含第一反馈成分及第一前馈成分在内的三相交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。通过使第一前馈成分流过转换器1，由此能够稳定地控制转换器1，并且能够响应负载电流I4～I6的变动而高速地控制转换器1。

另外，以电池B1的端子间电压VB成为参照电压VBr的方式控制双向斩波器2，以交流输出电压Va～Vc分别成为旁路交流电源7的交流输出电压Vu2、Vv2、Vw2的方式控制逆变器3。

另外，开关S1～S3接通，并且开关S4～S6断开，逆变器3经由交流滤波器F2及开关S1～S3而与负载8连接。由此，交流输出电压Va～Vc经由开关S1～S3向负载8供给，负载8被驱动。

在商用交流电源6发生停电的情况下，转换器1的运转停止，双向斩波器2被控制为电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1，逆变器3被控制为交流输出电压Va～Vc分别成为旁路交流电源7的交流输出电压Vu2、Vv2、Vw2。

在电池B1的直流电力被消耗，电池B1的端子间电压VB达到下限电压的情况下，双向斩波器2及逆变器3的运转停止。因此，即使在商用交流电源6发生停电的情况下，在电池B1的端子间电压VB达到下限电压为止的期间也能够继续负载8的运转。

另外，在商用交流电源6的非故障时使用操作部4选择了逆变器供电模式的情况下，与上述自动运转模式时同样地，转换器1被控制为电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1，双向斩波器2被控制为电池B1的端子间电压VB成为参照电压VBr。另外，逆变器3被控制为交流输出电压Va～Vc分别成为旁路交流电源7的交流输出电压Vu2、Vv2、Vw2，开关S1～S3接通，并且开关S4～S6断开。

在逆变器供电模式时，在使用操作部4选择了旁路供电模式的情况下，以电容器Cd的端子间电压VDC成为比参照电压VDCr1高的参照电压VDCr2的方式，使包含第二反馈成分以及第二前馈成分在内的三相交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。

当VDC＝VDCr2时，以规定时间执行重叠供电模式，全部开关S1～S6接通，从逆变器3及旁路交流电源7双方向负载8供给三相交流电力。此时，由于VDC＝VDCr2，所以在不间断电源装置中不会流过循环电流。另外，通过使比第一前馈成分小的第二前馈成分流过转换器1，由此能够防止电容器Cd的端子间电压VDC超过上限电压VDCH。

当重叠供电模式结束时，开关S1～S3断开，仅开关S4～S6接通。另外，对转换器1进行控制而使电容器Cd的端子间电压VDC下降至参照电压VDCr1，从逆变器供电模式向旁路供电模式的切换完成。在旁路供电模式中，从旁路交流电源7经由开关S4～S6向负载8供给三相交流电力，负载8被驱动。在旁路供电模式时，例如进行转换器1、双向斩波器2、逆变器3、电池B1等的修理、定期检查等。

另外，在旁路供电模式时使用操作部4而选择了逆变器供电模式的情况下，以电容器Cd的端子间电压VDC成为比参照电压VDCr1高的参照电压VDCr2的方式，使包含第二反馈成分以及第二前馈成分在内的三相交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。

当VDC＝VDCr2时，以规定时间执行重叠供电模式，全部开关S1～S6接通，从逆变器3及旁路交流电源7双方向负载8供给三相交流电力。此时，由于VDC＝VDCr2，所以在不间断电源装置中不会流过循环电流。另外，通过使比第一前馈成分小的第二前馈成分流过转换器1，由此能够防止电容器Cd的端子间电压VDC超过上限电压VDCH。

若重叠供电模式结束，则开关S4～S6断开而仅开关S1～S3接通，通过转换器1而电容器Cd的端子间电压VDC降低至参照电压VDCr1，从旁路供电模式向逆变器供电模式的切换完成。

接着，对在这样的不间断电源装置中流通的循环电流与参照电压VDCr1、VDCr2的关系进行详细说明。图2是表示转换器1及逆变器3的结构的电路图。在图2中，转换器1包括IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)Q1～Q6以及二极管D1～D6。IGBT构成开关元件。IGBTQ1～Q3的集电极均与直流正母线Lp连接，它们的发射极分别与输入节点1a、1b、1c连接。

输入节点1a、1b、1c分别与电抗器L1～L3(图1)的另一方端子连接。IGBTQ4～Q6的集电极分别与输入节点1a、1b、1c连接，它们的发射极均与直流负母线Ln连接。二极管D1～D6分别与IGBTQ1～Q6反向并联连接。

IGBTQ1、Q4分别由栅极信号A1、B1控制，IGBTQ2、Q5分别由栅极信号A2、B2控制，IGBTQ3、Q6分别由栅极信号A3、B3控制。栅极信号B1、B2、B3分别是栅极信号A1、A2、A3的反转信号。

IGBTQ1～Q3分别在栅极信号A1、A2、A3被设为“H”电平的情况下导通，分别在栅极信号A1、A2、A3被设为“L”电平的情况下关断。IGBTQ4～Q6分别在栅极信号B1、B2、B3被设为“H”电平的情况下导通，分别在栅极信号B1、B2、B3被设为“L”电平的情况下关断。

栅极信号A1、B1、A2、B2、A2、B2分别是脉冲信号列，是PWM(Pulse WidthModulation：脉冲宽度调制)信号。栅极信号A1、B1的相位、栅极信号A2、B2的相位和栅极信号A3、B3的相位基本上错开120度。栅极信号A1、B1、A2、B2、A3、B3由控制装置5生成。例如，在交流输入电压Vu1的电平比交流输入电压Vv1的电平高的情况下，IGBTQ1、Q5导通，电流从输入节点1a经由IGBTQ1、直流正母线Lp、电容器Cd、直流负母线Ln以及IGBTQ5流向输入节点1b，电容器Cd被充电。

相反，在交流输入电压Vv1的电平比交流输入电压Vu1的电平高的情况下，IGBTQ2、Q4接通，电流从输入节点1b经由IGBTQ2、直流正母线Lp、电容器Cd、直流负母线Ln以及IGBTQ4向输入节点1a流通，电容器Cd被充电。其他情况也是同样的。

通过栅极信号A1、B1、A2、B2、A3、B3使IGBTQ1～Q6分别在规定的定时导通以及关断，并且通过调整IGBTQ1～Q6的各自的导通时间，能够将提供给输入节点6a～6c的三相交流电压变换为直流电压VDC(电容器Cd的端子间电压)。

逆变器3包括IGBTQ11～Q16以及二极管D11～D16。IGBT构成开关元件。IGBTQ11～Q13的集电极均与直流正母线Lp连接，它们的发射极分别与输出节点3a、3b、3c连接。输出节点3a、3b、3c分别与电抗器L4～L6(图1)的一方端子连接。IGBTQ14～Q16的集电极分别与输出节点3a、3b、3c连接，它们的发射极均与直流负母线Ln连接。二极管D11～D16分别与IGBTQ11～Q16反向并联连接。

IGBTQ11、Q14分别由栅极信号X1、Y1控制，IGBTQ12、Q15分别由栅极信号X2、Y2控制，IGBTQ13、Q16分别由栅极信号X3、Y3控制。栅极信号Y1、Y2、Y3分别是栅极信号X1、X2、X3的反转信号。

IGBTQ11～Q13分别在栅极信号X1、X2、X3被设为“H”电平的情况下导通，分别在栅极信号X1、X2、X3被设为“L”电平的情况下关断。IGBTQ14～Q16分别在栅极信号Y1、Y2、Y3被设为“H”电平的情况下导通，分别在栅极信号Y1、Y2、Y3被设为“L”电平的情况下关断。

栅极信号X1、Y2、X3、Y1、X2、Y3分别是脉冲信号列，是PWM信号。栅极信号X1、Y1的相位、栅极信号X2、Y2的相位和栅极信号X3、Y3的相位基本上错开120度。栅极信号X1、Y1、X2、Y2、X3、Y3由控制装置5生成。

例如，当IGBTQ11、Q15导通时，直流正母线Lp经由IGBTQ11与输出节点3a连接，并且输出节点3b经由IGBTQ15而与直流负母线Ln连接，在输出节点3a、3b之间输出正电压。

另外，当IGBTQ12、Q14导通时，直流正母线Lp经由IGBTQ12与输出节点3b连接，并且输出节点3a经由IGBTQ14而与直流负母线Ln连接，在输出节点3a、3b之间输出负电压。

通过栅极信号X1、Y1、X2、Y2、X3、Y3使IGBTQ11～Q16分别在规定的定时导通以及关断，并且通过调整IGBTQ11～Q16各自的导通时间，能够将母线Lp、Ln间的直流电压VDC变换为三相交流电压Va、Vb、Vc。

图3是表示商用交流电源6的结构的等效电路图。在图3中，商用交流电源6包括相对于中性点端子6d被星形连接(Y连接)的3相交流电源6U、6V、6W。交流电源6U连接在交流输出端子6a与中性点端子6d之间，向交流输出端子6a输出交流电压Vu1。交流电源6V连接在交流输出端子6b与中性点端子6d之间，向交流输出端子6b输出交流电压Vv1。交流电源6W连接在交流输出端子6c与中性点端子6d之间，向交流输出端子6c输出交流电压Vw1。

交流电压Vu1、Vv1、Vw1分别以商用频率(例如60Hz)呈正弦波状变化。交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值(有效值的√2倍)相同，它们的相位错开120度。交流电源6U、6V、6W例如对应于与商用交流电源6的最终级的三相变压器所包含的最终级的三相的绕组。

图4是表示旁路交流电源7的结构的等效电路图。在图4中，旁路交流电源7包含相对于中性点端子7d被星形连接的3相交流电源7U、7V、7W。交流电源7U连接在交流输出端子7a与中性点端子7d之间，向交流输出端子7a输出交流电压Vu2。交流电源7V连接在交流输出端子7b与中性点端子7d之间，向交流输出端子7b输出交流电压Vv2。交流电源7W连接在交流输出端子7c与中性点端子7d之间，向交流输出端子7c输出交流电压Vw2。

交流电压Vu2、Vv2、Vw2分别以商用频率呈正弦波状变化。交流电压Vu2、Vv2、Vw2的峰值相同，它们的相位错开120度。交流电源7U、7V、7W例如对应于自家发电机的三相的线圈。

在逆变器供电模式旁及通供电模式中，旁路交流电源7的交流电压Vu2、Vv2、Vw2的相位(以及峰值)分别与商用交流电源6的交流电压Vu1、Vv1、Vw1的相位(以及峰值)一致。在该状态下，在不间断电源装置中不流过循环电流。

但是，在重叠供电模式中，在将开关S1～S3或开关S4～S6接通时，旁路交流电源7的负载电流大幅变动，交流电压Vu2、Vv2、Vw2的相位、峰值变动。因此，交流电压Vu2、Vv2、Vw2分别与交流电压Vu1、Vv1、Vw1不一致。

图5的(A)～(C)是表示商用交流电源6的交流电压Vu1、Vv1、Vw1与旁路交流电源7的交流电压Vu2、Vv2、Vw2的关系的图。交流电压Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2分别被矢量显示。交流电压Vu1、Vv1、Vw1的相位各错开120度，交流电压Vu2、Vv2、Vw2的相位各错开120度。图5的(A)示出交流电压Vu2、Vv2、Vw2的相位分别与交流电压Vu1、Vv1、Vw1的相位一致的情况。

图5的(B)示出交流电压Vu2、Vv2、Vw2的相位分别比交流电压Vu1、Vv1、Vw1的相位延迟60度的情况。例如，交流电压Vu1的相位与交流电压Vw2的相位错开180度。在交流电压Vu1成为正的峰值、交流电压Vw2成为负的峰值时，交流电压Vu1与交流电压Vw2的差的电压ΔV12＝Vu1-Vw2成为交流电压Vu1、Vw2的峰值之和。相反，在交流电压Vu1成为负的峰值、交流电压Vw2成为正的峰值时，交流电压Vw2与交流电压Vu1之差的电压ΔV21＝Vw2-Vu1成为交流电压Vu1、Vw2的峰值之和。

图5的(C)示出交流电压Vu2、Vv2、Vw2的相位分别比交流电压Vu1、Vv1、Vv1的相位超前60度的情况。例如，交流电压Vu1的相位与交流电压Vv2的相位错开180度。在交流电压Vu1为正的峰值、交流电压Vv2为负的峰值时，交流电压Vu1与交流电压Vv2之差的电压ΔV12＝Vu1-Vv2为交流电压Vu1、Vv2的峰值之和。相反，在交流电压Vu1成为负的峰值、交流电压Vv2成为正的峰值时，交流电压Vv2与交流电压Vu1之差的电压ΔV21＝Vv2-Vu1成为交流电压Vu1、Vv2的峰值之和。

如果在重叠供电模式下电容器Cd的端子间电压VDC小于交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值与交流电压Vu2、Vv2、Vw2的峰值之和，则产生如下的问题。例如，如图5的(B)所示，在交流电压Vu1、Vw2的相位错开180度、交流电压Vu1、Vw2的差的电压ΔV12＝Vu1-Vw2成为交流电压Vu1、Vw2的峰值之和的情况下，在图6所示的路径中流过循环电流IC。

即，在从交流电源6U的一方端子(交流输出端子6a)经由转换器1的输入节点1a、二极管D1(图2)、直流正母线Lp、电容器Cd、直流负母线Ln、二极管D16(图2)、逆变器3的输出节点3c、交流电源7W、中性点端子7d、接地电压GND的线以及中性点端子6d而到达交流电源6U的另一方端子的路径中流过循环电流IC。另外，在图6中，为了简化附图及说明，省略了滤波器F1、F2、被接通的开关S1～S6等的图示。

相反，在交流电压Vw2、Vu1的差的电压ΔV21＝Vw2-Vu1成为交流电压Vu1、Vw2的峰值之和的情况下，在图7所示的路径中流过循环电流IC。即，在从交流电源7W的一方端子(交流输出端子7c)经由逆变器3的输出节点3c、二极管D13(图2)、直流正母线Lp、电容器Cd、直流负母线Ln、二极管D4(图2)、转换器1的输入节点1a、交流电源6U、中性点端子6d、接地电压GND的线以及中性点端子7d而到达交流电源7W的另一方端子的路径中流过循环电流IC。

当流过循环电流IC时，存在如下情况：通过循环电流IC对电容器Cd进行充电，电容器Cd的端子间电压VDC超过上限电压VDCH，由控制装置5判别为发生了异常而不间断电源装置的运转被停止，负载8的运转被停止。另外，有时电流检测器CT1～CT6的检测值超过上限电流IH，由控制装置5判别为发生了异常而不间断电源装置的运转被停止，负载8的运转被停止。

因此，在本实施方式1中，在重叠供电模式时，通过对交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值与交流电压Vu2、Vv2、Vw2的峰值之和的电压以上的参照电压VDCr2设定电容器Cd的端子间电压VDC，来防止循环电流IC流过不间断电源装置。

另外，在本实施方式1中，在逆变器供电模式时以及旁路供电模式时，通过将电容器Cd的端子间电压VDC设定为比交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值与交流电压Vu2、Vv2、Vw2的峰值之和的电压低的参照电压VDCr1，由此实现了消耗电力的降低化、效率的提高。

在旁路交流电源7稳定的情况下，旁路交流电源7的交流输出电压Vu2、Vv2、Vw2与商用交流电源6的交流输出电压Vu1、Vv1、Vw1一致，因此交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值与交流电压Vu2、Vv2、Vw2的峰值之和的电压等于交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值的2倍的电压。另外，交流电压Vu1、Vv1、Vw1的峰值为相同的值。

例如，交流电压Vu1的有效值为277V，其峰值为392V。交流电压Vu1的峰值的2倍的电压为784V。参照电压VDCr1被设定为比784V低的750V。参照电压VDCr2被设定为比784V高的920V。此外，参照电压VDCr2被设定为比电容器Cd的端子间电压VDC的上限值VDCH(例如1000V)低的值。

其结果，在重叠供电模式时，例如，即使在交流电压Vu1成为正的峰值(+392V)、交流电压Vw2成为负的峰值(-392V)的情况下，电容器Cd的端子间电压VDC＝VDCr2(920V)也比交流电压Vu1、Vw2的峰值之和的电压(784V)高，因此二极管D1、D16(图2)不导通，而不流通循环电流IC。

相反，即使在交流电压Vu1为负的峰值(-392V)、交流电压Vw2为正的峰值(+392V)的情况下，由于电容器Cd的端子间电压VDC＝VDCr2(920V)比交流电压Vu1、Vw2的峰值之和的电压(784V)高，所以二极管D13、D4(图2)不导通，而不流通循环电流IC。由于不流通循环电流IC，因此检测出过电流、电容器Cd的过电压而不间断电源装置的运转被停止，负载8的运转不会停止。

接着，对各供电模式下的电容器Cd的端子间电压VDC的控制方法进行说明。图8的(A)～(C)分别是表示旁路供电模式、重叠供电模式以及逆变器供电模式的电路框图。为了简化附图和说明，仅示出三相中的与一相关联的部分，仅示出开关S1～S6中的开关S1、S4。另外，省略了交流滤波器F1、F2、电流检测器CT1～CT6等的图示。

在旁路供电模式时，如图8的(A)所示，开关S4接通，并且开关S1断开，从旁路交流电源7经由开关S4向负载8供给负载电流I4。另外，以电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1的方式控制转换器1，包含与参照电压VDCr1与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr1-VDC对应的值的第一反馈成分IFB1和通过对负载电流I4乘以增益K1而得到的第一前馈成分IFF1＝K1×I4在内的电流I1＝IFB1+IFF1＝IFB1+K1×I4从商用交流电源6流向转换器1。

在该情况下，通过使第一前馈成分IFF1流过转换器1，由此能够将第一反馈成分IFB1的响应速度设定得较小而稳定地控制电容器的端子间电压VDC，并且响应于负载电流I4的变动而高速地控制电容器的端子间电压VDC。在电容器Cd的端子间电压VDC被充电至参照电压VDCr1的状态下，第一反馈成分IFB1与第一前馈成分IFF1被抵消，转换器1的输入电流I1大致为0A。

在从旁路供电模式切换为逆变器供电模式的切换期间，执行重叠供电模式。在重叠供电模式时，如图8的(B)所示，开关S1、S4均接通。当开关S1接通时，旁路交流电源7(例如发电机)的负载骤变而旁路交流电源7的输出电压的频率变动，旁路交流电源7的输出电压与逆变器3的输出电压的相位错开，以与它们的相位差对应的比例从逆变器3及旁路交流电源7双方向负载8供给电流I4。在图8的(B)中，示出了从逆变器3供给负载电流I4的60％，从旁路交流电源7供给负载电流I4的40％的情况。

当电流从逆变器3流向负载8时，电容器Cd的端子间电压VDC下降，转换器1的输入电流I1增大。在该情况下，与旁路供电模式时同样地，若从商用交流电源6向转换器1流过电流I1＝IFB1+K1×I4，则转换器1的输入电流I1与逆变器3的输出电流0.6×I4相比变得过大，反馈控制无法追随，电容器Cd的端子间电压VDC与参照电压VDCr2相比上升，有可能超过上限电压VDCH。

因此，在本实施方式1中，为了防止电容器Cd的端子间电压VDC的上升，在重叠供电模式时，使转换器1的输入电流I1的前馈成分减少。即，以电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr2的方式控制转换器1，包含与参照电压VDCr2与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr2-VDC对应的值的第二反馈成分IFB2和对负载电流I4乘以比增益K1(例如1.0)小的增益K2(0.7)而得到的第二前馈成分IFF1在内的电流I1＝IFB2+IFF2＝IFB2+K2×I4从商用交流电源6流向转换器1。

由此，能够防止转换器1的输入电流I1与逆变器3的输出电流0.6×I4相比变得过大，能够防止转换器1的输出电压VDC(即电容器Cd的端子间电压VDC)超过比参照电压VDCr2高的上限电压VDCH。

在逆变器供电模式时，如图8的(C)所示，开关S1接通，并且开关S4断开，从逆变器3经由开关S1向负载8供给负载电流I4。以电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1的方式控制转换器1，包含与参照电压VDCr1与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr1-VDC对应的值的第一反馈成分IFB1和对负载电流I4乘以增益K1而得到的第一前馈成分IFF11＝K1×I4在内的电流I1＝IFB1+IFF1＝IFB1+K1×I4从商用交流电源6流向转换器1。

在该情况下，通过使第一前馈成分IFF1流过转换器1，由此能够减小第一反馈成分IFB1的响应速度而稳定地控制电容器的端子间电压VDC，并且能够响应于负载电流I4的变动而高速地控制电容器的端子间电压VDC。

此外，在从逆变器供电模式经由重叠供电模式切换为旁路供电模式的情况下，也同样地进行控制。但是，在从重叠供电模式切换为旁路供电模式的情况下，在电容器Cd的端子间电压VDC上升时，转换器1的运转停止。即使转换器1的运转停止，也从旁路交流电源7经由开关S4向负载8供给电流I4，负载8的运转继续。

接着，对转换器1以及开关S1～S6的控制方法进行说明。图9是表示与控制装置5中的转换器1以及开关S1～S6的控制相关联的部分的结构的框图。在图9中，控制装置5包括信号产生电路11、计时器12以及控制部13、14。

操作部4(图1)在由不间断电源装置的使用者选择了逆变器供电模式的情况下，使模式选择信号MS为“L”电平，在选择了旁路供电模式的情况下，使模式选择信号MS为“H”电平。信号产生电路11响应于来自操作部4的模式选择信号MS的上升沿以及下降沿的每一个，使切换指令信号PC上升至“H”电平规定时间。

计时器12响应于切换指令信号PC的上升沿，依次计测第一时间T1、第二时间T2及第三时间T3。另外，计时器12使切换信号φC从切换指令信号PC的上升沿到第三时间T3为止为激活电平的“H”电平。并且，计时器12在从第一时间T1到第二时间T2为止将重叠指令信号φOL设为激活电平的“H”电平。

控制部13根据模式选择信号MS以及重叠指令信号φOL来控制开关S1～S6。在模式选择信号MS以及重叠指令信号φOL均为“L”电平的情况下，控制部13使开关S1～S3接通，并且使开关S4～S6断开。控制部13对应于“第一控制部”的一个实施例。

在重叠指令信号φOL为“H”电平的情况下，控制部13使全部开关S1～S6接通。在模式选择信号MS为“H”电平、重叠指令信号φOL为“L”电平的情况下，控制部13使开关S4～S6接通并且使开关S1～S3断开。

控制部14基于交流输入电压Vu1、Vv1、Vw1、三相输入电流I1～I3、负载电流I4～I6以及直流电压VDC进行动作，以使电容器Cd的端子间电压VDC与参照电压VDCr一致的方式控制转换器1。控制部14对应于“第二控制部”的一个实施例。

图10是表示控制部14的结构的电路框图。在图10中，控制部14包括参照电压产生电路20、电压检测器21、28、减法器22、26A～26C、直流电压控制电路23、正弦波产生电路24、乘法器25A～25C、电流控制电路27、加法器29A～29C、PWM电路30以及门电路31。

参照电压产生电路20基于来自计时器12的切换信号φC输出参照电压VDCr。在切换信号φC为非激活电平的“L”电平的情况下，参照电压VDCr被设定为参照电压VDCr1。在切换信号φC为激活电平的“H”电平的情况下，参照电压VDCr被设定为参照电压VDCr2。

电压检测器21检测电容器Cd的端子间电压VDC，并输出表示该检测值的信号。减法器22从由参照电压产生电路20生成的参照电压VDCr减去由电压检测器21的输出信号表示的电容器Cd的端子间电压VDC，求出参照电压VDCr与直流电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr-VDC。

直流电压控制电路23基于偏差ΔVDC、负载电流I4～I6以及切换信号φC，生成用于对转换器1的输入电流I1～I3进行指令的电流指令值Ic。图11是表示直流电压控制电路23的结构的电路框图。在图11中，直流电压控制电路23包括PI(Proportional-Integral)控制电路41、有效值运算部42、增益产生电路43、乘法器44以及加法器45。

PI控制电路41通过进行偏差ΔVDC的比例积分运算，求出与偏差ΔVDC＝VDCr-VDC对应的值的反馈成分Ifb。反馈成分Ifb由下式(1)表示。

[数学式1]

以若偏差ΔVDC增大则反馈成分Ifb增大而偏差ΔVDC减少，若偏差ΔVDC减少则反馈成分Ifb减少而偏差ΔVDC消失的方式，进行反馈控制。

有效值运算部42求出由电流检测器CT4～CT6的输出信号表示的负载电流I4～I6的有效值Ie，并输出表示该有效值Ie的信号。增益产生电路43根据切换信号φC输出增益K。在切换信号φC为“L”电平的情况下，增益K被设定为增益K1。在切换信号φC为“H”电平的情况下，增益K被设定为比增益K1小的增益K2。

乘法器44对负载电流I4～I6的有效值Ie乘以增益K，生成电流指令值Ic的前馈成分Iff＝K×Ie。加法器45将反馈成分Ifb与前馈成分Iff相加而生成电流指令值Ic＝Ifb+Iff。

在本实施方式1中，由于向电流指令值Ic导入前馈成分Iff，所以能够将反馈成分Ifb的比例增益Kp设定为比较小的值，而实现PI控制的稳定化。

再次参照图10，正弦波产生电路24生成与来自商用交流电源6的三相交流电压Vu1、Vv1、Vw1同相的三相正弦波信号。乘法器25A～25C分别对三相正弦波信号乘以电流指令值Ic，生成三相电流指令值I1c～I3c。

减法器26A计算电流指令值I1c与由电流检测器CT1检测出的交流电流I1之间的偏差ΔI1＝I1c-I1。减法器26B计算电流指令值I2c与由电流检测器CT2检测出的交流电流I2之间的偏差ΔI2＝I2c-I2。减法器26C计算电流指令值I3c与由电流检测器CT3检测出的交流电流I3之间的偏差ΔI3＝I3c-I3。

电流控制电路27以偏差ΔI1、ΔI2、ΔI3分别为0的方式生成电压指令值V1a、V2a、V3a。电流控制电路27例如通过对偏差ΔI1、ΔI2、ΔI3进行比例控制或比例积分控制而生成电压指令值V1a、V2a、V3a。电压检测器28检测来自商用交流电源6的三相交流电压Vu1、Vv1、Vw1的瞬时值，并输出表示它们的检测值的信号。

加法器29A将电压指令值V1a和由电压检测器28检测出的交流电压Vu1相加而生成电压指令值V1c。加法器29B将电压指令值V2a和由电压检测器28检测出的交流电压Vv1相加而生成电压指令值V2c。加法器29C将电压指令值V3a和由电压检测器28检测出的交流电压Vw1相加而生成电压指令值V3c。

PWM电路30基于电压指令值V1c～V3c，生成用于控制转换器1的PWM控制信号φ1～φ3。门电路31基于PWM控制信号φ1～φ3生成栅极信号A1、B1、A2、B2、A2、B2(图2)。

通过这样进行控制，由此在逆变器供电模式时以及旁路供电模式中，能够以使电容器Vd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1的方式，使包含与参照电压VDCr1与电容器的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr1-VDC对应的值的第一反馈成分和对负载电流I4～I6乘以增益K1而得到的第一前馈成分在内的交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。

另外，在切换期间，能够以使电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr2的方式，使包含与参照电压VDCr2与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr2-VDC对应的值的第二反馈成分和对负载电流I4～I6乘以比增益K1小的增益K2而得到的第二前馈成分在内的交流电流I1～I3从商用交流电源6流向转换器1。

图12的(A)～(I)是表示图9所示的控制装置5的动作的时序图。图12的(A)表示模式选择信号MS的波形，图12的(B)表示切换指令信号PC的波形，图12的(C)表示切换信号φC的波形，图12的(D)表示重叠指令信号φOL的波形。

另外，图12的(E)表示增益K，图12的(F)表示参照电压VDCr，图12的(G)表示电容器Cd的端子间电压VDC，图12的(H)表示开关S1～S3的状态，图12的(I)表示开关S4～S6的状态。在图12的(A)～(I)中，示出了从逆变器供电模式切换为旁路供电模式的情况下的动作。

在时刻t0，执行逆变器供电模式，模式选择信号MS、切换指令信号PC、切换信号φC以及重叠指令信号φOL均被设为“L”电平。另外，增益K被设为增益K1，参照电压VDCr被设为参照电压VDCr1，电容器Cd的端子间电压VDC被设为参照电压VDCr1，开关S1～S3被接通，开关S4～S6被断开。

当在某时刻t1使用操作部4选择旁路供电模式时，模式选择信号MS从“L”电平上升至“H”电平，通过信号发生电路11使切换指令信号PC上升规定时间的“H”电平。响应于切换指令信号PC的上升沿，计时器12依次计测第一时间T1、第二时间T2及第三时间T3，基于计时结果而生成切换信号φC及重叠指令信号φOL。

切换信号φC从切换指令信号PC的上升沿(时刻t1)到第三时间T3(时刻t4)为止被设为“H”电平。重叠指令信号φOL从第一时间T1(时刻t2)到第二时间T2(时刻t3)为止被设为“H”电平。

若切换信号φC从“L”电平上升至“H”电平(时刻t1)，则增益K从增益K1下降到增益K2，参照电压VDCr从参照电压VDCr1上升至参照电压VDCr2，通过控制部14控制转换器1，使得电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr2。

在电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr2的期间内，重叠指令信号φOL成为“H”电平而执行重叠供电模式。若重叠指令信号φOL上升至“H”电平(时刻t2)，则开关S4～S6接通。此时，由于电容器Cd的端子间电压VDC上升至参照电压VDCr2，因此不会流通循环电流IC(图6、图7)。另外，增益K被降低至增益K2，因此可防止电容器Cd的端子间电压VDC上升。若重叠指令信号φOL上升至“L”电平(时刻t3)，则开关S1～S3断开，重叠供电模式结束。

若切换信号φC下降至“L”电平(时刻t4)，则增益K从增益K2上升至增益K1，并且参照电压VDCr下降至参照电压VDCr1，电容器Cd被放电。当电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1时，从逆变器供电模式向旁路供电模式的切换完成。

图13(A)～(I)是表示图9所示的控制装置5的动作的其他时序图，是与图12的(A)～(I)进行对比的图。在图13(A)～(I)中，示出了从旁路供电模式切换为逆变器供电模式的情况下的动作。

在时刻t0，执行旁路供电模式，模式选择信号MS为“H”电平，切换指令信号PC、切换信号φC以及重叠指令信号φOL均为“L”电平。另外，增益K被设为增益K1，参照电压VDCr被设为参照电压VDCr1，电容器Cd的端子间电压VDC被设为参照电压VDCr1，开关S1～S3被断开，开关S4～S6被接通。

当在某时刻t1使用操作部4选择逆变器供电模式时，模式选择信号MS从“H”电平下降至“L”电平，通过信号发生电路11使切换指令信号PC上升至“H”电平规定时间。响应于切换指令信号PC的上升沿，计时器12依次计测第一时间T1、第二时间T2及第三时间T3，基于计时结果而生成切换信号φC及重叠指令信号φOL。

切换信号φC从切换指令信号PC的上升沿(时刻t1)到第三时间T3(时刻t4)为止被设为“H”电平。重叠指令信号φOL从第一时间T1(时刻t2)到第二时间T2(时刻t3)为止被设为“H”电平。

若切换信号φC从“L”电平上升至“H”电平(时刻t1)，则增益K从增益K1下降到增益K2，参照电压VDCr从参照电压VDCr1上升至参照电压VDCr2，通过控制部14将转换器1控制为，使得电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr2。

在电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr2的期间内，重叠指令信号φOL成为“H”电平而执行重叠供电模式。若重叠指令信号φOL上升至“H”电平(时刻t2)，则开关S1～S3接通。此时，由于电容器Cd的端子间电压VDC被提高至参照电压VDCr2，因此不会流通循环电流IC(图6、图7)。另外，增益K被降低至增益K2，因此能够防止电容器Cd的端子间电压VDC上升。若重叠指令信号φOL上升至“L”电平(时刻t3)，则开关S4～S6断开，重叠供电模式结束。

若切换信号φC下降至“L”电平(时刻t4)，则增益K从增益K2上升至增益K1，并且参照电压VDCr下降至参照电压VDCr1，电容器Cd被放电。当电容器Cd的端子间电压VDC成为参照电压VDCr1时，从旁路供电模式向逆变器供电模式的切换完成。

如上所述，在本实施方式1中，使包含反馈成分和前馈成分在内的交流电流I1～I3流入转换器1，因此能够低速地控制反馈成分来实现控制的稳定化，并且能够通过前馈成分应对负载电流I4～I6的骤变。另外，在切换逆变器供电模式和旁路供电模式的切换期间，使增益K减少而使前馈成分减少，因此能够防止在重叠供电模式时电容器Cd的端子间电压VDC超过上限电压VDCH。

另外，在切换期间，以电容器Cd的端子间电压VDC成为比参照电压VDCr1高的参照电压VDCr2的方式控制转换器1，由此防止在包含电容器Cd等的路径中流过循环电流IC。因此，即使在商用交流电源6的中性点端子6d以及旁路交流电源7的中性点端子7d均接地的情况下，也能够防止循环电流IC流通。

此外，在该实施方式1中，响应于切换信号φC来控制反馈成分的增益K，在切换期间中将增益K设定为比增益K1小的增益K2，但并不限于此，也可以响应于重叠指令信号φOL来控制增益K，仅在重叠供电模式时将增益K设定为增益K2。

[实施方式2]

图14是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的主要部分的电路框图，是与图10对比的图。参照图14，该不间断电源装置与实施方式1的不间断电源装置的不同点在于，直流电压控制电路23被直流电压控制电路23A置换。

直流电压控制电路23A如图15所示，用增益产生电路43A来置换直流电压控制电路23的增益产生电路43。增益产生电路43A在参照电压VDCr与电容器Cd的端子间电压VDC之间的偏差ΔVDC＝VDCr-VDC为0的情况下，将增益K设定为增益K1(第一值)。另外，增益产生电路43A在偏差ΔVDC超过0的情况下，根据偏差ΔVDC使增益K减少，由此将增益K设定为比增益K1小的增益Kc(第二值)。因为其他结构及动作与实施方式1相同，所以不重复其说明。

如上所述，在该实施方式2中，在电容器Cd的端子间电压VDC上升而偏差ΔVDC增大的情况下，使增益K减少而使前馈成分减少，因此，不仅在重叠供电模式时，在逆变器供电模式时以及旁路供电模式时，也能够防止电容器Cd的端子间电压VDC超过上限电压VDCH。

应该认为本次公开的实施方式在所有方面都是例示而不是限制性的。本发明不是由上述的说明表示，而是由权利要求书示出，意在包括与权利要求书等同的意思及范围内的所有变更。

附图标记说明

C1～C6，Cd电容器、L1～L6电抗器、CT1～CT6电流检测器、1转换器、Lp直流正母线、Ln直流负母线、2双向斩波器、3逆变器、S1～S6开关、4操作部、5控制装置、6商用交流电源、6d，7d中性点端子、6U，6V，6W，7U，7V，7W交流电源、7旁路交流电源、8负载、Q1～Q6，Q11～Q16IGBT、D1～D6，D11～D16二极管、11信号发生电路、12定时器、13，14控制部、20参照电压发生电路、21，28电压检测器、22，26A～26C减法器、23，23A直流电压控制电路、24正弦波发生电路、25A～25C，44乘法器、27电流控制电路、29A～29C，4 5加法器、30 PWM电路、31门电路、41PI控制电路、42有效值运算部、43，43A增益产生电路。

Claims (14)

1.一种不间断电源装置，具备：

整流器，将从第一交流电源供给的第一交流电压变换为直流电压；

电容器，对所述整流器的直流输出电压进行平滑化；

逆变换器，将所述电容器的端子间电压变换为第二交流电压；

第一开关，一方端子接受所述第二交流电压，另一方端子与负载连接；

第二开关，一方端子接受从第二交流电源供给的第三交流电压，另一方端子与所述负载连接；

第一电流检测器，检测在所述第一交流电源与所述整流器之间流通的交流电流；

第二电流检测器，检测负载电流；

第一控制部，控制所述第一开关及所述第二开关；以及

第二控制部，基于所述第一电流检测器及所述第二电流检测器的检测结果，控制所述整流器，

所述第一控制部构成为：

(i)在向所述负载供给所述第二交流电压的第一模式时，使所述第一开关接通，并且使所述第二开关断开，

(ii)在向所述负载供给所述第三交流电压的第二模式时，使所述第二开关接通，并且使所述第一开关断开，

(iii)在从所述第一模式及所述第二模式中的任一个模式切换为另一个模式的切换期间，执行使所述第一开关及所述第二开关接通而向所述负载供给所述第二交流电压及所述第三交流电压的第三模式，

所述第二控制部构成为，通过如下处理来防止所述电容器的端子间电压超过比所述第一参照电压及所述第二参照电压高的上限电压，该处理为：

(iv)在所述第一模式及所述第二模式时，以所述电容器的端子间电压成为第一参照电压的方式，使包含第一反馈成分和第一前馈成分在内的第一交流电流从所述第一交流电源流向所述整流器，所述第一反馈成分是对应于所述第一参照电压与所述电容器的端子间电压之间的偏差的值，所述第一前馈成分是对所述负载电流乘以第一增益而得到的，

(v)在所述切换期间，以所述电容器的端子间电压成为第二参照电压的方式，使包含第二反馈成分和第二前馈成分在内的第二交流电流从所述第一交流电源流向所述整流器，所述第二反馈成分是对应于所述第二参照电压与所述电容器的端子间电压之间的偏差的值，所述第二前馈成分是对所述负载电流乘以比所述第一增益小的第二增益而得到的。

2.根据权利要求1所述的不间断电源装置，其中，

所述第二控制部构成为，通过将所述第二参照电压设定得比所述第一参照电压高，来防止从所述第一交流电源及所述第二交流电源中的任一个交流电源经由所述电容器而向另一个交流电源流通循环电流。

3.根据权利要求2所述的不间断电源装置，其中，

所述第一交流电源及所述第二交流电源分别包括相对于中性点被星形连接的三相交流电源，

所述第一交流电源及所述第二交流电源的中性点均接地，

所述第一交流电压至所述第三交流电压分别包括三相交流电压，

所述第一开关包括：接受所述第二交流电压中包含的三相交流电压的3个一方端子；以及与所述负载连接的3个另一方端子，

所述第二开关包括：接受所述第三交流电压中包含的三相交流电压的3个一方端子；以及与所述负载连接的3个另一方端子，

所述第一参照电压比所述第一交流电压的峰值的2倍的电压低，

所述第二参照电压为所述第一交流电压的峰值的2倍的电压以上。

4.根据权利要求3所述的不间断电源装置，其中，

所述第一交流电源是商用交流电源，

所述第二交流电源是发电机。

5.根据权利要求2所述的不间断电源装置，其中，

还具备：

选择部，选择所述第一模式及所述第二模式中的任一个模式；

信号产生电路，根据由所述选择部选择的模式从一个模式变更为另一个模式这一情况而输出切换指令信号；以及

计时器，响应于所述切换指令信号而依次计测第一时间、第二时间以及第三时间，

在所述切换期间，所述第一控制部在从由所述计时器计测到所述第一时间起到计测到所述第二时间为止，执行所述第三模式，

在所述切换期间，所述第二控制部在从所述切换指令信号被输出起到由所述计时器计测到所述第三时间为止，使所述第二交流电流从所述第一交流电源流向所述整流器。

6.根据权利要求5所述的不间断电源装置，其中，

所述第二控制部包括：

增益产生电路，在所述第一模式及所述第二模式时输出所述第一增益，在从所述切换指令信号被输出起到由所述计时器计测到所述第三时间为止，输出所述第二增益；

参照电压产生电路，在所述第一模式及所述第二模式时输出所述第一参照电压，在从所述切换指令信号被输出起到由所述计时器计测到所述第三时间为止，输出所述第二参照电压；以及

电压检测器，检测所述电容器的端子间电压，

所述第二控制部，

基于所述负载电流与从所述增益产生电路输出的增益之积，来求出所述第一前馈成分及所述第二前馈成分，

基于所述参照电压产生电路的输出电压与所述电压检测器的检测值的偏差，来求出所述第一反馈成分及所述第二反馈成分。

7.根据权利要求1所述的不间断电源装置，其中，

还具备双向斩波器，该双向斩波器在所述第一交流电源的非故障时，将由所述整流器生成的直流电力蓄积在电力存储装置中，在所述第一交流电源停电时，将所述电力存储装置的直流电力供给至所述逆变换器。

8.一种不间断电源装置，具备：

整流器，将从第一交流电源供给的第一交流电压变换为直流电压；

电容器，对所述整流器的直流输出电压进行平滑化；

逆变换器，将所述电容器的端子间电压变换为第二交流电压；

第一开关，一方端子接受所述第二交流电压，另一方端子与负载连接；

第二开关，一方端子接受从第二交流电源供给的第三交流电压，另一方端子与所述负载连接；

第一电流检测器，检测在所述第一交流电源与所述整流器之间流通的交流电流；

第二电流检测器，检测负载电流；

第一控制部，控制所述第一开关及所述第二开关；以及

第二控制部，基于所述第一电流检测器及所述第二电流检测器的检测结果，控制所述整流器，

所述第一控制部构成为：

(i)在向所述负载供给所述第二交流电压的第一模式时，使所述第一开关接通，并且使所述第二开关断开，

(ii)在向所述负载供给所述第三交流电压的第二模式时，使所述第二开关接通，并且使所述第一开关断开，

(iii)在从所述第一模式及所述第二模式中的任一个模式切换为另一个模式的切换期间，执行使所述第一开关及所述第二开关接通而向所述负载供给所述第二交流电压及所述第三交流电压的第三模式，

所述第二控制部构成为，通过如下处理来防止所述电容器的端子间电压超过比所述参照电压高的上限电压，该处理为：

(iv)以所述电容器的端子间电压成为参照电压的方式，使包含反馈成分和前馈成分的交流电流从所述第一交流电源流向所述整流器，所述反馈成分是对应于所述参照电压与所述电容器的端子间电压之间的偏差的值，所述前馈成分是对所述负载电流乘以增益而得到的，

(v)在所述电容器的端子间电压超过所述参照电压的情况下，根据所述电容器的端子间电压与所述参照电压之差而使所述增益减少。

9.根据权利要求8所述的不间断电源装置，其中，

所述第二控制部构成为通过如下处理来防止从所述第一交流电源及所述第二交流电源中的任一个交流电源经由所述电容器向另一个交流电源流通循环电流，该处理为：

在所述第一模式及所述第二模式时，将所述参照电压设定为第一电压值，

在所述切换期间，将所述参照电压设定为比所述第一电压值高的第二电压值。

10.根据权利要求9所述的不间断电源装置，其中，

所述第一交流电源及所述第二交流电源分别包括相对于中性点被星形连接的三相交流电源，

所述第一交流电源及所述第二交流电源的中性点均接地，

所述第一交流电压至所述第三交流电压分别包括三相交流电压，

所述第一开关包括：接受所述第二交流电压中包含的三相交流电压的3个一方端子；以及与所述负载连接的3个另一方端子，

所述第二开关包括：接受所述第三交流电压中包含的三相交流电压的3个一方端子；以及与所述负载连接的3个另一方端子，

所述第一电压值比所述第一交流电压的峰值的2倍的电压低，

所述第二电压值为所述第一交流电压的峰值的2倍的电压以上。

11.根据权利要求10所述的不间断电源装置，其中，

所述第一交流电源是商用交流电源，

所述第二交流电源是发电机。

12.根据权利要求9所述的不间断电源装置，其中，

还具备：

选择部，选择所述第一模式及所述第二模式中的任一个模式；

信号产生电路，根据由所述选择部选择的模式从一个模式变更为另一个模式这一情况而输出切换指令信号；以及

计时器，响应于所述切换指令信号而依次计测第一时间、第二时间以及第三时间，

在所述切换期间，在从由所述计时器计测到所述第一时间起到计测到所述第二时间为止，所述第一控制部执行所述第三模式，

在所述切换期间，在从所述切换指令信号被输出起到由所述计时器计测到所述第三时间为止，所述第二控制部将所述参照电压设定为所述第二电压值。

13.根据权利要求12所述的不间断电源装置，其中，

所述第二控制部包括：

增益产生电路，在所述电容器的端子间电压比所述参照电压低的情况下，将所述增益设定为第一值，在所述电容器的端子间电压比所述参照电压高的情况下，根据所述电容器的端子间电压与所述参照电压之差使所述增益减少，由此将所述增益设定为比所述第一值小的第二值；

参照电压产生电路，在所述第一模式及所述第二模式时，将所述参照电压设定为所述第一电压值，在从所述切换指令信号被输出起到由所述计时器计测到所述第三时间为止，将所述参照电压设定为比所述第一电压值高的第二电压值；以及

电压检测器，检测所述电容器的端子间电压，

所述第二控制部，

将所述负载电流与由所述增益产生电路设定的所述增益相乘，而求出所述第一前馈成分及所述第二前馈成分，

基于由所述参照电压产生电路设定的所述参照电压与所述电压检测器的检测值的偏差，来求出所述第一反馈成分及所述第二反馈成分。

14.根据权利要求8所述的不间断电源装置，其中，

还具备双向斩波器，该双向斩波器在所述第一交流电源的非故障时，将由所述整流器生成的直流电力蓄积在电力存储装置中，在所述第一交流电源停电时，将所述电力存储装置的直流电力供给至所述逆变换器。

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