JPH0456413A - 位相差信号発生器 - Google Patents
位相差信号発生器Info
- Publication number
- JPH0456413A JPH0456413A JP2165615A JP16561590A JPH0456413A JP H0456413 A JPH0456413 A JP H0456413A JP 2165615 A JP2165615 A JP 2165615A JP 16561590 A JP16561590 A JP 16561590A JP H0456413 A JPH0456413 A JP H0456413A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- input
- terminal
- output
- signal
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- Pending
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 101100169314 Viola odorata Voc3 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は2つの入力信号の位相を比較して、基準信号に
対して位相差をもつ信号を発生する位相差信号発生器に
関するものである。
対して位相差をもつ信号を発生する位相差信号発生器に
関するものである。
従来より、テレビ信号のカラーエンコーダ回路では、例
えばNTSC方式の場合、B−Y信号をO。
えばNTSC方式の場合、B−Y信号をO。
R−Y信号を90°で各々変調を行なうため、0゜90
°の位相のキャリア信号(3,58MHz)が必要とさ
れる。
°の位相のキャリア信号(3,58MHz)が必要とさ
れる。
従来、0°、90°の位相のキャリア信号は第4図に示
すようにデジタル的に高い周波数のクロック信号を1/
Nにカウントダウンした信号より形成される。第4図(
a)はO”、90°位相のキャリア信号を形成する一例
を示すブロック図で、同図(b)は第4図(a)の回路
の動作を示すタイミングチャートである。
すようにデジタル的に高い周波数のクロック信号を1/
Nにカウントダウンした信号より形成される。第4図(
a)はO”、90°位相のキャリア信号を形成する一例
を示すブロック図で、同図(b)は第4図(a)の回路
の動作を示すタイミングチャートである。
第4図(a)において、5はクロックCKを1−/Nに
カウントダウンするカウンタである。ここではカウンタ
出力の周波数は(3,58MHzX 2 )となるよう
にNを選んでおく。6,7はそれぞれカウンタ5の正出
力(イ)および負出力(ロ)をトリガとするD−フリッ
プフロップ(FF)である。これらのDFF6.7から
はO’、90°位相のキャリア信号が得られる。
カウントダウンするカウンタである。ここではカウンタ
出力の周波数は(3,58MHzX 2 )となるよう
にNを選んでおく。6,7はそれぞれカウンタ5の正出
力(イ)および負出力(ロ)をトリガとするD−フリッ
プフロップ(FF)である。これらのDFF6.7から
はO’、90°位相のキャリア信号が得られる。
各信号のタイミングは第4図(b)に示す通りである。
0°、90°位相のキャリア信号を形成するもう1つの
方法として、位相同期発振器がある。第5図に位相同期
発振器のブロック図を示す。第5図に於いて1は基準信
号(ハ)の位相とVCO(電圧制御発振器)3出力の■
。の位相とを比較し、その位相誤差(ニ)を出力する位
相比較器、2は位相比較器1の位相誤差出力を平滑する
ローパスフィルタ(LPF)である。VOC3は、2の
LPFにより平滑された位相誤差電圧(ネ)に応じて出
力周波数を変化させる。VOC3の出力■。を基準信号
に対して90°の位相にするには、位相比較器1を90
°の位相差で位相誤差Oを出力するように設計しておけ
ば良い。
方法として、位相同期発振器がある。第5図に位相同期
発振器のブロック図を示す。第5図に於いて1は基準信
号(ハ)の位相とVCO(電圧制御発振器)3出力の■
。の位相とを比較し、その位相誤差(ニ)を出力する位
相比較器、2は位相比較器1の位相誤差出力を平滑する
ローパスフィルタ(LPF)である。VOC3は、2の
LPFにより平滑された位相誤差電圧(ネ)に応じて出
力周波数を変化させる。VOC3の出力■。を基準信号
に対して90°の位相にするには、位相比較器1を90
°の位相差で位相誤差Oを出力するように設計しておけ
ば良い。
第6図に90°位相で位相誤差Oとなる場合の例をタイ
ミングチャートで示す。基準信号(ハ)の位相に対して
出力■。9位相誤差(:)の状態が90°の位相のとき
であり、位相比較器1の出力をLPF2で平滑すれば位
相誤差電圧(ホ)は中間レベルとなる。
ミングチャートで示す。基準信号(ハ)の位相に対して
出力■。9位相誤差(:)の状態が90°の位相のとき
であり、位相比較器1の出力をLPF2で平滑すれば位
相誤差電圧(ホ)は中間レベルとなる。
このとき、位相誤差電圧(ネ)が(、t)−1のレベル
でVCO3は基準信号と同じ周波数で発振している。
でVCO3は基準信号と同じ周波数で発振している。
VCO3の出力が■。′のように基準信号(ハ)に対し
て位相が進むと位相比較器1の出力が(:)′のように
なり、位相誤差電圧(ホ)のレベルが(*)−2のよう
に上り、VCO3の発振周波数を上げ、VCO3の出力
の位相が基準信号(ハ)に対して90°になるように制
御される。VCO3の出力が■。″のようになると上述
の動作とは逆になり位相誤差電圧(ネ)−3のように下
り、VCO3の発振周波数が低(なり、基準信号(ハ)
に対してVCO3の出力が90°の位相差になるように
制御される。
て位相が進むと位相比較器1の出力が(:)′のように
なり、位相誤差電圧(ホ)のレベルが(*)−2のよう
に上り、VCO3の発振周波数を上げ、VCO3の出力
の位相が基準信号(ハ)に対して90°になるように制
御される。VCO3の出力が■。″のようになると上述
の動作とは逆になり位相誤差電圧(ネ)−3のように下
り、VCO3の発振周波数が低(なり、基準信号(ハ)
に対してVCO3の出力が90°の位相差になるように
制御される。
しかしながら、カラー信号のエンコーダでは、入力され
るキャリアの位相差が90°より±1°〜2″変化して
も色相ずれとなってしまうため、上記従来例では次のよ
うな問題点がある。
るキャリアの位相差が90°より±1°〜2″変化して
も色相ずれとなってしまうため、上記従来例では次のよ
うな問題点がある。
カウントダウン方式では、
(1)キャリア周波数が3.58MHz (NTSC方
式)なので、安定且つ精度良<90°の位相差を作るた
めにクロックを高周波化しなければならない。
式)なので、安定且つ精度良<90°の位相差を作るた
めにクロックを高周波化しなければならない。
(2)カラーエンコーダのキャリア信号入力が2つ必要
となる。
となる。
位相同期発振器では、
(3)理想的には位相差90°でロックするが、回路を
構成する素子のバラツキなどにより入力信号の位相誤差
とは別の位相誤差が発生し、同期位相に誤差が生じてし
まう。
構成する素子のバラツキなどにより入力信号の位相誤差
とは別の位相誤差が発生し、同期位相に誤差が生じてし
まう。
本発明の目的は以上のような問題を解消した位相差信号
発生器を提供することにある。
発生器を提供することにある。
上記目的を達成するため本発明は第1の入力端子と第2
の入力端子とに入力される2つの入力信号間の位相を比
較する位相比較器と、前記第1の入力端子と第2の入力
端子とに、前記2つの入力信号を相互に一定周期毎に切
換え、且つ前記第1の入力端子には前記2つの入力信号
の一方のみを反転して入力するスイッチ手段とを具えた
ことを特徴とする。
の入力端子とに入力される2つの入力信号間の位相を比
較する位相比較器と、前記第1の入力端子と第2の入力
端子とに、前記2つの入力信号を相互に一定周期毎に切
換え、且つ前記第1の入力端子には前記2つの入力信号
の一方のみを反転して入力するスイッチ手段とを具えた
ことを特徴とする。
本発明によれば、上記構成によって入力信号そのものの
位相誤差とは別の回路の素子自体のバラツキなどにより
生じる位相誤差を解消できるようにしたものである。
位相誤差とは別の回路の素子自体のバラツキなどにより
生じる位相誤差を解消できるようにしたものである。
第1図は本発明の特徴を最も良く表わすブロック図であ
る。1はA端子、B端子に入力される信号の位相差を検
出する位相比較器(PD)、2は位相比較器1が出力す
る位相誤差電圧を平滑するローパスフィルタ(LPF)
、3はLPFで平滑された位相誤差電圧に応じて発振周
波数を変化させる電圧制御発振器(VCO)、4は位相
比較器1のA端子及びB端子に入力される信号を切換信
号SWPに基づいて切換えるスイッチ回路であって、3
つのスイッチSWI、SW2.SW3およびインバータ
4aを有する(動作は後述)。
る。1はA端子、B端子に入力される信号の位相差を検
出する位相比較器(PD)、2は位相比較器1が出力す
る位相誤差電圧を平滑するローパスフィルタ(LPF)
、3はLPFで平滑された位相誤差電圧に応じて発振周
波数を変化させる電圧制御発振器(VCO)、4は位相
比較器1のA端子及びB端子に入力される信号を切換信
号SWPに基づいて切換えるスイッチ回路であって、3
つのスイッチSWI、SW2.SW3およびインバータ
4aを有する(動作は後述)。
第2図に本発明の動作を示すタイミングチャートを示す
。第2図に於いて、(1)、 (2)はA端子に基準信
号が入力され、B端子にVCO3の出力が入力されてお
り(SW1〜3は第1図示の通り)、回路の素子バラツ
キなどの理由により基準信号に対してVCO3の出力が
90°+θの位相で同期していることを示している。こ
の状態からスイッチ回路4の各SW1〜3を切換えてB
端子に基準信号、A端子にVCO3の反転信号を入力す
ると、位相比較器1はA端子に対してB端子が90°+
θで同期することがら、VCO3の出力の反転信号に対
し、基準信号は90°+θで同期するようになる。これ
を基準信号に対するVCO,1カの位相関係で示すと、
基準信号に対して、■CO出力は90°−θで同期して
いることになる(第2図(3)、(4)、(5) )。
。第2図に於いて、(1)、 (2)はA端子に基準信
号が入力され、B端子にVCO3の出力が入力されてお
り(SW1〜3は第1図示の通り)、回路の素子バラツ
キなどの理由により基準信号に対してVCO3の出力が
90°+θの位相で同期していることを示している。こ
の状態からスイッチ回路4の各SW1〜3を切換えてB
端子に基準信号、A端子にVCO3の反転信号を入力す
ると、位相比較器1はA端子に対してB端子が90°+
θで同期することがら、VCO3の出力の反転信号に対
し、基準信号は90°+θで同期するようになる。これ
を基準信号に対するVCO,1カの位相関係で示すと、
基準信号に対して、■CO出力は90°−θで同期して
いることになる(第2図(3)、(4)、(5) )。
つまり、上述のスイッチ動作によりスイッチング毎に同
期位相力90±θに変化するのである。
期位相力90±θに変化するのである。
第3図に切換信号swpによる位相比較器1への入力信
号切換時の基準信号に対するVCO3の出力の位相を示
す。第3図に於いて、(i)の信号swpによりA端子
3よびB端子への入力信号が上述した動作で切換ると、
第1図における PDI −LPF2−VCO3→PD
Iのフィードバックループの応答速度に応じて第3図(
ii)のようにVCO3の出力の位相は基準信号の位相
に対して90°+θと90°−θの間を交互に変化する
。
号切換時の基準信号に対するVCO3の出力の位相を示
す。第3図に於いて、(i)の信号swpによりA端子
3よびB端子への入力信号が上述した動作で切換ると、
第1図における PDI −LPF2−VCO3→PD
Iのフィードバックループの応答速度に応じて第3図(
ii)のようにVCO3の出力の位相は基準信号の位相
に対して90°+θと90°−θの間を交互に変化する
。
ここでこの切換信号SwPを一定周期にすることと、フ
ィードバックループの時定数を大きくすることによって
VCO3の出力の基準信号に対する同期位相を90°+
θと90°−θの平均値つまり90″′に安定させるこ
とが出来る。
ィードバックループの時定数を大きくすることによって
VCO3の出力の基準信号に対する同期位相を90°+
θと90°−θの平均値つまり90″′に安定させるこ
とが出来る。
以上説明したように本発明によれば、回路の素子バラツ
キなどにより生じる本来の入力信号間の位相誤差以外の
位相誤差を軽減し精度良い位相差信号を得ることが8来
る。
キなどにより生じる本来の入力信号間の位相誤差以外の
位相誤差を軽減し精度良い位相差信号を得ることが8来
る。
第1図は本発明実施例のブロック図、
第2図は同実施例の動作を示すタイミングチャートを示
す図、 第3図は同実施例の動作状態を表わす信号波形図、 第4図(a)は従来例を示すブロック図、第4図(b)
は同側のタイミングチャートを示す図、 第5図は他の従来例を示すブロック図、第6図は第5図
の回路の動作のタイミングチャートを示す図である。 5・・・カウンタ、 6・・・Dタイプフリップフロップ、 7・・・Dタイプフリップフロップ。 1・・・位相比較器(PD)、 2・・・ローパスフィルタ(LPF)、3・・・電圧制
御発振器(VCO)、 4・・・スイッチ(SW)、 Cす (bン (ロ) ”’−L−「− 第4 図
す図、 第3図は同実施例の動作状態を表わす信号波形図、 第4図(a)は従来例を示すブロック図、第4図(b)
は同側のタイミングチャートを示す図、 第5図は他の従来例を示すブロック図、第6図は第5図
の回路の動作のタイミングチャートを示す図である。 5・・・カウンタ、 6・・・Dタイプフリップフロップ、 7・・・Dタイプフリップフロップ。 1・・・位相比較器(PD)、 2・・・ローパスフィルタ(LPF)、3・・・電圧制
御発振器(VCO)、 4・・・スイッチ(SW)、 Cす (bン (ロ) ”’−L−「− 第4 図
Claims (1)
- 1)第1の入力端子と第2の入力端子とに入力される2
つの入力信号間の位相を比較する位相比較器と、前記第
1の入力端子と第2の入力端子とに、前記2つの入力信
号を相互に一定周期毎に切換え、且つ前記第1の入力端
子には前記2つの入力信号の一方のみを反転して入力す
るスイッチ手段とを具えたことを特徴とする位相差信号
発生器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2165615A JPH0456413A (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | 位相差信号発生器 |
US07/718,254 US5220201A (en) | 1990-06-26 | 1991-06-20 | Phase-locked signal generator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2165615A JPH0456413A (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | 位相差信号発生器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0456413A true JPH0456413A (ja) | 1992-02-24 |
Family
ID=15815731
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2165615A Pending JPH0456413A (ja) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | 位相差信号発生器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0456413A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102010040586A1 (de) | 2009-11-05 | 2011-06-09 | Honda Motor Co., Ltd. | Brennstoffeinspritzsteuerung eines Verbrennungsmotors |
-
1990
- 1990-06-26 JP JP2165615A patent/JPH0456413A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102010040586A1 (de) | 2009-11-05 | 2011-06-09 | Honda Motor Co., Ltd. | Brennstoffeinspritzsteuerung eines Verbrennungsmotors |
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