JPH0448240B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は残差励振型ボコーダに関する。入力音
声信号をLPC（Linear Prediction Coefficient、
線形予係数す）分析して得られるLPC係数とと
もに入力音声信号の残差波形の低域周波数成分に
関する情報を分析側から合成側に伝送したうえ、
合成側で残差波形の高周波数成分を再生してこれ
に重畳して原入力音声信号を再生する残差励振型
ボコーダは、RELP（Residual Exciting Linear
Prediction vocoder）の略称によつても近時よく
知られつつある。

このRELPは、LPC係数によつて入力音声信号
のスペクトル包絡を、またピツチおよび有声／無
声情報ならびに音源の強さに関する情報でモデル
化した残差波形情報を音源情報として分析側から
合成側に伝送して入力音声信号を合成する通常の
LPCポコーダ、あるいは可変長フレームLPCボ
コーダ、もしくはパタンマツチングボコーダ等が
波形非伝送タイプであるのに対し、スペクトル包
絡情報の抽出にLPC分析技術を利用する点では
共通するものの、残差波形の低域周波数成分を分
析側から合成側に供給するという形で入力音声信
号波形の一部伝送を行なつている点で基本的に安
定した高品質が得られ、特に4.8Kb／SEC（キロ
ビツト／秒）といつた、前述した従来のボコーダ
のビツトレート帯におけるCODEC（COder
DECorder）においても多用されつつある。

しかしながら、従来のこの種のRELPは前述し
た如く入力音声信号の波形の一部伝送による高品
質化は得られるものの、LPCとともに分析側か
ら合成側に伝送する残差波形はRELPの利用ビツ
ト中この波形伝送に利用しうるビツトに対応する
低域周波数成分のみを伝送し他の高周波成分に関
しては合成側で基本的には周波数成分のみを単純
加算せしめるという高域再生を行なつているた
め、合成される音声信号波形と入力音声信号波形
の高域周波数における位相再現性が得られず、従
つて合成音声波形の形状が入力音声信号波形と異
なつていわゆるRELP音が発生し、この分高品質
化には限度があり合成音の自然性も損なわれると
いう欠点がある。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、残差励
振型ボコーダにおいて、入力音声信号の残差波形
の高域周波数再生を分析側で行なうという手段を
備えることによつて合成音声信号波形と入力音声
信号波形との高域周波数における位相とを基本的
に一致せしめ、従つて合成音声信号波形が入力音
声信号波形とほぼ一致し、著しく高品質化と自然
性の改善とが図れる残差励振型ボコーダを提供す
ることにある。

本発明のボコーダは、残差励振型ボコーダにお
いて、入力音声信号の残差波形の高域周波数成分
を再生する高域再生フイルタを合成側に備え、前
記高域再生フイルタのフイルタ係数を分析側で推
定して合成側に伝送する高周波数再生手段を備え
て構成される。

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。

第１図は本発明による残差励振型ボコーダの分
析側の一実施例を示すブロツク図、第２図は本発
明による残差励振型ボコーダの合成側の一実施例
を示すブロツク図である。

第１図に示す分析側の実施例はＡ／Ｄコンバー
タ１、LPC分析器２、量子化／復号化器３、
LPC逆フイルタ４、LPF（Low Pass Filter）５、
ダウンサンプラ６、量子化／復号化器７、高域再
生フイルタ係数推定器８、係数量子化器９、電力
算出器１０、電子量子化器１１および多重化器１
２を備えて構成される。

また、第２図に示す合成側の実施例は、多重分
離・復号化器１３、高域再生フイルタ１４、乗算
器１５、LPC合成フイルタ１６およびＤ／Ａコ
ンバータ１７を備えて構成される。

第１図において、入力端子１０１から入力した
入力信号はＡ／Ｄコンバータ１において、8KHz
のサンプリング周波数１０２によつてサンブラン
グし所定のビツト数のデイジタル量に変換したの
ち、これをLPC分析器２およびLPC逆フイルタ
４に供給する。サンプリング周波数8KHzは、入
力音声信号の最高周波数を3.4KHzと設定した条
件のもとでナイキストレートを勘案して決められ
たものである。

LPC分析器２は、このようにして入力する入
力音声信号データに対し、予め設定する窓関数に
よるウインドウ処理を基本フレーム周期ごとに次
次に実施したうえ基本フレームごとに計測する自
己相関係数を利用し、よく知られるオートコリレ
ーシヨン（Auto Correlation）法による手法で
所定の次数のＫパラメータ、もしくはαパラメー
タの如きLPC係数を抽出する線型予測分析をう
け、これらをLPC係数として出力する。

このLPC係数は入力音声信号のスペクトル包
絡、すなわち入力音声信号のスペクトル分布の巨
視的特徴を示すものであり、入力音声信号はこれ
とスペクトル分布の微細構造に相当する音源情報
ぶん、すなわち入力音声信号からスペクトル包絡
分を除いた残差信号とに分析し、またこれらスペ
クトル包絡成分と、残差成分とによつて合成され
ることはよく知られており、これがボコーダの分
析、合成側における基本的処理機能となつてい
る。

さて、LPC分析器２から出力されるLPC係数
は量子化／復号化器３によつて量子化され、この
量子化LPC係数は出力ライン３０１を介して多
重化器１２に供給される。

量子化／復号化器３はまた、量子化したLPC
係数を復号化してこれを出力ライン３０２を介し
てLPC逆フイルタ４に供給する。LPC逆フイル
タ４には出力ライン４０１を介してＡ／Ｄコンバ
ータ１の出力も供給される。

LPC逆フイルタ４は、後述する第２図に示す
合成側のLPC合成フイルタ１６のもつ周波数応
答特性とは逆特性の周波数応答特性を与えられた
フイルタであり、フイルタ係数はLPC合成フイ
ルタ１６と量子化誤差による影響を同一のものと
するため量子化／復号化器３で量子化された
LPC係数を復号化したものの供給を受け、スペ
クトル包絡および残差波形の両者を含むＡ／Ｄコ
ンバータ１の出力を受けてこのうちの残差波形に
関するデータを出力しこれをLPF５、高域再生
フイルタ係数予測器８ならびに電力算出器１０に
送出する。

このようにして得られる残差波形データは、入
力音声信号波形のもつほぼ一定のピツチ周期で繰
返されるパルス性の信号である。

LPF５、ダウンサンブラ６および量子化／復
号化器はこうして得られる残差波形に関するデー
タのうち低域周波数成分を量子化して多重化器１
２に送出、伝送路１２１を介してLPC係数デー
タ等とともに第２図に示す合成側に伝送して残差
励振型ボコーダに必要な基本的データを確保す
る。

LPF５は、1KHzを遮断周波数とするLow
Pass Filterであり、入力する残差波形データの
うち1KHz以下の低周波数成分のみをダウンサン
ブラ６に送出する。

LPF５において設定される遮断周波数は、残
差波形に関する情報を極力多くして分析側から合
成側に伝送せしめて合成音質の高品質化を図る観
点から言えば出来る限り高域に設定することが望
ましいと言えるが、一方、残差波形を伝送するた
めに割当て可能なビツト数はボコーダシステム全
体のビツトレートから限度がある。第１図および
第２図に示す残差励振型ボコーダの場合は
4.8Kb／SECのビツトレート帯域によるCODEC
として利用しており、上述した条件等を勘案して
LPE５の遮断周波数は1KHzに設定しつつある。

ダウンサンブラ６は０〜1KHzの低域周波数帯
における残差波形情報を入力すると、2KHzのサ
ンプリング周波数６０１でサンプリングしてこれ
を量子化／復号化器７に送出して量子化データは
残差波形低域成分として出力ライン７０１を介し
て多重化器１２に送出し、またこの量子化した残
差波形低域成分を復号化したデータは、後述する
第２図の高域再生フイルタ１４に供給されるもの
と同一の量子化誤差を含む残差波形低域成分とし
て高域再生フイルタ係数予測器８に供給さるるよ
うに配慮されている。

上述の動作において、ダウンサンブラ６は2K
Hzのサンプリング周波数６０１でLPF５の出力
をサンプリングしているが、これはＡ／Ｄコンバ
ータ１において入力音声信号１０１をサンプリン
グする8KHzのサンプリング周波数１０２の1/4に
制限し、必要とするデータヒツトの削減を図る、
いわゆるデシメート（Decimate）サンプリング
である。

LPC逆フイルタ４から出力される残差波形は
電力算出器１０にも供給される。電力算出器１０
は分析フレームごとの残差波形を入力しつつその
短時間平均電力を算出しこれを電力量子化器１１
に送出して量子化をはかつたうえこれを多重化器
１２に送出する。

このようにして、送出される電力データは入力
音声信号に対する分析フレームごとのレベルに対
応して合成させるべき音声信号のレベルを設定す
るために合成側に伝送されるが、入力音声信号の
レベルが分析期間に互つてほぼ一定であると考え
られる場合には、この出力データを算出、伝送し
なくとも差支えない。

さて、残差励振型ボコーダは、通常このように
して多重化回路１２に供給されるLPC係数デー
タ、残差波形低域成分データおよび電力データを
伝送路１２１を介して分析側から合成側に伝送
し、合成側では分析側でカツトされた残差波形高
域成分データを付与する高域再生処理を施して残
差波形を再生し、合成側におけるLPC合成フイ
ルタの係数をLPC係数データによつて設定し、
再生した残差波形で励振することによつて入力音
声信号の再生をはかつているが、このようにして
得られる従来の残差励振型ボコーダによる合成音
声の音質は残差波形の１部伝送という手段、並び
に高域再生による全残差波形の等価的再生という
方法で、通常のLPCボコーダ等に比し高品質の
ものが安定して得られるものの高域再生を合成側
で実施し、かつその方法は残差信号の低域成分を
非線形回路に印加して高調波成分を得てこれを利
用して周波数成分のみを残差波形に近似させると
いつたような周波数の単純加算の形式が一般的で
あり高域における位相再現性がなく、再生波形の
形状が入力信号波形と異なつてしまい、従つて再
生音声品質の自然性も損なわれてしまうといつた
欠点を有することは前述したとおりである。

そこで第１図に示す分析側では、次のような高
域周波数再生手段によつて分析側で高域周波数を
再生しこれを合成側に伝送している。

第１図に示す高域再生フイルタ係数予測器８お
よび係数量子下器９は後述する第２図の高域再生
フイルタ１４を形成するフイルタ係数を予測、決
定しこれを量子化データに変換して合成側に伝送
し提供するという方法で等価的に高域再生を行な
うものである。

第１図の多重化器１２は係数量子化器９から出
力ライン９０１を介して送出される高域再生フイ
ルタ係数データと出力ライン３０１、７０１およ
び１１１を介して送出される前述した各データと
を受けるとこれらの各データを適宜組合せて伝送
のための伝送符号化を行ない多重化信号として伝
送路１２１を介して第２図に示す合成側の多重分
離・復号化器１３に供給する。

多重分離・復号化器１３は分析側から伝送され
た多重化データを分離したうえでこれらを復号し
て再生したデータのうちLPC係数データは入力
ライン１６１を介してLPC合成フイルタ１６に、
残差波形低域成分データは入力ライン１４１を介
して高域再生フイルタ１４に、また高域再生フイ
ルタ係数データも入力ライン１４２を介して高域
再生フイルタ１４に、さらに電力データは入力ラ
イン１５１を介して乗算器１５に送出される。

高域再生フイルタ１４は、入力ライン１４１を
介して入力する残差波形低域成分データを入力す
るとこれを非線形素子等を利用して固定的歪を発
生する固定歪発生回路に印加して高調波成分によ
る固定歪を発生し、この高域成分と基本波成分と
しての残差波形低域成分とによる０〜3.4KHzの
帯域の周波数を有する残差周波数成分を再生す
る。次にこの周波数成分を有する固定歪発生回路
出力を線形デイジタルフイルタ、本実施例におい
てはトランスサーザルフイルタに供給し、入力ラ
イン１４２を介して分析側から供給を受ける高域
再生フイルタ係数データをタツプ係数としかつ
8KHzのサンプリング周波数１４３で上述した再
生残差周波数成分をサンプリングしつつトランス
バーサルフイルタに加えるように動作する。この
場合、8KHzのサンプリング周波数はこのトラン
スバーサルフイルタのタツプ係数として与えられ
る高域再生フイルタ係数データと同一のサンブリ
グタイムで、2KHzのサンブリグタイムで処理さ
れている固定歪発生回路の出力処理タイミングを
再設定することが目的である。このようなトラン
スバーサルフイルタにおいては、タツプ係数が第
１図のLPC逆フイルタ４の出力として与えられ
る残差波形をほぼ忠実に再現しうることにより設
定されているときは、音声電力レベルの点を除き
ほぼ残差波形を忠実に再生したトラインスバーサ
ルフイルタ出力が得られることは明らかである。
従つて入力ライン１４２を介して高域再生フイル
タの内蔵トランスバーサルフイルタのタツプ係数
として与えられるべき高域再生フイルタ係数デー
タが、上述した如くトランスバーサルフイルタの
出力が位相条件を含めほぼ忠実に残差波形に対応
するような値となるように与えられればほぼ忠実
に残差波形を合成側に再現することができる。そ
こで分析側ではこのような内容を有する高域再生
フイルタ係数データを発生し、残差波形低域成分
データとともに利用可能ビツト数の枠内で合成側
に伝送して雑差波形をほぼ忠実に再生しせめてい
る。

第１図の分析側の高域再生フイルタ係数推定器
８および係数量子化器９は、上述した目的に適合
する高域再生フイルタ係数の量子化データを発生
し多重化器１２、伝送路１２１を介して合成側に
伝送するものである。

高域再生フイルタ係数推定器８は、LPC逆フ
イルタ４の出力する残差波形と出力ライン７０２
を介して入力する量子化／復号化器７の復号化出
力、すなわち2KHzのサンプリング周波数でLPF
５の出力する残差低域成分をデシメートサンプリ
ングしたダウンサンブラ６の出力するダウンサン
ブル波形とを受けこれらの相互相関を介して次に
述べるように第２図の合成側の高域再生フイルタ
の内蔵トランスバーサンフイルタのタツプ係数と
して付与すべき高域再生フイルタ係数を推定する
ものである。

高域再生フイルタ係数推定器８は、第２図に示
す高域再生フイルタ１４の内蔵するトランスバー
サルフイルタのフイルタ特性演算回路、固定歪発
生器のほか相互相関演算回路、サンプリングレー
ト変換演算回路等を備え、残差波形とダウンサン
プル波形の２入力を供給されて高域再生フイルタ
係数の、いわゆるフオワード（forward）的推定
を実施する。

高域再生フイルタ係数推定器８はまず、入力す
るダウンサンプル波形に対し高域再生フイルタ１
４の内蔵する固定歪発生器と同一の固定歪発生器
の発生する固定歪によつて高域成分を付与する。
この固定歪はLPF５によつてカツトされた1KHz
〜3.4KHzの周波数成分を含むものであり、1KHz
以下の周波数成分を含むダウンサンプラ波形を予
め設定する非線形特性を有する非線形回路に印加
して得られる各高周波成分のレベル等化、周波数
範囲設定を経て得られるものである。

このようにして高域成分を付与されたダウンサ
ンプラ波形は、０〜3.4KHzの残差波形と同じ周
波数帯域をもつ信号に変換されるが、この周波数
帯域のうち０〜1KHzの範囲のスペクトルは明ら
かに残差波形のスペクトルと同じであり、またダ
ウンサンプル波形も周波数範囲は1KHzを最高周
波数とするものの、ピツチ情報はほぼ残差波形の
ピツチ情報を保存しており、従つてこれに1KHz
〜3.4KHzの高域周波数成分を固定歪によつて付
与されたものもほぼ残差波形のピツチ情報と、同
一の周波数成分を有する。この周波数成分のうち
０〜1KHzに関する周波数スペクトルは残差波形
と固定歪付与した合成残差波形のいずれでも同じ
であるが、高域周波数成分の周波数スペクトルに
ついては両者に位相差があり、この位相差は合成
残差波形と残差波形の時間的位置ずれとなつて現
われる。

合成側の高域再生フイルタ１４は、基本的には
上述した合成残差波形から残差波形に最もよく近
似せしめた出力を得ることができるトランスバー
サルフイルタとすればよく、合成波形自体は分析
側から伝送される残差波形低域成分データから上
述した手法と同様にして容易に発生することがで
出来るので、これを入力としてこの合成波形を残
差信号と最もよく近似せしめて出力するレスポン
ス特性を有するように構成されたトランスバーサ
ルフイルタとなさしめるためのタツプ係数を分析
側から合成側に送出することによつて、残差波形
をほぼ忠実に再生することが可能となるが、この
内容は分析側で次のように実施される。

高域再生フイルタ係数推定器８は、ダウンサン
プラ波形に固定歪を与えて０〜3.4KHzの周波数
帯域をもつ合成波形を得ると、次にこの合成波形
をサンプリングレート変換回路によつて8KHzの
サンプリングデータに変換し、こうして残差波形
と同一のサンプリングレートによるデータとなつ
た合成波形との相関を相互相関演算回路によつて
分析フレームごとにとる。この相互相関は相関を
とるべき２つの波形のいずれか一方、たとえば合
成残差波形を他の残差波形に対して時間的にシフ
トしつつ行ない、最大の相関値を得たときの合成
残差波形と残差波形との位相差を求めることによ
り前述した合成残差波形の高域周波数と残差波形
との位相差を知る。次にこの位相差に対応してセ
ンタータツプ位置からのタツプ遅れにおけるタツ
プ位置を基準タツプ位置とし、上述した位相差の
条件を含め合成波形の周波数特性を残差波形の周
波数特性にほぼ一致するように変換せしめて出力
するようにトランスバーサルフイルタをフイルタ
特性演算回路によつて演算、推定しこのトランス
バーサルフイルタのタツプ係数を係数量子化器９
を介して量子化して高域再生フイルタ係数データ
として出力ライン９０１、多重化器１２および伝
送路１２１を介して分析フレームごとに分析側か
ら合成側に送出する。

合成側では、このようにして伝送された高域再
生フイルタ係数データを多重分離・復号化器１３
および出力ライン１４２を介して高域再生フイル
タ１４に供給する。高域再生フイルタ１４はまた
出力ライン１４１を介して残差波形低域成分デー
タを入力する。高域再生フイルタ１４は、固定歪
発生器、サンプリングレート変更回路、トランス
バーサルフイルタ等を備え、入力した分析フレー
ムごとの残差波形低域成分データをまず固定歪発
生器に印加して1KHz〜3.4KHzの高域周波数成分
を付与し、さらにサンプリングレート変換回路に
よつて8KHzサンプリング周波数１４３を利用し
8KHzのサンブルデータに変換したのち内蔵トラ
ンスバーサルフイルタの入力として供給する。こ
のトランスバーサルフイルタは分析側から伝送さ
れた高域再生フイルタ係数をタツプ係数とし、分
析側で抽出した残差波形と合成残差波形との位相
差に対応するタツプ遅れのタツプ位置を基準タツ
プ位置とし8KHzサンプリング周波数１４３で動
作せしめられつつ、分析フレームことに再生残差
波形として出力しこれを出力ライン１４４を介し
て乗算器１５に入力する。

乗算器１５には入力ライン１５１を介して電力
データも供給され、乗算器１５は分析フレームご
との電力データで再成残差波形のレベル修正をは
かりこれをLPC合成フイルタ１６に音源情報と
して供給し、入力ライン１６１を介して入力する
LPC係数データをフイルタ係数とするLPC合成
フイルタ１６を励振して入力信号をデイジタル的
に再生し、これをＤ／Ａコンバータ１７によつて
アナログ量に変換して出力端子１０１に出力す
る。

このようにして忠実な残差波形による励振を可
能とした残差波形型ボコーダの動作が実現できる
こととなる。

本発明は、従来合成側で高域再生を行なつてい
た残差励振型ボコーダにおける高域再手段を分析
側に有するようにした点に基本的特徴を示すもの
であり、第１図および第２図によつて示す本発明
の実施例の変形も種種考えられる。

たとえば第１図に示す分析側において、LPF
５は1KHzを遮断周波数とするLPFとしているが、
これは直流成分零ヘルツから予め設定するほぼ直
流成分に近い範囲を遮断する帯域フイルタとして
も同様に実施しうることは明らかである。

また、高域再生フイルタ係数推定器８、係数量
子化器９、および高域再生フイルタ１４等によつ
て再生される残差波形は、分析側によつて入力し
た残差波形とLPF５の出力を利用するダウンサ
ンプル波形との相互相関係数を介した推定によつ
て得られる残差データを分析側に供給することに
よつて得るというForward的推定手段にもとづ
いているが、これをForward的推定手段以外の
他の手段、たとえばダウンサンプル波形を固定歪
発生器に印加して得られる合成残差波形をトラン
スバーサルフイルターに加え、そのタツプ係数を
制御しつつ原残差波形とこのトランバーサルフイ
ルタ出力との相関をとりながらこの相関値が最大
となるように制御したトランスバーサルフイルタ
の係数を合成側に送出するといつたいわゆる閉ル
ープ的推定手段にもとづいて実施してもよく、以
上はすべて本発明の主旨を損なうことなくいずれ
も容易に実施しうるものである。

以上説明した如く本発明によれば、残差励振型
ボコーダにおいて、分析側に高域再生手段を設け
ることにより原残差波形に極めてよく近似した再
生残差波形を合成し、従つて音質劣化を大幅に改
善しうる残差励振型ボコーダが実現できるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による残差励振ボコーダの分析
側の一実施例を示すブロツク図、第２図は本発明
の残差励振ボコーダの合成側の一実施例を示すブ
ロツク図である。 １……Ａ／Ｄコンバータ、２……LPC分析器、
３……量子化／復号化器、４……LPC逆フイル
タ、５……LPF、６……ダウンサンプラ、７…
…量子化／復号化器、８……高域再生フイルタ係
数推定器、９……係数量子化器、１０……電力算
出器、１１……電力量子化器、１２……多重化
器、１３……多重分離・復号化器、１４……高域
再生フイルタ、１５……乗算器、１６……LPC
合成フイルタ、１７……Ｄ／Ａコンバータ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 残差励振型ボコーダにおいて、入力音声信号
   の残差波形の高域周波数成分を再生する高域再生
   フイルタを合成側に備え、前記高域再生フイルタ
   のフイルタ係数を分析側で推定して合成側に伝送
   する高域周波数再生手段を備えて成ることを特徴
   とする残差励振型ボコーダ。