JPH0431233B2 - - Google Patents
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- JPH0431233B2 JPH0431233B2 JP59071941A JP7194184A JPH0431233B2 JP H0431233 B2 JPH0431233 B2 JP H0431233B2 JP 59071941 A JP59071941 A JP 59071941A JP 7194184 A JP7194184 A JP 7194184A JP H0431233 B2 JPH0431233 B2 JP H0431233B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0135—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving interpolation processes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0102—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving the resampling of the incoming video signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、デイジタル信号の変換に関し、特に
異なるテレビジヨン標準方式の異なるサンプル周
波数間のサンプル周波数変換装置に関する。
異なるテレビジヨン標準方式の異なるサンプル周
波数間のサンプル周波数変換装置に関する。
第1のクロツク周波数で標本化されたテレビジ
ヨン信号から第2のクロツク周波数で標本化され
たテレビジヨン信号に変換するための、線形、2
乗および3乗の補間器は、ケー・エイチ・パワー
ズ(K.H.Powers)の名前で1981年2月2日に出
願された米国特許出願第230384号、1981年5月11
日に出願された米国特許出願第262619号、1982年
8月26日に出願された米国特許出願第411907号、
同第411905号、および同第411906号に開示されて
いる。これらの出願は、以下の説明においてパワ
ーズの出願として参照する。これらの出願におい
ては、信号源の2,3もしくは4個の連続するサ
ンプルを使う変換方法および対応する変換装置が
説明されている。また、これらの出願において
は、2つの信号のクロツク周波数の比、F1/F2
が分数M/2rに等しい場合において、サンプル周
波数の変換を実行するための簡単化された装置が
開示されている。ここで、Mおよびrは任意の整
数である。該装置は、乗算のアルゴリズムをシフ
ト・レジスタおよび加算器によつて論理的に実現
することができることによつて簡単化されたもの
である。これらの出願では、テレビジヨン信号に
ついて、比F1/F2の近似をM/2rによつて行なう
ことが記載されている。ここで、Mおよびrは比
較的小さな整数である。NTSC標準方式の副搬送
波周波数の4倍(すなわち、4×SC)で標本化
されたビデオ信号を、国際無線通信諮問委員会
(CCIR)が提案する13.5MHzの世界標準方式のデ
イジタル周波数で標本化された信号に変換する場
合、その比は、 F1/F2=14.318/13.500=910/858=35/3317/16
(1) であり、同様に、PAL標準方式の信号を13.5MHz
の標準方式の信号に変換する場合、その比は、 F1/F2=17.734/13.5001135/86421/16 (2) である。
ヨン信号から第2のクロツク周波数で標本化され
たテレビジヨン信号に変換するための、線形、2
乗および3乗の補間器は、ケー・エイチ・パワー
ズ(K.H.Powers)の名前で1981年2月2日に出
願された米国特許出願第230384号、1981年5月11
日に出願された米国特許出願第262619号、1982年
8月26日に出願された米国特許出願第411907号、
同第411905号、および同第411906号に開示されて
いる。これらの出願は、以下の説明においてパワ
ーズの出願として参照する。これらの出願におい
ては、信号源の2,3もしくは4個の連続するサ
ンプルを使う変換方法および対応する変換装置が
説明されている。また、これらの出願において
は、2つの信号のクロツク周波数の比、F1/F2
が分数M/2rに等しい場合において、サンプル周
波数の変換を実行するための簡単化された装置が
開示されている。ここで、Mおよびrは任意の整
数である。該装置は、乗算のアルゴリズムをシフ
ト・レジスタおよび加算器によつて論理的に実現
することができることによつて簡単化されたもの
である。これらの出願では、テレビジヨン信号に
ついて、比F1/F2の近似をM/2rによつて行なう
ことが記載されている。ここで、Mおよびrは比
較的小さな整数である。NTSC標準方式の副搬送
波周波数の4倍(すなわち、4×SC)で標本化
されたビデオ信号を、国際無線通信諮問委員会
(CCIR)が提案する13.5MHzの世界標準方式のデ
イジタル周波数で標本化された信号に変換する場
合、その比は、 F1/F2=14.318/13.500=910/858=35/3317/16
(1) であり、同様に、PAL標準方式の信号を13.5MHz
の標準方式の信号に変換する場合、その比は、 F1/F2=17.734/13.5001135/86421/16 (2) である。
(1)式および(2)式とも、近似された比は、所望の
形式M/2rで表わされることが分る。ここで、M
は17((1)式)もしくは21((2)式)であり、rは4で
ある。
形式M/2rで表わされることが分る。ここで、M
は17((1)式)もしくは21((2)式)であり、rは4で
ある。
このように簡単化された近似によつて変換を行
なうと、小さな幾何学的な画像歪みが発生する。
先に示した例の場合、NTSC方式からの変換によ
つては0.18%の画像ストレツチが生じ、PAL方式
の信号からの変換によつては0.16%のスキユーと
0.09%のストレツチが生ずる。これらの歪みが、
カメラおよび受像管の調整の許容範囲内にある場
合はよい。また、同様な歪みを有する変換が続く
ような場合を除けば無視してよいかも知れない。
なうと、小さな幾何学的な画像歪みが発生する。
先に示した例の場合、NTSC方式からの変換によ
つては0.18%の画像ストレツチが生じ、PAL方式
の信号からの変換によつては0.16%のスキユーと
0.09%のストレツチが生ずる。これらの歪みが、
カメラおよび受像管の調整の許容範囲内にある場
合はよい。また、同様な歪みを有する変換が続く
ような場合を除けば無視してよいかも知れない。
乗算器の数が少なくてすむような構成の装置を
提供すること、および画像の歪みを生ずることな
く簡単な構成を実現するための近似方法を使うこ
とが望ましい。
提供すること、および画像の歪みを生ずることな
く簡単な構成を実現するための近似方法を使うこ
とが望ましい。
変換装置は、第1の周波数で標本化された信号
を第2の周波数で標本化された第2の信号に変換
する。本発明の原理によると、第2の信号の各サ
ンプルの値は、第1の信号の4つのサンプルから
補間される。第1の信号の第1,第2,第3およ
び第4の時間的に連続するサンプルは、第1の信
号源に結合された遅延手段を介して供給される。
該遅延手段に結合された加算手段は、第1および
第4のサンプルを加え合わせて第1の合計信号を
発生する。入力信号のサンプルの重み付けされた
値を発生するために3つの乗算手段が使われる。
遅延手段に結合される第1の乗算手段は、第2の
サンプルに蓄積係数を掛けて第1の積信号を発生
する。同様に、遅延手段に結合される第2の乗算
手段は、第3のサンプルに蓄積係数を掛けて第2
の積信号を発生する。加算手段に結合される第3
の乗算手段は、前記第1の合計信号に蓄積係数を
掛けて第3の積信号を発生する。第1,第2およ
び第3の乗算手段に結合される合成手段は、前記
第1,第2,および第3の積信号を合成し、補間
値を有する第2の信号のサンプルを発生する。
を第2の周波数で標本化された第2の信号に変換
する。本発明の原理によると、第2の信号の各サ
ンプルの値は、第1の信号の4つのサンプルから
補間される。第1の信号の第1,第2,第3およ
び第4の時間的に連続するサンプルは、第1の信
号源に結合された遅延手段を介して供給される。
該遅延手段に結合された加算手段は、第1および
第4のサンプルを加え合わせて第1の合計信号を
発生する。入力信号のサンプルの重み付けされた
値を発生するために3つの乗算手段が使われる。
遅延手段に結合される第1の乗算手段は、第2の
サンプルに蓄積係数を掛けて第1の積信号を発生
する。同様に、遅延手段に結合される第2の乗算
手段は、第3のサンプルに蓄積係数を掛けて第2
の積信号を発生する。加算手段に結合される第3
の乗算手段は、前記第1の合計信号に蓄積係数を
掛けて第3の積信号を発生する。第1,第2およ
び第3の乗算手段に結合される合成手段は、前記
第1,第2,および第3の積信号を合成し、補間
値を有する第2の信号のサンプルを発生する。
既に述べたように、先のパワーズの出願におい
ては、第1のクロツク周波数(すなわち、F1)
で標本化された第1のデイジタル・テレビジヨン
信号から第2のクロツク周波数(すなわち、F2)
で標本化された第2の信号に、線形および2乗法
を使つて変換するための装置が開示されている。
先の(1)式で示されるように、NTSC方式から世界
中のデイジタル標準方式に変換するためのF1と
F2の比の分数35/33に約分される。本発明は、パ
ワーズの出願のサンプル周波数変換装置に対応す
る別の構成の装置を提供するものである。本発明
の構成によると、サンプル周波数の変換装置を実
現するために、乗算器が3個だけ必要である。こ
の簡単な実現方法は、画像の歪みの問題を生ずる
ことなく達成することができる。
ては、第1のクロツク周波数(すなわち、F1)
で標本化された第1のデイジタル・テレビジヨン
信号から第2のクロツク周波数(すなわち、F2)
で標本化された第2の信号に、線形および2乗法
を使つて変換するための装置が開示されている。
先の(1)式で示されるように、NTSC方式から世界
中のデイジタル標準方式に変換するためのF1と
F2の比の分数35/33に約分される。本発明は、パ
ワーズの出願のサンプル周波数変換装置に対応す
る別の構成の装置を提供するものである。本発明
の構成によると、サンプル周波数の変換装置を実
現するために、乗算器が3個だけ必要である。こ
の簡単な実現方法は、画像の歪みの問題を生ずる
ことなく達成することができる。
クロツク周波数の比が次式(3)で表わされるもの
と仮定すると、 F1/F2=35/33 (3) 第1の周波数(F1)における35個のサンプル
から成る1つのブロツクは、第2の周波数(F2)
における33個のサンプルから成る1つのブロツク
としての同一の時間間隔を占有する。サンプルが
比較的小さなブロツクに分割されるように、サン
プルの総数を選択することによつて、変換を実行
するために必要な信号の処理量は相当減少させる
ことができる。デイジタル信号源が、F1なる周
波数で標本化されている場合、F2なる周波数で
標本化される信号を発生するためには、そのブロ
ツクの両端のサンプル以外は第2の信号全てにつ
いて何らかの補間が必要となる。
と仮定すると、 F1/F2=35/33 (3) 第1の周波数(F1)における35個のサンプル
から成る1つのブロツクは、第2の周波数(F2)
における33個のサンプルから成る1つのブロツク
としての同一の時間間隔を占有する。サンプルが
比較的小さなブロツクに分割されるように、サン
プルの総数を選択することによつて、変換を実行
するために必要な信号の処理量は相当減少させる
ことができる。デイジタル信号源が、F1なる周
波数で標本化されている場合、F2なる周波数で
標本化される信号を発生するためには、そのブロ
ツクの両端のサンプル以外は第2の信号全てにつ
いて何らかの補間が必要となる。
第1図を参照すると、波形f(t)は、一連のサン
プルfo-1,fo,fo+1,fo+2なる一連のサンプルを示
す。連続するサンプル値(すなわち、fo+1および
fo,foおよびfo-1,fo+2およびfo+1の各々)を結ぶ
直線410,412,414は、アナログ波形f
(t)の直線近似を表わし、gn-1′,gn′およびgn+1′
の符号の付いた一連のサンプルは、13.5MHz
(F2)のクロツク周波数で直線補間されたサンプ
ルを表わす。一般に、すぐ前のサンプルfoおよび
次のサンプルfo+1の間の区間に生ずるm番目の直
線補間された出力サンプルの値gn′は次式で表わ
される。
プルfo-1,fo,fo+1,fo+2なる一連のサンプルを示
す。連続するサンプル値(すなわち、fo+1および
fo,foおよびfo-1,fo+2およびfo+1の各々)を結ぶ
直線410,412,414は、アナログ波形f
(t)の直線近似を表わし、gn-1′,gn′およびgn+1′
の符号の付いた一連のサンプルは、13.5MHz
(F2)のクロツク周波数で直線補間されたサンプ
ルを表わす。一般に、すぐ前のサンプルfoおよび
次のサンプルfo+1の間の区間に生ずるm番目の直
線補間された出力サンプルの値gn′は次式で表わ
される。
gn′=fo+m′/33(fo+1−fo) (4)
ここで、m′は0から32まで変化し、補間され
たサンプルgn′のfoおよびfo+1間の区間における補
間されたサンプルgn′の分数位置を表わす。(4)式
で定義される演算は、2つの加算および1つの乗
算から成る。
たサンプルgn′のfoおよびfo+1間の区間における補
間されたサンプルgn′の分数位置を表わす。(4)式
で定義される演算は、2つの加算および1つの乗
算から成る。
第2図を参照すると、2つの異なるサンプル周
波数F1およびF2で標本化されたサンプルの時間
軸上の位置を表わす一組の点が示されている。水
平軸は時間を表わす。ラインaの長さは35ユニツ
トの長さで、各マークは周波数F1でのサンプル
時刻を表わす。0から34までのサンプルは、テ
レビジヨンの伝送において順次発生する入力テレ
ビジヨン信号におけるデータの1ブロツクに対応
し、サンプル35は次のブロツクの最初のサンプ
ルである。ラインbのサンプルのブロツクは、異
なる周波数、すなわちF2での出力信号のサンプ
ルを表わす。ラインbは34ユニツトの長さであ
る。最初の33サンプルは、周波数F2における
サンプルの1ブロツクを表わし、周波数F1にお
けるサンプルの1ブロツクと時間軸上対応する。
ラインbのサンプル33は次のブロツクの最初の
サンプルであつて、ラインaのサンプル35と時
間軸上対応する。ラインbのクロツク系に従つて
信号を発生させるためには、何らかの補間が必要
なことが分る。例えば、第2図aのサンプル0は
第2図bのサンプル0と一致し、ラインaのサン
プル0と1との間にラインbのサンプルはない。
ラインbのサンプル1はラインaのサンプル1と
2の間にある。また、ラインbのサンプル2はラ
インaのサンプル2と3の間にあり、以下ライン
bのサンプル17まで同様である。ラインbのサ
ンプル17はラインaのサンプル18とほぼ一致
する。次いで、ラインbのサンプル18はライン
aのサンプル19と20の間にある。また、ライ
ンbのサンプル19はサンプル20と21の間に
あり、以下ラインaのサンプル33と34の間に
あるラインbのサンプル32まで同様である。
波数F1およびF2で標本化されたサンプルの時間
軸上の位置を表わす一組の点が示されている。水
平軸は時間を表わす。ラインaの長さは35ユニツ
トの長さで、各マークは周波数F1でのサンプル
時刻を表わす。0から34までのサンプルは、テ
レビジヨンの伝送において順次発生する入力テレ
ビジヨン信号におけるデータの1ブロツクに対応
し、サンプル35は次のブロツクの最初のサンプ
ルである。ラインbのサンプルのブロツクは、異
なる周波数、すなわちF2での出力信号のサンプ
ルを表わす。ラインbは34ユニツトの長さであ
る。最初の33サンプルは、周波数F2における
サンプルの1ブロツクを表わし、周波数F1にお
けるサンプルの1ブロツクと時間軸上対応する。
ラインbのサンプル33は次のブロツクの最初の
サンプルであつて、ラインaのサンプル35と時
間軸上対応する。ラインbのクロツク系に従つて
信号を発生させるためには、何らかの補間が必要
なことが分る。例えば、第2図aのサンプル0は
第2図bのサンプル0と一致し、ラインaのサン
プル0と1との間にラインbのサンプルはない。
ラインbのサンプル1はラインaのサンプル1と
2の間にある。また、ラインbのサンプル2はラ
インaのサンプル2と3の間にあり、以下ライン
bのサンプル17まで同様である。ラインbのサ
ンプル17はラインaのサンプル18とほぼ一致
する。次いで、ラインbのサンプル18はライン
aのサンプル19と20の間にある。また、ライ
ンbのサンプル19はサンプル20と21の間に
あり、以下ラインaのサンプル33と34の間に
あるラインbのサンプル32まで同様である。
(4)式の直線近似の手法による補間では、補間プ
ロセスにおいて相当の誤差が発生する。再び第1
図を参照すると、gn′の値の誤差は、時間mにお
ける曲線波形f(t)の値と直線410上のfo+1およ
びfo間の点gn′の値との差に等しい。この誤差は、
補間結果が入力波形と同じレベル数に量子化され
る場合には特に小さいものとなる。この誤差は、
入力波形の最大のくぼみの点で最大となる傾向が
あり、第1図に示されるように、くぼみの内側方
向に向つての誤差である。このような誤差は、画
像の一様な(一定レベル)領域もしくは直線的に
変化する領域では生じず、勾配の変化する付近
(上方向のくぼみあるいは下方向のくぼみ)での
み発生する。従つて、補間による誤差は高精細も
しくは高速に変化するエツジ領域でのみ発生す
る。この誤差の実質的な影響は、くぼみを減少さ
せ、画像のエツジをやわらげることである。
ロセスにおいて相当の誤差が発生する。再び第1
図を参照すると、gn′の値の誤差は、時間mにお
ける曲線波形f(t)の値と直線410上のfo+1およ
びfo間の点gn′の値との差に等しい。この誤差は、
補間結果が入力波形と同じレベル数に量子化され
る場合には特に小さいものとなる。この誤差は、
入力波形の最大のくぼみの点で最大となる傾向が
あり、第1図に示されるように、くぼみの内側方
向に向つての誤差である。このような誤差は、画
像の一様な(一定レベル)領域もしくは直線的に
変化する領域では生じず、勾配の変化する付近
(上方向のくぼみあるいは下方向のくぼみ)での
み発生する。従つて、補間による誤差は高精細も
しくは高速に変化するエツジ領域でのみ発生す
る。この誤差の実質的な影響は、くぼみを減少さ
せ、画像のエツジをやわらげることである。
元のサンプル値foが得られる波形f(t)のくぼみ
から生ずる補間誤差は、2つのサンプル点の代り
に4つのサンプル点を使う場合の如く、より多く
の囲りの点から得られる情報を使うことによつて
相当減少させることができる。これは、サンプル
点foおよびfo-1とfo+1およびfo+2間にそれぞれ形成
される直線近似の延長線412および414を使
うことによつて実現できる。F2のクロツク周波
数で新らしいサンプルgn′の生じる時間mがサン
プルfoの時間に非常に近い所で発生し得ることが
分ると、時間mでの新らしいサンプルの推定値
gnを決定する際に、直線412上の近似値gn″も
しくは直量414上の近似値gnに与えるべき
重みは、サンプルgnの時間がサンプルfoもしくは
fo+1のいずれに近いかに依存することが分る。
から生ずる補間誤差は、2つのサンプル点の代り
に4つのサンプル点を使う場合の如く、より多く
の囲りの点から得られる情報を使うことによつて
相当減少させることができる。これは、サンプル
点foおよびfo-1とfo+1およびfo+2間にそれぞれ形成
される直線近似の延長線412および414を使
うことによつて実現できる。F2のクロツク周波
数で新らしいサンプルgn′の生じる時間mがサン
プルfoの時間に非常に近い所で発生し得ることが
分ると、時間mでの新らしいサンプルの推定値
gnを決定する際に、直線412上の近似値gn″も
しくは直量414上の近似値gnに与えるべき
重みは、サンプルgnの時間がサンプルfoもしくは
fo+1のいずれに近いかに依存することが分る。
補間値gnを計算するためには、gn″の値は入力
サンプルfoとサンプルfoおよびfo-1の差の増分を
加えた値に等しいものとして選ばれる。従つて、 gn″=fo+m′/33(fo−fo-1) (5) ここで、m′は(4)式に関連して説明したものと
同じである。
サンプルfoとサンプルfoおよびfo-1の差の増分を
加えた値に等しいものとして選ばれる。従つて、 gn″=fo+m′/33(fo−fo-1) (5) ここで、m′は(4)式に関連して説明したものと
同じである。
同様に、直線414の延長上のgnの値は、
既値fo+1に、fo+1およびfo+2間のサンプル値の差に
1からgn″を決定するために使われる増分を引い
たものを掛けた値を加えることによつて決定され
る。従つて、 gn=fo+1+33−m′/33(fo+1−fo+2) (6) (4),(5)および(6)式におけるm′の値は次式を使
つて選ぶことができる。
既値fo+1に、fo+1およびfo+2間のサンプル値の差に
1からgn″を決定するために使われる増分を引い
たものを掛けた値を加えることによつて決定され
る。従つて、 gn=fo+1+33−m′/33(fo+1−fo+2) (6) (4),(5)および(6)式におけるm′の値は次式を使
つて選ぶことができる。
m′=(m×(35−33)) モジユロ (7)
ここで、mは出力サンプル中の所定ブロツク内
の計数値を表わす。
の計数値を表わす。
新しいサンプルgnの値はgn′,gn″,gnに与
えられる重みによつて決定されることが明らかで
ある。gn′,gn″およびgnの各々に対して与え
られる重み付け定数の値によつて、補間関数のく
ぼみは増加したり減少したりする。従つて、急激
な変化が増強されるように、すなわち、テレビジ
ヨン画面の遷移すなわちエツジが強調されもしく
はやわらげられるように、補間値の重み付けは2
乗補間によつて行なわれる。
えられる重みによつて決定されることが明らかで
ある。gn′,gn″およびgnの各々に対して与え
られる重み付け定数の値によつて、補間関数のく
ぼみは増加したり減少したりする。従つて、急激
な変化が増強されるように、すなわち、テレビジ
ヨン画面の遷移すなわちエツジが強調されもしく
はやわらげられるように、補間値の重み付けは2
乗補間によつて行なわれる。
本発明の1つの特徴に従つて、2乗補間サンプ
ルgn′についての強調因子(すなわち、重み付
け)は1/2が選択され、従つて、gnは次のように
なる。
ルgn′についての強調因子(すなわち、重み付
け)は1/2が選択され、従つて、gnは次のように
なる。
gn=1/2gn′+1/2(33−m′/33gn″+m′/33
gn(8) (8)式から分るように、gn″およびgnの値は、
それらの係数を加えると1になるように重み付け
される。従つて、(8)式からgnはgn′なる補間サン
プルの1/2と重み付けされたgn″およゅgnなる
サンプルの1/2とを加えたものに等しい。(8)式は、
(4),(5)および(6)式を(8)式に代入することによつ
て、f(t)サンプル、すなわちfo-1,fo,fo+1およ
びfo+2の項で表現することができる。gnは次のよ
うになる。
gn(8) (8)式から分るように、gn″およびgnの値は、
それらの係数を加えると1になるように重み付け
される。従つて、(8)式からgnはgn′なる補間サン
プルの1/2と重み付けされたgn″およゅgnなる
サンプルの1/2とを加えたものに等しい。(8)式は、
(4),(5)および(6)式を(8)式に代入することによつ
て、f(t)サンプル、すなわちfo-1,fo,fo+1およ
びfo+2の項で表現することができる。gnは次のよ
うになる。
gn=−m′(33−m′)/2×332fo-1+2×332−33m
′−m′2/2×332fo +99m′−m′2/2×332fo+1−m′(33−m′)/2
×332fo+2(9) (9)式をよく見ると、fo-1およびfo+2の係数の等
しいことが分る。従つて、係数を掛ける前に、サ
ンプルfo-1およびfo+2は加え合わすことができ乗
算器を1個省略することができる。
′−m′2/2×332fo +99m′−m′2/2×332fo+1−m′(33−m′)/2
×332fo+2(9) (9)式をよく見ると、fo-1およびfo+2の係数の等
しいことが分る。従つて、係数を掛ける前に、サ
ンプルfo-1およびfo+2は加え合わすことができ乗
算器を1個省略することができる。
第3図を参照すると、(9)式を実現するための回
路のブロツク図が示されている。第3図の補間器
は3つだけの乗算器を使つて構成されている点に
利点がある。また、この第3図の補間器は、4個
の乗算器を使つて構成される前述のパワーズ
(Powers)の出願の第14図の実施例に対応する
ものである。
路のブロツク図が示されている。第3図の補間器
は3つだけの乗算器を使つて構成されている点に
利点がある。また、この第3図の補間器は、4個
の乗算器を使つて構成される前述のパワーズ
(Powers)の出願の第14図の実施例に対応する
ものである。
第3図において、入力信号は、入力端子201
を介して遅延要素203および同期すなわちタイ
ミング回路205の入力に供給される。同期発生
器205は、出力用クロツク周波数を発生し、33
個の出力サンプルから成る各ブロツク内の現在の
計数値(m)を得るために出力クロツクを計数するた
めのカウンタを含んでいる。遅延要素203は、
入力信号を一定量遅延させて、遅延信号fo+1を発
生する。この遅延信号は入力信号をfo+2とする遅
延信号fo+1を発生する。遅延信号fo+1は、遅延要
素207および209に供給され、それぞれ遅延
信号foおよびfo-1をそれぞれ発生させる。信号
fo-1およびfo+2は、重み付け係数を掛ける前に加
算器211に供給されて加算される。加算器21
1からの出力および信号fo+1とfoは、乗算器21
3,215および217にそれぞれ供給される。
同期発生器205からの出力は、出力用クロツク
の計数値から得られる信号mであつて、33個のサ
ンプルから成る各クロツク内において補間される
サンプルの位置を示すものである。発生器219
は、(7)式に従つて入力mに基づいてm′を発生す
る。発生器219からの出力は、乗算器ROM2
21をアドレスするために使われる並列出力であ
る。ROM221内のルツクアツプ・テーブルに
よつて、第4図に従つて係数an,bnおよびcnが
与えられる。第4図において、係数an,bnおよ
びcnは(9)式のfo,fo+1およびfo+2+fo-1の係数にそ
れぞれ対応する。これらの係数は、m′のそれぞ
れの値について第4図の表に示されている。乗算
器215および217からの出力は加算器223
で加算され、乗算器213および加算器223か
らの出力は減算器225で差をとられる。減算器
225からの出力は補間値gnである。
を介して遅延要素203および同期すなわちタイ
ミング回路205の入力に供給される。同期発生
器205は、出力用クロツク周波数を発生し、33
個の出力サンプルから成る各ブロツク内の現在の
計数値(m)を得るために出力クロツクを計数するた
めのカウンタを含んでいる。遅延要素203は、
入力信号を一定量遅延させて、遅延信号fo+1を発
生する。この遅延信号は入力信号をfo+2とする遅
延信号fo+1を発生する。遅延信号fo+1は、遅延要
素207および209に供給され、それぞれ遅延
信号foおよびfo-1をそれぞれ発生させる。信号
fo-1およびfo+2は、重み付け係数を掛ける前に加
算器211に供給されて加算される。加算器21
1からの出力および信号fo+1とfoは、乗算器21
3,215および217にそれぞれ供給される。
同期発生器205からの出力は、出力用クロツク
の計数値から得られる信号mであつて、33個のサ
ンプルから成る各クロツク内において補間される
サンプルの位置を示すものである。発生器219
は、(7)式に従つて入力mに基づいてm′を発生す
る。発生器219からの出力は、乗算器ROM2
21をアドレスするために使われる並列出力であ
る。ROM221内のルツクアツプ・テーブルに
よつて、第4図に従つて係数an,bnおよびcnが
与えられる。第4図において、係数an,bnおよ
びcnは(9)式のfo,fo+1およびfo+2+fo-1の係数にそ
れぞれ対応する。これらの係数は、m′のそれぞ
れの値について第4図の表に示されている。乗算
器215および217からの出力は加算器223
で加算され、乗算器213および加算器223か
らの出力は減算器225で差をとられる。減算器
225からの出力は補間値gnである。
第4図をよく見ると、係数anは、サンプル0
について1で始まり、サンプル16の49/1089ま
で減少し、サンプル17で1072/1089となり、サ
ンプル32の97/1089まで減少する。一方、係数
bnはサンプル0について0で始まり、サンプル
16で1072/1089に増加し、サンプル17で49/10
89となり、次いでサンプル32で1054/1089まで
増加する。次のデータ・ブロツクの最初のサンプ
ルであるサンプル33でanおよびbnの値は入れ
代わる。この入れ代わりは、サンプルの1ブロツ
クの終りにおいて、新らしい補間値gnは、foおよ
びfo+1なるサンプルの間にあるのではなく、古い
fo+1およびfo+2なるサンプルの間にあるという事
実を反映するものである。第3図の遅延要素20
3,207および209は、ハードウエアの構成
が各ブロツク毎にこのサンプル点の変動を補償す
ることができるように、FIFO型のバツフアであ
る。先に述べたように、foの値は出力サンプル
gn′の値に基づいて選択される。すなわち、mは
出力サンプルの計数値を表わすことを理解すべき
である。
について1で始まり、サンプル16の49/1089ま
で減少し、サンプル17で1072/1089となり、サ
ンプル32の97/1089まで減少する。一方、係数
bnはサンプル0について0で始まり、サンプル
16で1072/1089に増加し、サンプル17で49/10
89となり、次いでサンプル32で1054/1089まで
増加する。次のデータ・ブロツクの最初のサンプ
ルであるサンプル33でanおよびbnの値は入れ
代わる。この入れ代わりは、サンプルの1ブロツ
クの終りにおいて、新らしい補間値gnは、foおよ
びfo+1なるサンプルの間にあるのではなく、古い
fo+1およびfo+2なるサンプルの間にあるという事
実を反映するものである。第3図の遅延要素20
3,207および209は、ハードウエアの構成
が各ブロツク毎にこのサンプル点の変動を補償す
ることができるように、FIFO型のバツフアであ
る。先に述べたように、foの値は出力サンプル
gn′の値に基づいて選択される。すなわち、mは
出力サンプルの計数値を表わすことを理解すべき
である。
4桁の(10進)数で表現される第4図の係数
は、十分なる精度でgnサンプルを計算するため
には、乗算器入力として10ビツト以上の精度を必
要とする。しかしながら、出力サンプルは変換後
8ビツトに初捨てて丸められるので、もし係数が
ルツクアツプROMで8ビツトの精度に丸められ
ると、補間誤差は余り減じられないだろう(±1
量子誤差)。この丸めは、係数に256を掛け、最も
近い整数に丸め、その結果を256で割ることによ
つて第4図の各係数について行なうことができ
る。例えば、mが10の場合、8ビツトの丸め係数
anは最初に次のように得られる。
は、十分なる精度でgnサンプルを計算するため
には、乗算器入力として10ビツト以上の精度を必
要とする。しかしながら、出力サンプルは変換後
8ビツトに初捨てて丸められるので、もし係数が
ルツクアツプROMで8ビツトの精度に丸められ
ると、補間誤差は余り減じられないだろう(±1
量子誤差)。この丸めは、係数に256を掛け、最も
近い整数に丸め、その結果を256で割ることによ
つて第4図の各係数について行なうことができ
る。例えば、mが10の場合、8ビツトの丸め係数
anは最初に次のように得られる。
256×559/1089=131.4 (10)
従つて、8ビツトの丸め係数は131/256となる。
同様に、係数b10は約186/256に等しい。
同様に、係数b10は約186/256に等しい。
第5図を参照すると、1024を掛け、丸めを行な
うことによつてより精確にcnの丸めを行なうため
の構成が示されている。第5図の構成によると、
乗算器213からの出力は除算器227によつて
4で割られる。この方法の場合、除算器227
は、出力が入力に対して2桁だけシフトされるシ
フト・レジスタによつて実現することができる。
第5図の構成によれば、係数cnは1024を掛け、丸
めを行ない、その結果を1024で割ることによつて
1024に丸められる。この例の場合、係数c10は次
のようになる。
うことによつてより精確にcnの丸めを行なうため
の構成が示されている。第5図の構成によると、
乗算器213からの出力は除算器227によつて
4で割られる。この方法の場合、除算器227
は、出力が入力に対して2桁だけシフトされるシ
フト・レジスタによつて実現することができる。
第5図の構成によれば、係数cnは1024を掛け、丸
めを行ない、その結果を1024で割ることによつて
1024に丸められる。この例の場合、係数c10は次
のようになる。
c10122/256×1/4 (11)
ここで説明した実施例は2乗補間方法に適用す
る場合を示したものであるが、これらのテーブ
ル・ルツクアツプを使つた係数の丸め方法は、先
のパワーズの出願に記載されているように、他の
多項近似の場合にも適用し得ることは当業者には
明らかである。従つて、35/33の変換の場合につ
いて、2つの放物線に重み付けし、それらを加え
合わせて、4つのサンプル点(fo-1,fo,fo+1,
fo+2)を通る3乗の多項式を得ることによつて3
乗の補間を使うこともできる。
る場合を示したものであるが、これらのテーブ
ル・ルツクアツプを使つた係数の丸め方法は、先
のパワーズの出願に記載されているように、他の
多項近似の場合にも適用し得ることは当業者には
明らかである。従つて、35/33の変換の場合につ
いて、2つの放物線に重み付けし、それらを加え
合わせて、4つのサンプル点(fo-1,fo,fo+1,
fo+2)を通る3乗の多項式を得ることによつて3
乗の補間を使うこともできる。
第1図は、本発明に従つて説明される2乗方法
による新らしいサンプル点の補間を理解するのに
役立つ一般化された波形を示す。第2図は、第1
の周波数で標本化された一方の信号を第2の周波
数で標本化された他方の信号に変換する時の、相
対的な標本化時間を理解するのい有用なタイミン
グ図である。第3図は、本発明の1つの特徴に従
つて構成される補間器のブロツク図である。第4
図は、第3図の補間器によつて新しいサンプル点
を補間するための係数表である。第5図は、本発
明の1つの特徴に従つて切り捨てて丸められた係
数を使うために変更された第3図の補間器の一部
を示す。 203…遅延要素、205…同期発生器、20
7…遅延要素、209…遅延要素、211…加算
器、213,215,217…乗算器、221…
乗算器ROM、223…加算器、225…減算
器、227…除算器。
による新らしいサンプル点の補間を理解するのに
役立つ一般化された波形を示す。第2図は、第1
の周波数で標本化された一方の信号を第2の周波
数で標本化された他方の信号に変換する時の、相
対的な標本化時間を理解するのい有用なタイミン
グ図である。第3図は、本発明の1つの特徴に従
つて構成される補間器のブロツク図である。第4
図は、第3図の補間器によつて新しいサンプル点
を補間するための係数表である。第5図は、本発
明の1つの特徴に従つて切り捨てて丸められた係
数を使うために変更された第3図の補間器の一部
を示す。 203…遅延要素、205…同期発生器、20
7…遅延要素、209…遅延要素、211…加算
器、213,215,217…乗算器、221…
乗算器ROM、223…加算器、225…減算
器、227…除算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 入力信号を遅延させ、連続する4つのサンプ
ルfo-1,fo,fo+1およびfo+2を発生させるための手
段と、 前記サンプルfo-1およびfo+2を加え合わせ、第
1の合計信号サンプルを発生させるための手段
と、 前記サンプルfoおよびfo+1のそれぞれに、入力
サンプル周波数および出力サンプル周波数の比に
関連する蓄積係数を掛けることによつて第1およ
び第2の積信号を発生させるための第1および第
2の手段と、 前記第1の合計信号サンプルに、前記入力サン
プル周波数および出力サンプル周波数の比に関連
する蓄積係数を掛けて第3の積信号を発生させる
ための第3の手段と、 前記第1,第2および第3の積信号を合成して
補間信号(gn)を発生させるための手段とを含
んでいる、補間信号を発生させるための装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/484,527 US4568965A (en) | 1983-04-13 | 1983-04-13 | Four-sample sample-rate converter |
US484527 | 1983-04-13 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59200585A JPS59200585A (ja) | 1984-11-13 |
JPH0431233B2 true JPH0431233B2 (ja) | 1992-05-25 |
Family
ID=23924521
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59071941A Granted JPS59200585A (ja) | 1983-04-13 | 1984-04-12 | 補間信号を発生させるための装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4568965A (ja) |
JP (1) | JPS59200585A (ja) |
DE (1) | DE3413694A1 (ja) |
FR (1) | FR2544573B1 (ja) |
GB (1) | GB2138246B (ja) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4633293A (en) * | 1983-09-26 | 1986-12-30 | Rca Corporation | High definition television signal for film-television standards conversion system |
GB2172167B (en) * | 1985-03-07 | 1988-06-15 | Sony Corp | Video signal processing |
US4691233A (en) * | 1986-09-30 | 1987-09-01 | Rca Corporation | Rate buffer control of difference signal decimation and interpolation for adaptive differential pulse code modulator |
US4700226A (en) * | 1986-10-17 | 1987-10-13 | Rca Corporation | Rate buffer control of predicted signal decimation and interpolation for adaptive differential pulse code modulator |
KR960008400B1 (en) * | 1989-01-18 | 1996-06-26 | Sanyo Electric Co | Decoder for subsampled video signal |
DE3914550A1 (de) * | 1989-05-03 | 1990-11-08 | Thomson Brandt Gmbh | Signalverarbeitungssystem |
US5191416A (en) * | 1991-01-04 | 1993-03-02 | The Post Group Inc. | Video signal processing system |
GB2259623A (en) * | 1991-09-12 | 1993-03-17 | Avesco Plc | Sample rate converter |
DE4203478A1 (de) * | 1992-02-07 | 1993-08-12 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zur umsetzung eines digitalen videosignals |
DE4423224C2 (de) * | 1994-07-01 | 1998-02-26 | Harris Corp | Videosignal-Dekoder und Verfahren zur Dekodierung von Videosignalen |
US7098821B2 (en) * | 2003-02-14 | 2006-08-29 | Atheros Communications, Inc. | Receiving and transmitting signals having multiple modulation types using sequencing interpolator |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL7416480A (nl) * | 1974-12-18 | 1976-06-22 | Philips Nv | Inrichting bevattende een integrerende digitale signaalbewerkingsinrichting. |
US4106053A (en) * | 1977-08-01 | 1978-08-08 | Rca Corporation | Digital sampling rate conversion of color TV signal |
AT383240B (de) * | 1978-02-02 | 1987-06-10 | Indep Broadcasting Authority | Schaltungsanordnung zum zusammensetzen digitaler, ein fernsehbild liefernder daten |
ES8308464A1 (es) * | 1981-02-02 | 1983-06-16 | Rca Corp | Perfeccionamientos introducidos en una instalacion de tratamiento de senales de television digitales. |
US4352122A (en) * | 1981-03-02 | 1982-09-28 | Rca Corporation | Adaptive composite-component transcoding hierarchy for digital video |
US4438452A (en) * | 1981-05-11 | 1984-03-20 | Rca Corporation | Transcoder for sampled television signals |
SE8202741L (sv) * | 1981-05-11 | 1982-11-12 | Rca Corp | Kompatibelt, transkodningsbart och hierarkaliskt digitaltelevisionssystem |
US4400719A (en) * | 1981-09-08 | 1983-08-23 | Rca Corporation | Television display system with reduced line-scan artifacts |
-
1983
- 1983-04-13 US US06/484,527 patent/US4568965A/en not_active Expired - Fee Related
-
1984
- 1984-04-11 DE DE19843413694 patent/DE3413694A1/de not_active Ceased
- 1984-04-11 GB GB08409397A patent/GB2138246B/en not_active Expired
- 1984-04-12 JP JP59071941A patent/JPS59200585A/ja active Granted
- 1984-04-12 FR FR848405839A patent/FR2544573B1/fr not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3413694A1 (de) | 1984-10-18 |
GB2138246A (en) | 1984-10-17 |
JPS59200585A (ja) | 1984-11-13 |
US4568965A (en) | 1986-02-04 |
FR2544573A1 (fr) | 1984-10-19 |
FR2544573B1 (fr) | 1989-03-31 |
GB2138246B (en) | 1986-10-15 |
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