JPH04308459A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH04308459A JPH04308459A JP3071951A JP7195191A JPH04308459A JP H04308459 A JPH04308459 A JP H04308459A JP 3071951 A JP3071951 A JP 3071951A JP 7195191 A JP7195191 A JP 7195191A JP H04308459 A JPH04308459 A JP H04308459A
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- Japan
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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Landscapes
- Accessory Devices And Overall Control Thereof (AREA)
- Developing For Electrophotography (AREA)
- Control Or Security For Electrophotography (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電子写真式のプリンタ
，複写機の現像バイアス用交流電源等の電源装置に関す
るものである。
，複写機の現像バイアス用交流電源等の電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、現像バイアス用の交流電源は、低
周波の昇圧用トランスを用いることが多かった。ところ
が近年、方形波よりデューティを３：７もしくは４：６
にした偏デューティの矩形波の方が、現像の諸特性が優
れていることがわかってきた。そこで、本出願人はトラ
ンスの偏磁をさけトランスを小型化するために、高周波
コンバータで負荷容量を充電し、高耐圧トランジスタで
放電することによって任意のデューティの矩形波を得る
方式を提案し、実用化してきた。
周波の昇圧用トランスを用いることが多かった。ところ
が近年、方形波よりデューティを３：７もしくは４：６
にした偏デューティの矩形波の方が、現像の諸特性が優
れていることがわかってきた。そこで、本出願人はトラ
ンスの偏磁をさけトランスを小型化するために、高周波
コンバータで負荷容量を充電し、高耐圧トランジスタで
放電することによって任意のデューティの矩形波を得る
方式を提案し、実用化してきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】高周波コンバータで負
荷容量を充放電する方式においては、充電電圧を検出し
て充電を停止させなければならないが、検出してから充
電を停止するまでのタイムラグや、電圧検出回路の分圧
抵抗の分布容量のために大きなオーバーシュート，リッ
プルが生じていた。
荷容量を充放電する方式においては、充電電圧を検出し
て充電を停止させなければならないが、検出してから充
電を停止するまでのタイムラグや、電圧検出回路の分圧
抵抗の分布容量のために大きなオーバーシュート，リッ
プルが生じていた。
【０００４】本発明は、このような問題に鑑みてなされ
たもので、電圧検出回路の分圧抵抗の分布容量の影響に
よる出力波形のオーバシュート，リップルの少ない電源
装置を提供することを目的とするものである。
たもので、電圧検出回路の分圧抵抗の分布容量の影響に
よる出力波形のオーバシュート，リップルの少ない電源
装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記目的を達
成するため、充電電圧の検出出力を最適なタイミングで
サンプルホールドして平滑し、この平滑化した信号に応
じて充電電圧を制御するもので、詳しくは電源装置を次
の（１），（２）のとおりに構成するものである。
成するため、充電電圧の検出出力を最適なタイミングで
サンプルホールドして平滑し、この平滑化した信号に応
じて充電電圧を制御するもので、詳しくは電源装置を次
の（１），（２）のとおりに構成するものである。
【０００６】（１）ＰＷＭ回路と、該ＰＷＭ回路によっ
て１次側が駆動されるコンバータトランスと、該コンバ
ータトランスの２次側に接続された整流器と、該整流器
の出力側に接続された出力端と、該出力端とグランド間
に接続された分圧抵抗を有する電圧検出回路と、該電圧
検出回路の出力を入力し、前記ＰＷＭ回路の入力に同期
したパルスによりサンプルホールドするサンプルホール
ド回路と、該サンプルホールド回路の出力に応じて前記
ＰＷＭ回路を制御する制御手段とを備えた電源装置。
て１次側が駆動されるコンバータトランスと、該コンバ
ータトランスの２次側に接続された整流器と、該整流器
の出力側に接続された出力端と、該出力端とグランド間
に接続された分圧抵抗を有する電圧検出回路と、該電圧
検出回路の出力を入力し、前記ＰＷＭ回路の入力に同期
したパルスによりサンプルホールドするサンプルホール
ド回路と、該サンプルホールド回路の出力に応じて前記
ＰＷＭ回路を制御する制御手段とを備えた電源装置。
【０００７】（２）制御手段は、負荷容量に応じてサン
プルホールド回路によるサンプリングの位相をも変更す
るものである前記（１）記載の電源装置。
プルホールド回路によるサンプリングの位相をも変更す
るものである前記（１）記載の電源装置。
【０００８】
【作用】前記（１），（２）の構成により、電圧検出回
路の出力を平滑化した信号がサンプルホールド回路で得
られ、出力波形のオーバーシュート，リップルが少なく
なる。（２）の構成では、更に負荷容量の変動によるリ
ップルの増大が抑えられる。
路の出力を平滑化した信号がサンプルホールド回路で得
られ、出力波形のオーバーシュート，リップルが少なく
なる。（２）の構成では、更に負荷容量の変動によるリ
ップルの増大が抑えられる。
【０００９】
【実施例】以下本発明を実施例により詳しく説明する。
【００１０】（実施例１）図１は実施例１である“現像
バイアス用電源”のブロック図、図２はその各部の電圧
波形を示す。図１において、１はマイクロコンピュータ
（以下ＣＰＵと記す）でメモリ等の周辺装置も内部に含
む。該ＣＰＵ・１は図示されないプリンタ（複写機）本
体のシーケンスコントローラとバスライン或は通信ポー
トで接続され、シーケンス信号の授受を行う。
バイアス用電源”のブロック図、図２はその各部の電圧
波形を示す。図１において、１はマイクロコンピュータ
（以下ＣＰＵと記す）でメモリ等の周辺装置も内部に含
む。該ＣＰＵ・１は図示されないプリンタ（複写機）本
体のシーケンスコントローラとバスライン或は通信ポー
トで接続され、シーケンス信号の授受を行う。
【００１１】第１のカウンタ６は、ＣＰＵ・１の基準ク
ロックを繰返周波数ｆ１（１００ＫＨｚ）に逓減する。 第２のカウンタ７は、さらに第１のカウンタ６の出力に
より繰返し周波数ｆ２（２ＫＨｚ），デューティ７：３
の低周波信号を作り出す。
ロックを繰返周波数ｆ１（１００ＫＨｚ）に逓減する。 第２のカウンタ７は、さらに第１のカウンタ６の出力に
より繰返し周波数ｆ２（２ＫＨｚ），デューティ７：３
の低周波信号を作り出す。
【００１２】高周波コンバータトランスＴ１の１次側の
スイッチング素子Ｑ１は、ＰＷＭ回路２によって制御さ
れる。ＰＷＭ回路２の出力は、繰返し周波数ｆ１で、そ
のパルス幅はＣＰＵ・１によって制御される。コンバー
タトランスＴ１の２次側の昇圧出力は、整流器Ｄ１で整
流された後、図２の（ハ）に示すように、出力端子Ｐ１
に接続された負荷容量を充電していく。
スイッチング素子Ｑ１は、ＰＷＭ回路２によって制御さ
れる。ＰＷＭ回路２の出力は、繰返し周波数ｆ１で、そ
のパルス幅はＣＰＵ・１によって制御される。コンバー
タトランスＴ１の２次側の昇圧出力は、整流器Ｄ１で整
流された後、図２の（ハ）に示すように、出力端子Ｐ１
に接続された負荷容量を充電していく。
【００１３】コンバータトランスＴ１の出力電圧は、電
圧検出回路４で所定比に分圧され、サンプルホールド回
路８へ入力される。サンプルホールド回路８は、サンプ
リングパルスとしてＰＷＭ回路２の入力と同期し、所定
時間だけ遅延させたパルスが入力され、電圧検出出力の
当該タイミングの振幅を抽出保持する。
圧検出回路４で所定比に分圧され、サンプルホールド回
路８へ入力される。サンプルホールド回路８は、サンプ
リングパルスとしてＰＷＭ回路２の入力と同期し、所定
時間だけ遅延させたパルスが入力され、電圧検出出力の
当該タイミングの振幅を抽出保持する。
【００１４】電圧検出回路４の出力は、分圧抵抗Ｒ２の
分布容量の影響で、図２（ニ）に示すようにリップルが
大きくなる。該リップルは、コンバータトランスＴ１の
１次側の駆動信号と同期しているので、ＰＷＭ回路２の
入力と同期したサンプリングパルスによって、リップル
の同一位相だけをサンプリングすることにより、図２（
ホ）に示すように平滑化された出力がサンプルホールド
回路８の出力に得られる。該サンプルホールド回路の出
力は、コンパレータ３に入力される。
分布容量の影響で、図２（ニ）に示すようにリップルが
大きくなる。該リップルは、コンバータトランスＴ１の
１次側の駆動信号と同期しているので、ＰＷＭ回路２の
入力と同期したサンプリングパルスによって、リップル
の同一位相だけをサンプリングすることにより、図２（
ホ）に示すように平滑化された出力がサンプルホールド
回路８の出力に得られる。該サンプルホールド回路の出
力は、コンパレータ３に入力される。
【００１５】コンパレータ３は、該サンプルホールド回
路８の出力と基準電圧発生回路５の出力を比較して比較
結果をＣＰＵ・１に出力する。出力端子Ｐ１の出力が所
定レベルに達すると、ＰＷＭ回路２の出力は停止される
。ＰＷＭ出力が停止して、出力端子Ｐ１出力が放電によ
ってしきい値を越えるとコンパレータ３が反転してＰＷ
Ｍ回路２が再び出力を開始する。
路８の出力と基準電圧発生回路５の出力を比較して比較
結果をＣＰＵ・１に出力する。出力端子Ｐ１の出力が所
定レベルに達すると、ＰＷＭ回路２の出力は停止される
。ＰＷＭ出力が停止して、出力端子Ｐ１出力が放電によ
ってしきい値を越えるとコンパレータ３が反転してＰＷ
Ｍ回路２が再び出力を開始する。
【００１６】このように、電圧検出回路４の出力をＰＷ
Ｍ回路２の入力と同期したパルスによりサンプルホール
ドし、この平滑化されたホールド電圧に応じてＰＷＭ回
路２を制御しているので、電圧検出回路４の分圧抵抗Ｒ
２の分布容量によるリップルの影響がなく、出力波形の
オーバシュート，リップルが少なくなる。
Ｍ回路２の入力と同期したパルスによりサンプルホール
ドし、この平滑化されたホールド電圧に応じてＰＷＭ回
路２を制御しているので、電圧検出回路４の分圧抵抗Ｒ
２の分布容量によるリップルの影響がなく、出力波形の
オーバシュート，リップルが少なくなる。
【００１７】高耐圧トランジシスタＱ２は、図２の（ハ
）に示すように、第２のカウンタ７の出力と同期してオ
ン，オフされる。高耐圧トランジスタＱ２オン時はＰＷ
Ｍ出力は停止される。
）に示すように、第２のカウンタ７の出力と同期してオ
ン，オフされる。高耐圧トランジスタＱ２オン時はＰＷ
Ｍ出力は停止される。
【００１８】出力周波数ｆ１，ｆ２、出力デューティ、
ＰＷＭ出力のパルス幅等は、予めＣＰＵ・１内のＲＯＭ
に記憶されているデータにもとずいて決定される。
ＰＷＭ出力のパルス幅等は、予めＣＰＵ・１内のＲＯＭ
に記憶されているデータにもとずいて決定される。
【００１９】（実施例２）図３は実施例２のブロック図
であり、図４はその各部の波形図である。本方式による
出力は、負荷の容量に応じて出力の立上がり、立下がり
速度が変化する。従って、電圧検出出力は、図４（ロ）
に示すように、負荷容量に応じてリップルが大きく変化
する。
であり、図４はその各部の波形図である。本方式による
出力は、負荷の容量に応じて出力の立上がり、立下がり
速度が変化する。従って、電圧検出出力は、図４（ロ）
に示すように、負荷容量に応じてリップルが大きく変化
する。
【００２０】複写機本体のメインスイッチ投入時等のシ
ーケンスタイミング信号に応じて、ＰＷＭ出力開始後出
力が所定レベルに達するまでの時間を測定して、負荷容
量Ｃ１を求める。ＰＷＭ出力からの遅延量Ｄを次式で求
める。 Ｄ＝ｋ・Ｃ１＋ｍ 但し、ｋ，ｍは定数 上式で求められたＤをＤ／Ａコンバータ２１でアナログ
変換して、コンパレータ２２へ基準電圧として入力しＰ
ＷＭ回路入力の三角波変換出力と比較する。その比較出
力の立上がり部分を整形回路２３で波形整形して、サン
プリングパルスとしてサンプルホールド回路８へ入力す
る。
ーケンスタイミング信号に応じて、ＰＷＭ出力開始後出
力が所定レベルに達するまでの時間を測定して、負荷容
量Ｃ１を求める。ＰＷＭ出力からの遅延量Ｄを次式で求
める。 Ｄ＝ｋ・Ｃ１＋ｍ 但し、ｋ，ｍは定数 上式で求められたＤをＤ／Ａコンバータ２１でアナログ
変換して、コンパレータ２２へ基準電圧として入力しＰ
ＷＭ回路入力の三角波変換出力と比較する。その比較出
力の立上がり部分を整形回路２３で波形整形して、サン
プリングパルスとしてサンプルホールド回路８へ入力す
る。
【００２１】このようにして、負荷容量が例えば図４（
ロ）のように変動しても、これに応じてサンプリングパ
ルスのタイミングを（ハ），（ニ）のように変更するこ
とにより、サンプルホールド回路８の出力が変わらない
ようできるので、出力波形のリップルが少なくなる。
ロ）のように変動しても、これに応じてサンプリングパ
ルスのタイミングを（ハ），（ニ）のように変更するこ
とにより、サンプルホールド回路８の出力が変わらない
ようできるので、出力波形のリップルが少なくなる。
【００２２】本実施例では、電圧検出出力の立上がり時
間により負荷容量を算出しているが、立下がり時間によ
り、同様に負荷容量を算出することができる。
間により負荷容量を算出しているが、立下がり時間によ
り、同様に負荷容量を算出することができる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
抵抗分圧器の出力を最適なタイミングでサンプルホール
ドして平滑化した信号に応じてＰＷＭ回路を制御してい
るので、出力波形のオーバーシュート，リップルが少な
い。また請求項２の発明では、負荷容量に応じたタイミ
ングでサンプリングしているので、負荷容量の変動によ
るリップルの増大を防ぐことができる。
抵抗分圧器の出力を最適なタイミングでサンプルホール
ドして平滑化した信号に応じてＰＷＭ回路を制御してい
るので、出力波形のオーバーシュート，リップルが少な
い。また請求項２の発明では、負荷容量に応じたタイミ
ングでサンプリングしているので、負荷容量の変動によ
るリップルの増大を防ぐことができる。
【図１】 実施例１のブロック図
【図２】 実施例１の各部の電圧波形図
【図３】
実施例２のブロック図
実施例２のブロック図
【図４】 実施例２の波形図
１ ＣＰＵ
２ ＰＷＭ回路
４ 電圧検出回路
８ サンプルホールド回路
Ｄ１ 整流器
Ｔ１ コンバータトランス
Claims (2)
- 【請求項１】 ＰＷＭ回路と、該ＰＷＭ回路によって
１次側が駆動されるコンバータトランスと、該コンバー
タトランスの２次側に接続された整流器と、該整流器の
出力側に接続された出力端と、該出力端とグランド間に
接続された分圧抵抗を有する電圧検出回路と、該電圧検
出回路の出力を入力し、前記ＰＷＭ回路の入力に同期し
たパルスによりサンプルホールドするサンプルホールド
回路と、該サンプルホールド回路の出力に応じて前記Ｐ
ＷＭ回路を制御する制御手段とを備えたことを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項２】 制御手段は、負荷容量に応じてサンプ
ルホールド回路によるサンプリングの位相をも変更する
ものであることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3071951A JPH04308459A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3071951A JPH04308459A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04308459A true JPH04308459A (ja) | 1992-10-30 |
Family
ID=13475304
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3071951A Withdrawn JPH04308459A (ja) | 1991-04-05 | 1991-04-05 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04308459A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6169680B1 (en) | 1996-06-24 | 2001-01-02 | Tdk Corporation | Switching power source with a digital control circuit to maintain a constant DC output signal |
| JP2007150231A (ja) * | 2005-10-27 | 2007-06-14 | Denso Corp | 熱電変換装置 |
| CN102227863A (zh) * | 2008-10-14 | 2011-10-26 | 意法爱立信有限公司 | 快速恢复控制电路 |
| CN110579947A (zh) * | 2018-06-07 | 2019-12-17 | 佳能株式会社 | 电源装置和图像形成装置 |
-
1991
- 1991-04-05 JP JP3071951A patent/JPH04308459A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6169680B1 (en) | 1996-06-24 | 2001-01-02 | Tdk Corporation | Switching power source with a digital control circuit to maintain a constant DC output signal |
| JP2007150231A (ja) * | 2005-10-27 | 2007-06-14 | Denso Corp | 熱電変換装置 |
| CN102227863A (zh) * | 2008-10-14 | 2011-10-26 | 意法爱立信有限公司 | 快速恢复控制电路 |
| JP2012505633A (ja) * | 2008-10-14 | 2012-03-01 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | 回復の速い制御回路 |
| US8860329B2 (en) | 2008-10-14 | 2014-10-14 | St-Ericsson Sa | Control circuit with fast recovery |
| CN110579947A (zh) * | 2018-06-07 | 2019-12-17 | 佳能株式会社 | 电源装置和图像形成装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980711 |