JPH04247732A - Frequency devision multiple signal processor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To attain a multiple/separation processing by simultaneously processing the conversion of a sampling frequency and a band passing filter working through the use of a time variable factor FIR filter at the time of processing a frequency division multiple signal. CONSTITUTION:Delay elements 11-1N, complex factor multipliers 20-2N and adders 41-4N constitute the time variable factor FIR filter which operates by the input sampling frequency fS1. They receive a filter processing decided by the time variable factor SC(n, tau) and obtain an output signal when an input signal is impressed. Interpolation time tau is realized by resetting a counter 7 at T1 cycle, by being read at counted value T2 cycle and by being held in a latch resistor 8. The time variable factor is previously written in ROMa 6, is read by time tauand is set in the complex factor multipliers 30-3N. The time variable factor is multiplied by phase shift complex factor beta0=exp(jnpip/r) and converted into a complex BPF characteristic. Thus, a frequency multiple signal processor which multiplexes to a designated channel is obtained.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

【０００１】0001

【産業上の利用分野】本発明は周波数分割多重信号処理
装置に係わり、特に周波数分割多重信号の任意のチャネ
ルの信号を分離したり、信号を任意のチャネルに多重し
たりする、周波数分割多重信号の分離多重処理装置に関
する。[Industrial Application Field] The present invention relates to a frequency division multiplex signal processing device, and more particularly, to a frequency division multiplex signal processing device for separating signals of arbitrary channels of frequency division multiplex signals and multiplexing signals to arbitrary channels. The present invention relates to a separation/multiprocessing device.

【０００２】0002

【従来の技術】ディジタル信号処理では、多重信号を扱
うことが多く、多重信号処理には、頻繁に標本化周波数
の変換を必要とする。また、多重処理の方法として、時
分割多重や周波数分割多重等があり、信号の分離，多重
操作に伴い、フィルタ処理が多数必要となる。また、標
本化周波数変換そのものも、信号の折り返しを防ぐため
、折り返し除去フィルタが必要である。このように、デ
ィジタル信号処理で、周波数多重信号を扱う場合、標本
化周波数変換とフィルタ処理が、同時に必要となる事が
多い。2. Description of the Related Art Digital signal processing often handles multiplexed signals, and multiplexed signal processing frequently requires sampling frequency conversion. In addition, methods of multiplexing include time division multiplexing, frequency division multiplexing, etc., and a large number of filter processes are required in conjunction with signal separation and multiplexing operations. Furthermore, the sampling frequency conversion itself requires an aliasing removal filter to prevent signal aliasing. As described above, when handling frequency multiplexed signals in digital signal processing, sampling frequency conversion and filter processing are often required at the same time.

【０００３】ところで、従来は標本化周波数の変換を行
う場合、標本化周波数の比を２のべき乗に選び、設計す
ることが多かった。しかし、このように選択できない場
合には、標本化周波数の比を任意にせざるを得ない。こ
うすると、標本化周波数の変換の前後で、共通の標本化
周波数は、最小公倍数の周波数となり、一般には非常に
高い周波数となり、実現不可能な場合が多かった。[0003] Conventionally, when converting sampling frequencies, the ratio of sampling frequencies was often selected to be a power of 2 and designed. However, if this selection is not possible, the sampling frequency ratio must be arbitrary. In this case, the common sampling frequency before and after the sampling frequency conversion becomes a frequency of the least common multiple, which is generally a very high frequency, and is often unrealizable.

【０００４】この補間を時変係数フィルタで行い、標本
化周波数の比が簡単な整数比とならない場合でも標本化
周波数の変換を可能とした方式に、特願昭６１−１５６
３３　号に述べられた補間方式がある。[0004] This interpolation is performed using a time-varying coefficient filter, and a patent application filed in 1982-156 proposed a method that made it possible to convert the sampling frequency even when the ratio of the sampling frequencies was not a simple integer ratio.
There is an interpolation method described in No. 33.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】ディジタル信号処理を
用いた周波数分割多重信号処理を行う場合、上述したよ
うに標本化周波数の変換とフィルタ処理が不可欠である
。SUMMARY OF THE INVENTION When performing frequency division multiplexing signal processing using digital signal processing, sampling frequency conversion and filter processing are essential as described above.

【０００６】標本化周波数の変換を行う場合、所望の信
号成分以外の信号が発生する。すなわち標本化定理によ
れば、標本化信号は、標本化周波数の１／２までの周波
数成分を折り返した信号スペクトルを持つ。従って、標
本化周波数を上げる場合には、高調波の発生が生じ、標
本化周波数を下げる場合には折り返し現象が生ずる。後
者の場合には、標本化周波数を変換した後では取り除く
ことが出来ない、いわゆる折り返し歪を生ずる。したが
って、標本化周波数を下げる場合には、折り返し除去フ
ィルタが必須である。このことは上記従来技術のどの方
式を用いても同じであり、ハードウェアが増える欠点を
持っていた。[0006] When converting the sampling frequency, signals other than the desired signal components are generated. That is, according to the sampling theorem, a sampled signal has a signal spectrum in which frequency components up to 1/2 of the sampling frequency are folded back. Therefore, when the sampling frequency is increased, harmonics are generated, and when the sampling frequency is decreased, an aliasing phenomenon occurs. In the latter case, so-called aliasing distortion occurs which cannot be removed after converting the sampling frequency. Therefore, when lowering the sampling frequency, an aliasing removal filter is essential. This is the same no matter which method of the above-mentioned conventional technology is used, and has the drawback of increasing the amount of hardware.

【０００７】さらに、標本化周波数変換に伴うフィルタ
処理は、標本化周波数の高い方で処理する必要があり、
フィルタの動作標本化周波数が高くなり、設計が困難と
なる問題点があった。[0007]Furthermore, the filter processing associated with the sampling frequency conversion must be performed at the higher sampling frequency.
There was a problem in that the operating sampling frequency of the filter became high, making it difficult to design.

【０００８】本発明の目的は、ディジタル信号処理によ
る周波数分割多重信号の分離、多重処理を行う場合のよ
うに、標本化周波数の変換とフィルタ処理が、同時に必
要となる信号処理に最適な周波数分割多重信号処理装置
を提供することにある。An object of the present invention is to develop a frequency division method that is optimal for signal processing in which sampling frequency conversion and filter processing are required at the same time, such as when separating and multiplexing frequency division multiplexed signals by digital signal processing. An object of the present invention is to provide a multiple signal processing device.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、従来技術で述べた時変係数フィルタを用いた補間方
式を用い、そのフィルタ係数に変形を施し、帯域通過フ
ィルタ作用を兼用させる。まず時変係数フィルタによる
補間方式について説明する。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, the interpolation method using the time-varying coefficient filter described in the prior art is used, and the filter coefficients are modified to serve as a band-pass filter. First, an interpolation method using a time-varying coefficient filter will be explained.

【００１０】標本化定理によれば、図３に示したように
、周期Ｔ１　で標本化されたデ−タ列ｆ（ｎＴ１）（黒
丸で示す）から、元の時間関数ｆ（ｔ）は、Ｓｉｎｃ（
ｔ）＝ｓｉｎｔ／ｔを用いてAccording to the sampling theorem, as shown in FIG. 3, from the data sequence f(nT1) (indicated by a black circle) sampled at period T1, the original time function f(t) is Sinc(
Using t)=sint/t

【００１１】[0011]

【数１】[Math 1]

【００１２】と表すことができる。ここでτ＝ｔ／Ｔ１
　は出力時刻ｔをＴ１周期で計ったときの端数、Ｓｃ（
ｎ，τ）＝ｓｉｎ｛π（τ＋ｎ）｝／（τ＋ｎ）である
。数１は離散デ−タｆｎ＝ｆ（ｎＴ１）の一次結合で時
刻ｔのデ−タ値を予測するとき、結合係数Ｓｃ（ｎ，τ
）はｔの関数となることを示している。時変係数Ｓｃ（
ｎ，τ）はｔ＝ｎＴ１で１、ｔ＝ｍＴ１（ｍ≠ｎ，ｍ，
ｎは整数）で０となる性質を持つ関数であり、数１のＳ
ｉｎｃ（ｔ）や、数値解析で用いられるＬａｇｒａｎｇ
ｅの補間多項式など、いろいろな関数が知られている。It can be expressed as follows. Here τ=t/T1
is a fraction of the output time t measured in T1 period, Sc(
n, τ)=sin {π(τ+n)}/(τ+n). Equation 1 shows that when predicting the data value at time t by linear combination of discrete data fn=f(nT1), the coupling coefficient Sc(n, τ
) indicates that it is a function of t. Time-varying coefficient Sc(
n, τ) is 1 at t=nT1, t=mT1 (m≠n, m,
It is a function that has the property of being 0 (n is an integer), and S of number 1
inc(t) and Lagrang used in numerical analysis
Various functions are known, such as an interpolating polynomial for e.

【００１３】また数１は、有限個のデータＮで近似する
と、補間値ｆ（ｔ）は、時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）をもつ
非巡回型（ＦＩＲ）フィルタの出力として得られること
を示している。このことから補間（あるいは標本化周波
数変換）は、時変係数フィルタによりハードウェアとし
て実現できることが分かる。図３では、出力時刻ｔの周
辺の４個のデータ（ｆ−１，ｆ０，ｆ１，ｆ２）から、
補間出力値ｆ（τ）（白丸で示す）を求める例を示す。In addition, Equation 1 shows that when approximated by a finite number of data N, the interpolated value f(t) can be obtained as the output of an acyclic (FIR) filter with time-varying coefficients Sc(n, τ). It shows. This shows that interpolation (or sampling frequency conversion) can be implemented in hardware using a time-varying coefficient filter. In FIG. 3, from four pieces of data (f-1, f0, f1, f2) around output time t,
An example of finding the interpolated output value f(τ) (indicated by a white circle) will be shown.

【００１４】以上の原理に基づくディジタル補間器のハ
ードウェア構成を図４に示す。図４において、１１，〜
，１Ｎは遅延素子、４２０，４２１，〜，４２Ｎは係数
掛算器、４４１，〜，４４Ｎは加算器、６はＲＯＭ、７
はカウンタ、８はラッチレジスタである。遅延素子，係
数掛算器，加算器は入力標本化周波数ｆｓ１　で動作す
るＦＩＲフィルタを構成している。FIG. 4 shows the hardware configuration of a digital interpolator based on the above principle. In FIG. 4, 11, ~
, 1N are delay elements, 420, 421, -, 42N are coefficient multipliers, 441, -, 44N are adders, 6 is a ROM, 7
is a counter, and 8 is a latch register. The delay element, coefficient multiplier, and adder constitute an FIR filter that operates at the input sampling frequency fs1.

【００１５】時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）を定めるパラメー
タτは、出力の標本化周期Ｔ２＝１／ｆｓ２によって与
えられるデータ出力時刻ｔにより、The parameter τ that determines the time-varying coefficient Sc(n, τ) is determined by the data output time t given by the output sampling period T2=1/fs2.

【００１６】[0016]

【数２】[Math 2]

【００１７】と表される。ハードウェアでτを求めるに
は（図４参照）、Ｔ１　よりも充分高速なクロックパル
スを入力したカウンタ７を、Ｔ１周期でリセットし、計
数値をＴ２周期で読み出し、ラッチレジスタ８に保持す
ることで実現できる。時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）を前もっ
てＲＯＭ４に書き込んでおき、求めたτにより、これを
読み出し、ＦＩＲフィルタの係数として係数掛け算器２
０，２１，〜，２Ｎ　に与えれば、時変係数フィルタに
よる補間装置が実現される。It is expressed as follows. To obtain τ using hardware (see Figure 4), the counter 7 that receives a clock pulse that is sufficiently faster than T1 must be reset at the T1 period, the counted value must be read at the T2 period, and held in the latch register 8. This can be achieved with The time-varying coefficient Sc(n, τ) is written in the ROM 4 in advance, and is read out according to the obtained τ, and is used as the coefficient of the FIR filter by the coefficient multiplier 2.
0,21, to,2N, an interpolation device using a time-varying coefficient filter is realized.

【００１８】さて、数１では、入力と、出力の標本化周
波数ｆｓ１とｆｓ２の間には、なんの制約もないから、
上記の補間装置は、標本化周波数を上げる（逓倍）こと
も、下げる（逓減）こともできる。［発明の課題］の項
で述べたように、標本化周波数を変換する時には、フィ
ルタが必要になる。このフィルタ処理は標本化周波数の
高い方で行う必要があり、逓倍を行うときには、補間器
の後で行ない、逓減するときは補間器の前で行うことに
なる。逓倍の時には時変係数自身が低域通過特性を示す
ので、特別に折り返し除去フィルタは必要ない。しかし
、逓減の時には、補間を行った後では除くことの出来な
い折り返し歪となるので、補間の前に、フィルタ処理が
必須となる。図５にこの課題点の説明図を示す。図では
ｆｓ１＝２ｆｓ２の場合を示している。図５−ａに示す
ように、補間により、信号ｆ１（黒点）を得たとしても
、これと全く同じ出力を与える入力信号はｆ１（黒点と
白点）と、ｆ２（黒点と三角点）の２種類があり、補間
後では、この二つを区別することはできない。周波数領
域では補間前では図５−ｂのようにｆ１とｆ２は区別出
来るが、補間後では図５−ｃのように、標本化による折
り返し現象のため、全く同じ周波数の信号となる。そこ
で、図５−ｂの破線の様な特性の折り返し除去フィルタ
が補間器の前に必要となる。Now, in Equation 1, there is no restriction between the input and output sampling frequencies fs1 and fs2, so
The interpolation device described above can either increase (multiply) or decrease (decrease) the sampling frequency. As stated in the [Problems of the Invention] section, a filter is required when converting the sampling frequency. This filter processing must be performed at the higher sampling frequency, and when multiplication is performed, it is performed after the interpolator, and when reduction is performed, it is performed before the interpolator. During multiplication, the time-varying coefficient itself exhibits low-pass characteristics, so no special aliasing removal filter is required. However, in the case of gradual reduction, aliasing occurs which cannot be removed even after interpolation, so filtering is required before interpolation. Figure 5 shows an explanatory diagram of this problem. The figure shows the case where fs1=2fs2. As shown in Figure 5-a, even if the signal f1 (black dot) is obtained through interpolation, the input signal that gives exactly the same output is f1 (black dot and white dot) and f2 (black dot and triangular point). There are two types, and it is not possible to distinguish between the two after interpolation. In the frequency domain, before interpolation, f1 and f2 can be distinguished as shown in FIG. 5-b, but after interpolation, as shown in FIG. 5-c, due to the aliasing phenomenon caused by sampling, they become signals with exactly the same frequency. Therefore, an aliasing removal filter having characteristics as indicated by the broken line in FIG. 5B is required before the interpolator.

【００１９】ところで、上述の補間器は入力の標本化周
波数で動作する、時変係数フィルタを用いている。新た
に挿入すべき折り返し除去フィルタも、入力標本化周波
数で動作する。従って、これらのフィルタは、合成して
、一つにすることが出来る。数１で用いた時変係数Ｓｃ
（ｎ，τ）は、遮断周波数ｆｓ１　の理想ＬＰＦのイン
パルス応答でもある。そこで、補間関数Ｓｉｎｃ（ｘ）
の周波数ｆｓ１をｆｓ２にずらせば、補間器の時変係数
フィルタの遮断周波数を変えることが出来る。すなわち
、折り返し除去フィルタが時変係数を変形することによ
り実現できる。Ｓｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎｘ／ｘを変形し
て、ｘ＝ω１ｔ／２＝πｆｓ１（ｎＴ１＋τ）において
、ｆｓ１＝ｆｓ２＊ｒ（逓減の時、ｒ＞１）とすると、By the way, the above-mentioned interpolator uses a time-varying coefficient filter that operates at the input sampling frequency. The newly inserted aliasing filter also operates at the input sampling frequency. Therefore, these filters can be combined into one. The time-varying coefficient Sc used in equation 1
(n, τ) is also the impulse response of an ideal LPF with a cutoff frequency fs1. Therefore, the interpolation function Sinc(x)
By shifting the frequency fs1 to fs2, the cutoff frequency of the time-varying coefficient filter of the interpolator can be changed. That is, the aliasing removal filter can be realized by modifying the time-varying coefficients. If we transform Sinc(x)=sinx/x and set fs1=fs2*r (when decreasing, r>1) at x=ω1t/2=πfs1(nT1+τ),

【００２０】[0020]

【数３】[Math 3]

【００２１】となる。ここで、ｘ＝π（ｎ＋τ）＊ｒで
ある。変形された時変係数Ｓｃ′（ｎ，τ，ｒ）は係数
タップ次数ｎ，補間時刻τ，標本化周波数比ｒの関数と
して与えられる。[0021] Here, x=π(n+τ)*r. The modified time-varying coefficient Sc'(n, τ, r) is given as a function of the coefficient tap order n, the interpolation time τ, and the sampling frequency ratio r.

【００２２】ｒ＝２（標本化周期Ｔ２＝２＊Ｔ１）の場
合を例にとり、図６で、折り返し除去フィルタ作用を説
明する。数３から判るように、ｒ＝２とすると、時変係
数の補間関数Ｓｉｎｃ（ｔ）は、時間軸方向に２倍に引
き伸ばされ、Ｔ２周期で０となる形となる。そこで、図
５のｆ１　信号に相当する図６−ａでは、出力時刻より
Ｔ１の偶数倍の時点の標本値（黒点）にはすべて０が掛
かり、出力への寄与は出力時刻の値のみとなる。出力時
刻よりＴ１　の奇数倍の時点の標本値（白点）にはすべ
て有限の値が掛かり、それらの総和は三角点で示された
値となって、補間値は四角点の値となって出力される。 他方、図５のｆ２　信号に当たる図６―ｂでは、奇数倍
の時点の標本値は図６−ａの場合と逆極性となるので、
その総和は三角点で示す値となり、黒点の値と打ち消し
合い、補間値は四角点で示す小さな振幅値に減衰される
。こうして、ｆ１に折り返すｆ２信号が除去される。す
なわち、時変係数を変形することによって、入力標本化
周波数の１／２より低い任意の遮断周波数を持つ低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）を実現することが出来る。Taking the case of r=2 (sampling period T2=2*T1) as an example, the aliasing removal filter action will be explained with reference to FIG. As can be seen from Equation 3, when r=2, the interpolation function Sinc(t) of the time-varying coefficient is expanded twice in the time axis direction and becomes 0 in the T2 period. Therefore, in Figure 6-a, which corresponds to the f1 signal in Figure 5, the sample values (black dots) at even multiples of T1 from the output time are all multiplied by 0, and the only contribution to the output is the value at the output time. . All sample values (white points) at odd multiples of T1 from the output time are multiplied by a finite value, their sum is the value shown by the triangular points, and the interpolated value is the value shown by the square points. Output. On the other hand, in FIG. 6-b, which corresponds to the f2 signal in FIG. 5, the sample values at odd times have the opposite polarity to those in FIG. 6-a, so
The sum total becomes the value shown by the triangular dot, which cancels out the value of the black dot, and the interpolated value is attenuated to a small amplitude value shown by the square dot. In this way, the f2 signal that folds back to f1 is removed. That is, by modifying the time-varying coefficients, it is possible to realize a low-pass filter (LPF) having an arbitrary cutoff frequency lower than 1/2 of the input sampling frequency.

【００２３】以上説明したように、時変係数を持つＦＩ
Ｒフィルタを用いて、その係数を若干変形することによ
り、標本化周波数の変換とフィルタ処理を一つの回路構
成で、実行することが出来ることが分かった。これを応
用して、周波数分割多重信号処理装置を簡便に構成する
ことが出来る。なおフィルタ処理としては、帯域通過フ
ィルタ（ＢＰＦ）としておく方が一般的であり、応用の
点からも都合がよい。そこでＬＰＦ特性をＢＰＦ特性に
変換する方法について説明する。フィルタのインパルス
応答をｈｎとすると、フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、
As explained above, FI with time-varying coefficients
It has been found that by using an R filter and slightly modifying its coefficients, it is possible to perform sampling frequency conversion and filter processing with one circuit configuration. Applying this, it is possible to easily configure a frequency division multiplexing signal processing device. Note that as for filter processing, it is more common to use a band pass filter (BPF), which is convenient from the point of view of application. Therefore, a method for converting LPF characteristics into BPF characteristics will be explained. Letting the impulse response of the filter be hn, the transfer function H(z) of the filter is:

【００２４】[0024]

【数４】[Math 4]

【００２５】で与えられる。数４で、ｚは標本周期の遅
延演算子を表し、ｚ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ／ｆｓ）を代入
することによって周波数特性が求められる。インパルス
応答ｈｎ（すなわち、フィルタタップ係数）を、１タッ
プおきに符号反転すると、It is given by: In Equation 4, z represents a delay operator of the sampling period, and the frequency characteristics are obtained by substituting z=exp(j2πf/fs). When the impulse response hn (i.e., filter tap coefficient) is sign-inverted every other tap, we get

【００２６】[0026]

【数５】[Math 5]

【００２７】となる。数５で−ｚ＝ｅｘｐ（ｊπ＋ｊ２
πｆ／ｆｓ）＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ＋ｆｓ／２）／ｆｓ
）であるから、位相シフトπにより、フィルタ周波数特
性がｆｓ／２周波数シフトされることが判る。すなわち
、ＬＰＦ特性が、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）に変換さ
れたことになる。これを一般化して、位相シフトφ（係
数ｅｘｐ（ｊφ）を掛ける）を行うと、フィルタの周波
数特性をφｆｓ／２πシフトすることが出来る。[0027] In Equation 5, −z=exp(jπ+j2
πf/fs)=exp(j2π(f+fs/2)/fs
), it can be seen that the filter frequency characteristic is frequency-shifted by fs/2 due to the phase shift π. That is, the LPF characteristics are converted to a high pass filter (HPF). By generalizing this and performing a phase shift φ (multiplying by a coefficient exp(jφ)), the frequency characteristics of the filter can be shifted by φfs/2π.

【００２８】[0028]

【作用】以上説明したように、時変係数ＦＩＲフィルタ
によるディジタル補間器に、フィルタ処理機能を付加し
、周波数分割多重信号処理装置を簡便に構成することが
出来る。なおＢＰＦ特性を実現する時のシフト係数ｅｘ
ｐ（ｊφ）は、φ＝０，πの時以外は複素数となる。し
たがって、入力信号が実数形であっても、出力は複素数
形式となる。信号が実形式であると出力標本化周波数の
１／２で対称に折り返すが、複素数形式の場合は折り返
しが生じないため、信号多重度は実数形式の場合の２倍
となる。さらに入力信号も複素数形式にすると、入力信
号の周波数帯域幅を半分に出来るので、多重数はさらに
２倍とすることが出来る。[Operation] As explained above, a filter processing function can be added to a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter, and a frequency division multiplex signal processing apparatus can be easily constructed. In addition, the shift coefficient ex when realizing the BPF characteristic
p(jφ) is a complex number except when φ=0, π. Therefore, even if the input signal is in real number format, the output will be in complex number format. When the signal is in real format, it is folded back symmetrically at 1/2 of the output sampling frequency, but when it is in complex number format, no folding occurs, so the signal multiplicity is twice that in the case of real number format. Furthermore, if the input signal is also in complex number format, the frequency bandwidth of the input signal can be halved, so the number of multiplexed signals can be further doubled.

【００２９】ところで、実際に適用する場合には、複素
信号は実信号に変換しなければならない。ここで単純に
複素信号の実部だけを取り出すと折り返しが生じてしま
う。そこで、周波数シフトを行い、実信号に変換する必
要がある。これには、出力信号の中心周波数を０となる
ように周波数シフトすればよい。By the way, in the case of actual application, the complex signal must be converted into a real signal. If only the real part of the complex signal is simply extracted here, aliasing will occur. Therefore, it is necessary to perform a frequency shift and convert it into a real signal. This can be done by frequency shifting the center frequency of the output signal to zero.

【００３０】通常の周波数分割多重信号処理装置への応
用では、多重信号の標本化周波数ｆｓｍと、個々のチャ
ネルの信号の標本化周波数ｆｓｎは、ｆｓｍ＝Ｎｆｓｎ
（Ｎは多重数）の関係になっている。しかしながら、本
発明の多重信号処理装置では、必ずしも、整数倍の関係
を満たす必要はない。信号の種類が（例えば、音声と画
像とデータを多重する時のように、）色々なものが混在
している場合などでは、個々のチャネルの標本化周波数
ｆｓｎ　は、信号によりまちまちである。本発明はこの
ような応用にも適している。In application to a normal frequency division multiplexing signal processing device, the sampling frequency fsm of the multiplexed signal and the sampling frequency fsn of the individual channel signals are fsm=Nfsn.
(N is the number of multiplexing). However, in the multiplex signal processing device of the present invention, it is not necessarily necessary to satisfy the relation of integral multiples. When a variety of signal types are mixed (for example, when audio, image, and data are multiplexed), the sampling frequency fsn of each channel varies depending on the signal. The present invention is also suitable for such applications.

【００３１】[0031]

【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図１は（実信号の）入力の標本化周波数を逓倍し、
周波数分割多重信号の、あるチャネルへ多重する多重信
号処理装置の一実施例である。この実施例では標本化周
波数逓倍を行ない、入力信号を出力信号の任意の帯域へ
周波数シフトして、複素信号形式で出力する。図１にお
いて、１１，〜，１Ｎは遅延素子、２０，２１，〜，２
Ｎおよび、３０，３１，〜，３Ｎ　は複素係数掛算器、
４１，〜，４Ｎは複素加算器、５，６はＲＯＭ、７はカ
ウンタ、８はラッチレジスタである。複素係数掛算器は
、実信号に、複素数係数（実部及び虚部の二つの係数の
組）を掛け、複素数信号を出力するもので、図７の様な
回路で構成できる。図７で７１，７２は（実数）掛算器
である。 実の入力信号に実部及び虚部の二実数からなる複素数係
数を掛け、複素信号として出力する。また複素加算器は
、図８の様に構成できる。図８で８１，８２は実数加算
器で、二つの複素信号の実部及び虚部同士を加算する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Examples of the present invention will be described below with reference to the drawings. Figure 1 shows that the sampling frequency of the input (of the real signal) is multiplied,
This is an embodiment of a multiplex signal processing device that multiplexes frequency division multiplexed signals onto a certain channel. In this embodiment, sampling frequency multiplication is performed, the input signal is frequency shifted to an arbitrary band of the output signal, and the resultant signal is output in a complex signal format. In FIG. 1, 11,~,1N are delay elements, 20,21,~,2
N and 30, 31, ~, 3N are complex coefficient multipliers,
41, . . . , 4N are complex adders, 5 and 6 are ROMs, 7 is a counter, and 8 is a latch register. The complex coefficient multiplier multiplies a real signal by a complex coefficient (a set of two coefficients, a real part and an imaginary part) and outputs a complex signal, and can be configured with a circuit as shown in FIG. In FIG. 7, 71 and 72 are (real number) multipliers. The real input signal is multiplied by a complex coefficient consisting of two real numbers, a real part and an imaginary part, and output as a complex signal. Further, the complex adder can be configured as shown in FIG. In FIG. 8, 81 and 82 are real adders that add the real and imaginary parts of two complex signals.

【００３２】図１の遅延素子１１，〜，１Ｎ、複素係数
掛算器２０，２１，〜，２Ｎ、加算器４１，〜，４Ｎは
、入力標本化周波数ｆｓ１で動作する時変係数ＦＩＲフ
ィルタを構成し、入力信号が印加されると、時変係数Ｓ
ｃ（ｎ，τ）で決まるフィルタ処理を受けて、出力信号
が得られる。補間時刻τは、［解決手段］の項の図４の
説明で述べたように、クロックパルスを入力したカウン
タ７を、Ｔ１　周期でリセットし、計数値をＴ２　周期
で読み出し、ラッチレジスタ８に保持することで実現で
きる。時変係数αｎ（τ）＝Ｓｃ（ｎ，τ）（ｎ＝０〜
Ｎ）は、ＲＯＭａ６に予め書き込んでおき、補間時刻τ
を入力して読み出し、複素係数掛算器３０，３１，〜，
３Ｎ　に設定する。 時変係数αｎ（τ）は、ここで、位相シフト複素係数β
ｎ＝ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）がさらに掛けられる。これ
により、フィルタ周波数特性は周波数シフトされて、実
のＬＰＦ特性が複素ＢＰＦ特性に変換される。以上の構
成によって、入力信号を標本化周波数逓倍し、周波数分
割多重信号の、指定されたチャネルへ多重する周波数多
重信号処理装置が実現できる。Delay elements 11, . . . , 1N, complex coefficient multipliers 20, 21, . . . , 2N, and adders 41, .about., 4N in FIG. and when an input signal is applied, the time-varying coefficient S
An output signal is obtained after undergoing filter processing determined by c(n, τ). As described in the explanation of FIG. 4 in the [Solution] section, the interpolation time τ is determined by resetting the counter 7 to which the clock pulse is input at T1 cycles, reading out the counted value at T2 cycles, and holding it in the latch register 8. This can be achieved by doing this. Time-varying coefficient αn (τ) = Sc (n, τ) (n = 0 ~
N) is written in ROMa6 in advance, and the interpolation time τ
is input and read out, and the complex coefficient multipliers 30, 31, ~,
Set to 3N. The time-varying coefficient αn(τ) is now the phase shift complex coefficient β
It is further multiplied by n=exp(jnπp/r). As a result, the filter frequency characteristic is frequency-shifted, and the actual LPF characteristic is converted into a complex BPF characteristic. With the above configuration, it is possible to realize a frequency multiplexing signal processing device that multiplies the sampling frequency of an input signal and multiplexes it onto a designated channel of a frequency division multiplexed signal.

【００３３】図２に図１の実施例の動作を説明する信号
スペクトル図を示す。図２−ａの実線で示すような入力
標本化周波数ｆｓ１の実信号を、搬送周波数ｆｓ１を変
調したスペクトルに周波数シフトする例を示す。出力標
本化周波数ｆｓ２はｆｓ１の３倍（ｒ＝ｆｓ２／ｆｓ１
＝３）とする。ただし、複素信号で出力するので、必ず
しも標本化周波数比ｒは整数比とする必要はない。FIG. 2 shows a signal spectrum diagram illustrating the operation of the embodiment shown in FIG. An example will be shown in which a real signal with an input sampling frequency fs1 as shown by the solid line in FIG. 2-a is frequency shifted to a spectrum obtained by modulating the carrier frequency fs1. The output sampling frequency fs2 is three times fs1 (r=fs2/fs1
=3). However, since a complex signal is output, the sampling frequency ratio r does not necessarily have to be an integer ratio.

【００３４】入力信号は、ｆｓ２から見ると図２−ａの
点線で示すように、０〜ｆｓ１のスペクトルが周期的に
繰り返した高調波成分を持っている。したがって、図２
−ｃに示す様な周波数特性のＢＰＦにより、ｆｓ１の周
辺の成分だけを抜き出せば、目的が達成される。そのた
め、図２−ｂの様な特性のＬＰＦをｆｓ１　周波数シフ
トする。図２−ｂのＬＰＦ特性は［解決手段］で述べた
ように、時変係数ＦＩＲフィルタによるディジタル補間
器で実現できる。このフィルタ係数に位相シフト係数ｅ
ｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）（ｒ＝４，ｐ＝２）を掛ける。こ
れにより、ＬＰＦ周波数特性がｆｓ２／４＝ｆｓ１周波
数シフトされたＢＰＦ特性が、実現できる。こうして、
図２−ｄに示す様にｆｓ１　周辺のスペクトルを抜き出
すことが出来る。周波数シフトを２ｆｓ１　にしたい時
は、ｒ＝４，ｐ＝４の様にパラメータを選択すればよい
。When viewed from fs2, the input signal has harmonic components in which the spectrum from 0 to fs1 is periodically repeated, as shown by the dotted line in FIG. 2-a. Therefore, Figure 2
The purpose can be achieved by extracting only the components around fs1 using a BPF with a frequency characteristic as shown in -c. Therefore, the LPF having the characteristics as shown in FIG. 2-b is frequency shifted by fs1. The LPF characteristic shown in FIG. 2-b can be realized by a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter, as described in [Solution]. This filter coefficient has a phase shift coefficient e
Multiply by xp(jnπp/r) (r=4, p=2). As a result, a BPF characteristic in which the LPF frequency characteristic is frequency-shifted by fs2/4=fs1 can be realized. thus,
As shown in FIG. 2-d, the spectrum around fs1 can be extracted. If you want to set the frequency shift to 2fs1, you can select parameters such as r=4 and p=4.

【００３５】図２−ｃに示す周波数特性は、周波数の正
負に対して非対称であり、複素係数フィルタを用いなけ
れば実現出来ない事に注意する必要がある。図２−ｃの
特性を持つ標本化周波数ｆｓ２　の実係数フィルタの周
波数特性は図２−ｅの様になり、２ｆｓ１の所にも通過
域を持つフィルタとなるので、ｆｓ１の所の信号だけを
抜き出すことは出来ない。It should be noted that the frequency characteristic shown in FIG. 2-c is asymmetrical with respect to the positive and negative frequencies, and cannot be achieved without using a complex coefficient filter. The frequency characteristics of a real coefficient filter with sampling frequency fs2 having the characteristics shown in Fig. 2-c are as shown in Fig. 2-e, and the filter also has a passband at 2fs1, so only the signal at fs1 is processed. It cannot be extracted.

【００３６】図９に本発明による周波数分割多重信号処
理装置の他の実施例を示す。図９において、図１と同じ
構成要素には同一の番号を付けてある。９１１，〜，９
１Ｎは複素信号遅延素子、９２０，９２１，〜，９２Ｎ
　は複素掛算器、９３はＲＯＭ、９４は加算器、９５は
ラッチレジスタである。図９は周波数分割多重信号から
指定されたチャネルの信号を抜き出し、標本化周波数を
変換する処理を行う装置に本発明を適用した実施例であ
る。 入力信号は複素数形式で入力され、係数も複素数となる
ので、係数掛算器には複素掛算器を用いる。FIG. 9 shows another embodiment of the frequency division multiplex signal processing apparatus according to the present invention. In FIG. 9, the same components as in FIG. 1 are given the same numbers. 911, ~, 9
1N is a complex signal delay element, 920, 921, ~, 92N
is a complex multiplier, 93 is a ROM, 94 is an adder, and 95 is a latch register. FIG. 9 shows an embodiment in which the present invention is applied to a device that extracts a designated channel signal from a frequency division multiplexed signal and converts the sampling frequency. Since the input signal is input in the form of a complex number and the coefficients are also complex numbers, a complex multiplier is used as the coefficient multiplier.

【００３７】複素掛算器の回路形式を図１１に示す。図
１１において、１１１，〜，１１４は実数掛算器、１１
５，１１６は（実数）加算器である。複素掛算器は、二
つの複素信号入力１　ｘ＝ｘ１＋ｊｘ２と入力２ｙ＝ｙ
１＋ｊｙ２を掛け、複素信号出力ｚ＝ｘｙ＝ｚ１＋ｊｚ
２＝（ｘ１ｙ１−ｘ２ｙ２）＋ｊ（ｘ１ｙ２＋ｘ２ｙ１
）を演算するものである。従って、図１１に示す４個の
実掛算器と２個の実加算器で実現できる。図９の実施例
の構成図において、入力信号は時変係数Ｓｃ′（ｎ，τ
，ｒ）と、位相シフト係数ｅｘｐ（ｊφ）の積からなる
複素係数ＦＩＲフィルタ処理を受けて、出力される。時
変係数αｎ（τ，ｒ）＝Ｓｃ′（ｎ，τ，ｒ）（ｎ＝０
〜Ｎ）は、ＲＯＭａ９１に予め書き込んでおき、標本化
周波数比ｒ＝ｆｓ１／ｆｓ２＝Ｔ２／Ｔ１（標本化周波
数逓減を行うので、周波数比ｒは図１の実施例と逆にな
っている）、補間時刻τを入力して、読み出し、係数掛
算器に設定する。補間時刻τは、図１の実施例と同様に
行うことが出来る。標本化周波数比ｒを決定するには、
Ｔ１　およびＴ２を求めればよい（ここでは、入力標本
化周期Ｔ１は既に既知であるものとする）。Ｔ２を求め
るため、相続く補間時刻τｎ，τｎ−１の差を求める。 数２から、差Ｔ２′は、FIG. 11 shows the circuit format of the complex multiplier. In FIG. 11, 111, to, 114 are real multipliers, 11
5,116 is a (real number) adder. The complex multiplier has two complex signal inputs 1 x=x1+jx2 and input 2y=y
Multiply by 1+jy2, complex signal output z=xy=z1+jz
2=(x1y1-x2y2)+j(x1y2+x2y1
) is calculated. Therefore, it can be realized with four real multipliers and two real adders shown in FIG. In the configuration diagram of the embodiment shown in FIG. 9, the input signal has a time-varying coefficient Sc'(n, τ
, r) and the phase shift coefficient exp(jφ) and is outputted after being subjected to complex coefficient FIR filter processing. Time-varying coefficient αn (τ, r) = Sc′ (n, τ, r) (n = 0
~N) is written in the ROMa 91 in advance, and the sampling frequency ratio r=fs1/fs2=T2/T1 (since the sampling frequency is decreased, the frequency ratio r is opposite to that in the embodiment of FIG. 1). , the interpolation time τ is input, read out, and set in the coefficient multiplier. The interpolation time τ can be determined in the same manner as in the embodiment shown in FIG. To determine the sampling frequency ratio r,
It is sufficient to find T1 and T2 (here, it is assumed that the input sampling period T1 is already known). In order to obtain T2, the difference between successive interpolation times τn and τn-1 is determined. From equation 2, the difference T2' is

【００３８】[0038]

【数６】[Math 6]

【００３９】となる。数６で、ｋは整数である。したが
って、補間時刻の差にＴ１　の補正を加えればＴ２が求
められる。Ｔ２は変動しても、通常ではその変動幅はＴ
１　より小さいから、この補正演算は容易に行える。図
９の実施例では、ラッチレジスタ８，９２で得られるτ
ｎ，τｎ−１を加算器７３に入力して差Ｔ２′を求める
。これをＲＰＭａ９１に入力し、ＲＯＭａで、Ｔ２′　
の補正演算、およびｒ＝Ｔ１／Ｔ２の計算を行う。これ
により、標本化周波数比ｒが求められ、時変係数αｎ（
τ，ｒ）＝Ｓｃ′（ｎ，τ，ｒ）が決定できる。時変係
数αｎ（τ，ｒ）には、さらに位相シフト係数βｎ＝ｅ
ｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）が掛けられる。この操作は図１の
実施例の場合と同様であるので、説明は省略する。[0039] In equation 6, k is an integer. Therefore, by adding the correction of T1 to the difference in interpolation time, T2 can be obtained. Even if T2 fluctuates, the range of fluctuation is usually T
Since it is smaller than 1, this correction calculation can be easily performed. In the embodiment of FIG. 9, τ obtained by the latch registers 8 and 92
n and τn-1 are input to an adder 73 to obtain a difference T2'. Input this to RPMa91, and in ROMa, T2'
and the calculation of r=T1/T2. As a result, the sampling frequency ratio r is obtained, and the time-varying coefficient αn(
τ, r)=Sc'(n, τ, r) can be determined. The time-varying coefficient αn(τ, r) further includes a phase shift coefficient βn=e
xp(jnπp/r) is multiplied. This operation is the same as in the embodiment shown in FIG. 1, so the explanation will be omitted.

【００４０】こうして、入力信号を帯域通過フィルタ処
理して、必要な信号を抜き出し、標本化周波数を逓減し
て、出力する信号処理（周波数分割多重信号の多重分離
操作）を、本発明の周波数分割多重信号処理装置によっ
て簡単な構成で実現することができる。In this way, the signal processing (demultiplexing operation of a frequency division multiplexed signal) in which the input signal is band-pass filtered, necessary signals are extracted, the sampling frequency is decreased, and the output signal is output is performed using the frequency division method of the present invention. This can be realized with a simple configuration using a multiplex signal processing device.

【００４１】なお、図９の実施例では、出力信号は複素
形式である。実際には、個別チャネル信号は実信号に戻
しておく方が都合が良い。複素信号は、周波数をシフト
することにより、実現することが出来る。具体的には、
図１２に示すような複素信号実信号変換器を用いる。図
１２において１２１，１２２は実数掛算器、１２３は加
算器、１２４は係数ＲＯＭである。係数ＲＯＭにはシフ
トする角周波数ω＝２π（ｆｃ−ｆｓ２）に対するｅｘ
ｐｊωｔ＝ｃｏｓωｔ＋ｊｓｉｎωｔの値が書き込まれ
ている。これらを時刻ｔで読みだし、複素信号ｘ＝ｘ１
＋ｊｘ２に掛けると、出力は実信号となるので、出力の
実部ｙ＝ｘ１ｃｏｓωｔ−ｘ２ｓｉｎωｔを取り出せば
良い。図１０に図９の実施例の動作を説明する信号スペ
クトル図を示す。図１０−ａの周波数分割多重信号から
、チャネルＣの信号を帯域通過（ＢＰＦ）フィルタで抜
き出し、復調（あるいは、周波数シフト）して、さらに
、標本化周波数を逓減する例を示す。入力多重信号は複
素信号形式で入力されるものとし、チャネルｃはｆｃか
らｆｃ＋２Ｂｃの周波数帯に多重されている。Note that in the embodiment of FIG. 9, the output signal is in a complex format. In practice, it is more convenient to convert the individual channel signals back to real signals. Complex signals can be realized by shifting the frequency. in particular,
A complex signal to real signal converter as shown in FIG. 12 is used. In FIG. 12, 121 and 122 are real multipliers, 123 is an adder, and 124 is a coefficient ROM. The coefficient ROM contains ex for the shifting angular frequency ω=2π(fc-fs2)
A value of pjωt=cosωt+jsinωt is written. These are read out at time t, and the complex signal x=x1
When multiplied by +jx2, the output becomes a real signal, so it is sufficient to extract the real part of the output y=x1cosωt−x2sinωt. FIG. 10 shows a signal spectrum diagram illustrating the operation of the embodiment shown in FIG. An example will be shown in which a channel C signal is extracted from the frequency division multiplexed signal in FIG. 10-a using a band pass (BPF) filter, demodulated (or frequency shifted), and the sampling frequency is further decreased. The input multiplexed signal is assumed to be input in a complex signal format, and channel c is multiplexed into a frequency band from fc to fc+2Bc.

【００４２】チャネルＣを取り出すには、図１０−ｃに
示すようなＢＰＦ特性の複素係数フィルタを用いればよ
い。そこで、ディジタル補間器によって、図１０−ｂの
様なＬＰＦ特性を実現し、これをｆｃ＋Ｂｃ周波数シフ
トする。ディジタル補間器は入力Ｎｙｑｕｉｓｔ周波数
ｆｓ１／２の遮断周波数を持つＬＰＦ作用を示すので、
この遮断周波数をＢｃに下げるため、［解決手段］の項
で述べた方法により、周波数比ｒ＝ｆｓ１／２Ｂｃを求
め、これから時変係数αｎ（τ，ｒ）＝Ｓｃ′（ｎ，τ
，ｒ）　を求める。 こうして、遮断周波数ＢｃのＬＰＦ（図１０−ｂ）が実
現される。To extract channel C, a complex coefficient filter with BPF characteristics as shown in FIG. 10-c may be used. Therefore, a digital interpolator is used to realize an LPF characteristic as shown in FIG. 10-b, and this is shifted in fc+Bc frequency. Since the digital interpolator exhibits an LPF action with a cutoff frequency of the input Nyquist frequency fs1/2,
In order to lower this cutoff frequency to Bc, the frequency ratio r=fs1/2Bc is determined by the method described in the [Solution] section, and from this the time-varying coefficient αn(τ, r)=Sc'(n, τ
, r). In this way, an LPF (FIG. 10-b) with a cutoff frequency Bc is realized.

【００４３】これをＢＰＦに変換するには、図１の実施
例と全く同様に、位相シフト係数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ
）（ｒ＝４，ｐ＝２）を掛けて、周波数シフトを行う（
図１０−ｃ）。得られたＢＰＦにより、入力信号からチ
ャネルＣの信号だけ抜き出すことができ（図１０−ｄ）
、これを標本化周波数をｆｓ２に逓減して出力する（図
１０−ｅ）。ｆｓ２はチャネルＣの帯域幅２Ｂｃの２倍
に選んでおく。図１０−ｅに得られた信号は複素信号で
あり、周波数スペクトルが正負対称になっていない。こ
れを対称化し実信号として、出力するため、図１２に示
した周波数シフトによる複素信号実信号変換を行う。こ
のため、図９の補間器出力（図１０−ｅ）に、ｅｘｐ（
ｊ２π（ｆｃ−ｆｓ２）ｔ）を掛けて、実部のみを取り
出す。こうして、実信号化されたチャネルＣの信号（図
１０−ｆ）が得られる。To convert this into BPF, the phase shift coefficient exp(jnπp/r
) (r=4, p=2) to perform frequency shift (
Figure 10-c). Using the obtained BPF, only the channel C signal can be extracted from the input signal (Figure 10-d).
, this is output after decreasing the sampling frequency to fs2 (FIG. 10-e). fs2 is selected to be twice the bandwidth 2Bc of channel C. The signal obtained in FIG. 10-e is a complex signal, and the frequency spectrum is not symmetrical. In order to make this symmetrical and output it as a real signal, complex signal real signal conversion is performed by frequency shifting as shown in FIG. Therefore, the interpolator output (FIG. 10-e) in FIG.
j2π(fc-fs2)t) to extract only the real part. In this way, a signal of channel C converted into an actual signal (FIG. 10-f) is obtained.

【００４４】[0044]

【発明の効果】本発明によれば、時変係数ＦＩＲフィル
タを用いたディジタル補間器の時変係数を変形し、さら
に位相シフト係数を掛けることにより、種々特性のフィ
ルタ作用を兼ね備えたディジタル補間器が得られ、これ
を用いて、周波数分割多重信号処理装置が簡便に構成で
きる。周波数分割多重信号を扱う場合、必要になる基本
的な信号処理は、標本化周波数の逓減，逓倍変換と、信
号を分離，合成するフィルタ処理である。本発明では、
比較的簡単な構成で、これらの処理を同時に実現するこ
とができ、従来非常に複雑な処理を必要としていた周波
数分割多重信号の処理を簡略化し、ハードウェアの縮減
が図れる。According to the present invention, the time-varying coefficient of a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter is modified and further multiplied by a phase shift coefficient, thereby creating a digital interpolator that combines filtering functions with various characteristics. is obtained, and using this, a frequency division multiplexing signal processing device can be easily constructed. When dealing with frequency division multiplexed signals, the basic signal processing required is sampling frequency reduction and multiplication conversion, and filter processing to separate and combine signals. In the present invention,
These processes can be simultaneously realized with a relatively simple configuration, simplifying the processing of frequency division multiplexed signals, which conventionally required very complicated processing, and reducing the amount of hardware required.

【００４５】また、信号の変復調処理のように、信号の
乗算と、フィルタ処理に伴い標本化周波数変換が必要と
なる信号処理においても、本発明を適用することが出来
る。さらに本方式は、標本化周波数変換比が複雑な整数
比の場合や、標本化周波数が変動する場合にも適用する
ことができる。The present invention can also be applied to signal processing, such as signal modulation/demodulation processing, which requires signal multiplication and sampling frequency conversion in conjunction with filter processing. Furthermore, this method can also be applied when the sampling frequency conversion ratio is a complex integer ratio or when the sampling frequency varies.

【００４６】本発明はすべてディジタル回路で実現でき
るので、ＩＣ化も容易であり、ディジタル信号処理を用
いる各方面で、広く応用することが出来る。Since the present invention can be realized entirely using digital circuits, it can be easily integrated into an IC, and can be widely applied in various fields that use digital signal processing.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

【図１】本発明の１実施例の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of one embodiment of the present invention.

【図２】図１の動作を説明する信号スペクトル図である
。FIG. 2 is a signal spectrum diagram illustrating the operation of FIG. 1;

【図３】時変係数ＦＩＲフィルタによる補間方式の原理
説明図である。FIG. 3 is a diagram explaining the principle of an interpolation method using a time-varying coefficient FIR filter.

【図４】時変係数ＦＩＲフィルタによるディジタル補間
器の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter.

【図５】折り返し現象の説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of a folding phenomenon.

【図６】本発明による折り返し除去機能の原理説明図で
ある。FIG. 6 is a diagram explaining the principle of the aliasing removal function according to the present invention.

【図７】複素係数掛算器の構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram of a complex coefficient multiplier.

【図８】複素加算器の構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a complex adder.

【図９】本発明の他の実施例の構成図である。FIG. 9 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.

【図１０】図９の動作を説明する信号スペクトル図であ
る。FIG. 10 is a signal spectrum diagram illustrating the operation of FIG. 9;

【図１１】複素掛算器の構成図である。FIG. 11 is a configuration diagram of a complex multiplier.

【図１２】複素信号実信号変換器の構成図である。FIG. 12 is a configuration diagram of a complex signal real signal converter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１１，〜，１Ｎ…遅延素子、９１１，〜，９１Ｎ…複素
信号遅延素子、２０，２１，〜，２Ｎ，３０，３１，〜
，３Ｎ…複素係数掛算器、９２０，９２１，〜，９２Ｎ
…複素掛算器、４１，〜，４Ｎ…複素加算器、４２０，
４２１，〜，４２Ｎ，７１，７２，１１１，〜，１１４
，１２１，１２２…係数掛算器、４４１，〜，４４Ｎ，
８１，８２，９４，１１５，１１６，１２３…加算器、
５，６，９３，１２４…ＲＯＭ、７…カウンタ、８，９
５…ラッチレジスタ。11, ~, 1N... Delay element, 911, ~, 91N... Complex signal delay element, 20, 21, ~, 2N, 30, 31, ~
, 3N... complex coefficient multiplier, 920, 921, ~, 92N
...Complex multiplier, 41, ~, 4N...Complex adder, 420,
421, ~, 42N, 71, 72, 111, ~, 114
, 121, 122...coefficient multiplier, 441, ~, 44N,
81, 82, 94, 115, 116, 123...adder,
5, 6, 93, 124...ROM, 7...Counter, 8, 9
5...Latch register.

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】第一の標本化周波数ｆｓ１　で周期的に初
期設定される計時装置によって、第二の標本化周波数ｆ
ｓ２　の標本化パルスの時刻を計測し、該（第二）標本
化時刻によって定まるフィルタ係数を持つ時変係数フィ
ルタを用いて、前記第一の標本化周期で標本化された入
力信号系列を、第二の標本化周波数で標本化し直した出
力信号系列に変換する標本化周波数変換回路を用いて、
前記第二の標本化周波数ｆｓ２と第一の標本化周波数ｆ
ｓ１の比ｒ＝ｆｓ２／ｆｓ１を整数値とし、０≦ｐ≦ｒ
の任意の整数値ｐに対して、前記時変係数フィルタのｎ
番目の係数を、複素定数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）倍した
値とすることを特徴とする周波数分割多重信号処理装置
。Claim 1: A clocking device periodically initialized at a first sampling frequency fs1 controls a second sampling frequency fs1.
Measure the time of the sampling pulse of s2, and use a time-varying coefficient filter with a filter coefficient determined by the (second) sampling time to obtain the input signal sequence sampled at the first sampling period, Using a sampling frequency conversion circuit that converts into an output signal sequence resampled at a second sampling frequency,
the second sampling frequency fs2 and the first sampling frequency f
Let the ratio r=fs2/fs1 of s1 be an integer value, and 0≦p≦r
For any integer value p of the time-varying coefficient filter n
A frequency division multiplexing signal processing device characterized in that the th coefficient is multiplied by a complex constant exp (jnπp/r). 【請求項２】特許請求の範囲の請求項１記載の周波数分
割多重信号処理装置において、前記時変係数フィルタの
係数を、フィルタタップ数、前記（第二）標本化時刻お
よび、前記第一の標本化周波数ｆｓ１　と第二の標本化
周波数ｆｓ２の比ｒ＝ｆｓ１／ｆｓ２とによって定まる
係数とし、かつ、前記標本化周波数比ｒを整数値とし、
０≦ｐ≦ｒの任意の整数値ｐに対して、前記時変係数フ
ィルタのｎ番目の係数を、複素定数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／
ｒ）倍した値とすることを特徴とする周波数分割多重信
号処理装置。2. The frequency division multiplexing signal processing device according to claim 1, wherein the coefficients of the time-varying coefficient filter are determined by the number of filter taps, the (second) sampling time, and the first sampling time. A coefficient determined by the ratio r=fs1/fs2 of the sampling frequency fs1 and the second sampling frequency fs2, and the sampling frequency ratio r is an integer value,
For any integer value p of 0≦p≦r, the nth coefficient of the time-varying coefficient filter is expressed as a complex constant exp(jnπp/
r) A frequency division multiplexing signal processing device characterized in that the signal is multiplied. 【請求項３】特許請求の範囲の請求項１及び請求項２記
載の周波数分割多重信号処理装置において、入力信号を
複素信号とし、前記標本化周波数比ｒ＝ｆｓ２／ｆｓ１
（あるいはｆｓ１／ｆｓ２）を任意の実数値とし、０≦
ｐ≦ｒの任意の値ｐに対して、前記時変係数フィルタの
ｎ番目の係数を、複素定数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）倍し
た値とすることを特徴とする周波数分割多重信号処理装
置。3. A frequency division multiplexing signal processing device according to claims 1 and 2, wherein the input signal is a complex signal, and the sampling frequency ratio r=fs2/fs1
Let (or fs1/fs2) be any real value, 0≦
A frequency division multiplexing signal processing device characterized in that the n-th coefficient of the time-varying coefficient filter is set to a value multiplied by a complex constant exp (jnπp/r) for any value p of p≦r.