JP2901427B2 - FM demodulator - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、ＦＭ復調器に関し、
特に構成を簡素化したＦＭ復調器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an FM demodulator,
In particular, the present invention relates to an FM demodulator having a simplified configuration.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ＦＭ復調器としては、アナログ信号処理
形式と比較して安定性・信頼性・調整の簡易性の面で有
利であるデジタル信号処理形式を採用した各種ＦＭ復調
器が提案されている。2. Description of the Related Art As FM demodulators, various FM demodulators employing a digital signal processing format which is advantageous in terms of stability, reliability, and simplicity of adjustment as compared with an analog signal processing format have been proposed. I have.

【０００３】図９は、代表的構成例を示し、ＴＡＮ形と
称され、原理的には無歪で、ＡＭ抑圧特性をもつためＦ
Ｍ放送受信機用のＦＭ復調器として適する。図９におい
て、入力ＦＭ信号は、Ａ／Ｄ変換器１０１でデジタル信
号に変換された後、９０度移相器１０２に入力される。
アークｔａｎ計算器１０３は、９０度移相器１０２から
供給される９０度位相の異なる２つの信号成分から位相
成分を求める。差分器１０４は、該位相成分の差分を求
めることにより、復調出力を求める。FIG. 9 shows a typical configuration example, which is referred to as a TAN type.
Suitable as FM demodulator for M broadcast receiver. In FIG. 9, an input FM signal is converted into a digital signal by an A / D converter 101 and then input to a 90-degree phase shifter 102.
The arc tan calculator 103 obtains a phase component from two signal components having different 90-degree phases supplied from the 90-degree phase shifter 102. The differentiator 104 obtains a demodulated output by obtaining a difference between the phase components.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
デジタル復調器は、９０度移相器１０２とアークｔａｎ
計算器１０３を含んでいるため、回路規模が大きくなる
という問題を有する。また、１ＭＨｚ程度のサンプリン
グ周波数を必要とするため、アークｔａｎ計算部１０３
の演算速度は高速でなければならない等の問題があるた
め実用化されていない。As described above, the conventional digital demodulator includes a 90-degree phase shifter 102 and an arc tan.
Since the calculator 103 is included, there is a problem that the circuit scale becomes large. Since a sampling frequency of about 1 MHz is required, the arc tan calculation unit 103
Has not been put to practical use because of the problem that the calculation speed of must be high.

【０００５】そこで、この発明の目的は、上記問題点を
解決し、構成を簡略化したＦＭ復調器を提供することに
ある。An object of the present invention is to provide an FM demodulator which solves the above problems and has a simplified configuration.

【０００６】[0006]

【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め、この発明によるＦＭ復調器は、入力ＦＭ信号のキャ
リア周波数ｆcの略１／４倍または３／４倍のサンプリ
ング周波数ｆsで前記入力ＦＭ信号をサンプリングする
Ａ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器からの第１の出力信号
と該第１の出力信号の−１倍の第２の出力信号とを交互
に出力するセレクタと、該セレクタからの出力信号を所
定時間遅延させる遅延器と、該セレクタからの出力信号
を入力とするローパスフィルタと、前記ローパスフィル
タの出力と前記遅延器の出力に基づいて前記ＦＭ信号の
位相成分を求める位相計算器と、該位相計算器の出力を
実質的に微分して復調信号を出力する差分器と、を備え
て構成される。上記遅延器とローパスフィルタは１つの
ローパスフィルタで置き換えることができる。In order to solve the above-mentioned problems, an FM demodulator according to the present invention comprises an input signal having a sampling frequency fs which is approximately 1/4 or 3/4 of a carrier frequency fc of an input FM signal. An A / D converter for sampling the FM signal, and a selector for alternately outputting a first output signal from the A / D converter and a second output signal that is -1 times the first output signal. A delay device for delaying an output signal from the selector for a predetermined time, a low-pass filter receiving the output signal from the selector as an input, and a phase component of the FM signal based on an output of the low-pass filter and an output of the delay device. , And a differentiator for substantially differentiating the output of the phase calculator and outputting a demodulated signal. The delay unit and the low-pass filter can be replaced with one low-pass filter.

【０００７】[0007]

【作用】この発明では、入力ＦＭ信号のキャリア周波数
ｆcの略１／４倍または３／４倍のサンプリング周波数
ｆsで入力ＦＭ信号をサンプリングして得られる信号と
その補数信号とに基づいてローパスフィルタ、位相計算
器及び微分（差分）器を用いてている。According to the present invention, a low-pass filter is provided based on a signal obtained by sampling an input FM signal at a sampling frequency fs substantially 1/4 or 3/4 of the carrier frequency fc of the input FM signal and its complement signal. , A phase calculator and a differential (difference) device.

【０００８】[0008]

【実施例】次に、この発明の実施例について図面を参照
しながら説明する。図１は、この発明によるＦＭ復調器
の一実施例を示す構成ブロック図である。入力ＦＭ信号
は、Ａ／Ｄ変換器１によりデジタル信号に変換される。
補数セレクタ２は、Ａ／Ｄ変換器１からの出力信号をそ
のまま、または出力信号を−１倍した出力を選択出力す
る。補数セレクタ２の出力は、遅延器３とローパスフィ
ルタ４に送出される。遅延器３は、ローパスフィルタ４
の呈する遅延器の１／２の遅延量だけ入力信号を遅延す
る。アークｔａｎ計算器５は、遅延器３とローパスフィ
ルタフィルタ４からの出力信号に基づいて位相成分を求
める。得られた位相成分は、差分器６で差分が演算され
て復調出力が得られる。この実施例では、補数セレクタ
２、遅延器３およびローパスフィルタ４によって９０度
移相器の機能を実現している。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an FM demodulator according to the present invention. The input FM signal is converted into a digital signal by the A / D converter 1.
The complement selector 2 selects and outputs the output signal from the A / D converter 1 as it is or by multiplying the output signal by -1. The output of the complement selector 2 is sent to the delay unit 3 and the low-pass filter 4. The delay unit 3 includes a low-pass filter 4
The input signal is delayed by half the delay amount of the delay device represented by The arc tan calculator 5 obtains a phase component based on output signals from the delay unit 3 and the low-pass filter 4. The difference of the obtained phase component is calculated by the differentiator 6 to obtain a demodulated output. In this embodiment, the function of a 90-degree phase shifter is realized by the complement selector 2, the delay unit 3, and the low-pass filter 4.

【０００９】補数セレクタ２は、例えば図２のように構
成できる。入力デジタル信号は、減算器２１の−入力端
子とセレクタのＡ入力端子とに入力される。減算器２１
の＋入力端子には“０”が供給されており、その出力が
セレクタ２２のＢ入力端子に供給される。セレクタ２２
は、２入力端子に供給されている信号のうち１つの信号
を出力する。上述ＴＡＮ形のＦＭ復調器は、入力ＦＭ変
調信号とその直交信号とにアークｔａｎ演算を施して位
相成分を取り出し、該位相成分を、差分器を用いて微分
することにより瞬時周波数を出力するような復調器であ
る。該直交信号を得る方法としては９０度移相器の他に
図３に示すように２相直交信号により周波数変換する構
成が知られている。The complement selector 2 can be configured as shown in FIG. 2, for example. The input digital signal is input to the minus input terminal of the subtractor 21 and the A input terminal of the selector. Subtractor 21
"0" is supplied to the + input terminal of the selector 22, and its output is supplied to the B input terminal of the selector 22. Selector 22
Outputs one of the signals supplied to the two input terminals. The above-described TAN-type FM demodulator performs an arc tan operation on an input FM modulated signal and its orthogonal signal to extract a phase component, and differentiates the phase component using a differentiator to output an instantaneous frequency. Demodulator. As a method for obtaining the quadrature signal, a configuration in which frequency conversion is performed by a two-phase quadrature signal as shown in FIG.

【００１０】図３において、入力信号は、乗算器３１と
３２により、それぞれcos ω₁tとsin ω₁tと乗算された
後、バンドパスフィルタ３３と３４で所定の周波数成分
が抽出されて出力される。かかる構成回路では、２信号
間のゲイン差・位相差誤差が復調特性を劣化させるた
め、アナログ処理では必要な精度が得られない。またデ
ジタル処理では、２相直交信号(cos ω₁t,sin ω₁t)の
発生とバンドパスフィルタの構成では９０度移相器を構
成した場合よりも更に回路規模が大きくなる問題があ
る。In FIG. 3, an input signal is multiplied by cos ω ₁ t and sin ω ₁ t by multipliers 31 and 32, respectively, and then predetermined frequency components are extracted by band-pass filters 33 and 34 and output. Is done. In such a configuration circuit, the gain difference and the phase difference error between the two signals degrade the demodulation characteristics, so that the required accuracy cannot be obtained by the analog processing. Further, in the digital processing, there is a problem that the circuit scale is further increased in the generation of the two-phase quadrature signal (cos ω ₁ t, sin ω ₁ t) and in the configuration of the band-pass filter than in the case of configuring the 90-degree phase shifter.

【００１１】ところで、２相直交信号の周波数f₁=ω₁／
(2π)が、サンプリング周波数fsの１／４のときには、
ω₁t=2πf₁k/fs=πk/2 (k:整数１)となり、cosω₁t、si
nω₁tは単に、１，０，−１，０，…と０，１，０，−
１…の数列になる。したがって、入力ＦＭ変調信号ｘ
（ｋ）のキャリア周波数fcが、ｆs／4に近いときは、ｘ
（ｋ），０，−ｘ（ｋ＋２），０，ｘ（ｋ＋４），…と
０，ｘ（ｋ＋１），０，−ｘ（ｋ＋３），０，…との系
列をローパスフィルタフィルタに通してfs/4以下の周波
数成分のみを取り出せば、直交信号が得られることにな
る。By the way, the frequency f ₁ = ω ₁ /
When (2π) is 1/4 of the sampling frequency fs,
ω ₁ t = 2πf ₁ k / fs = πk / 2 (k: integer 1), and cos ω ₁ t, si
nω ₁ t is simply 1,0, -1,0, ... and 0,1,0,-
It becomes a sequence of 1 ... Therefore, the input FM modulation signal x
When the carrier frequency fc of (k) is close to fs / 4, x
The sequence of (k), 0, -x (k + 2), 0, x (k + 4),... And 0, x (k + 1), 0, -x (k + 3), 0,. By extracting only the frequency component of / 4 or less, a quadrature signal can be obtained.

【００１２】図４にはＦＭ変調信号スペクトルが、図５
にはfs/4の正弦波を乗算した後のスペクトルが示されて
いる。乗算後の信号系列は１つおきに０となっているか
ら、多重化した系列ｘ（ｋ），ｘ（ｋ＋１），−ｘ（ｋ
＋２），−ｘ（ｋ＋３），ｘ（ｋ＋４），…に対してロ
ーパスフィルタ出力を計算すればよい。FIG. 4 shows the spectrum of the FM modulation signal, and FIG.
Shows the spectrum after multiplication by the sine wave of fs / 4. Since the signal sequence after multiplication is 0 every other signal, the multiplexed sequence x (k), x (k + 1), -x (k
+2), −x (k + 3), x (k + 4),...

【００１３】以上の点を考慮して得られるデジタルＦＭ
復調器の構成例が図６に示されている。図中、図１と同
一符号が付されている構成部は同様機能を有する構成部
である。ローパスフィルタ４の特性に制限を付して図７
に示すようなハーフバンドフィルタ構成とし、Ａ／Ｄコ
ンバータ１のサンプリング周波数ｆsを１／２にデシメ
ートする場合は、図７の１０次ＦＩＲフィルタは、入力
系列が１つおきに０となっていることから、偶数サンプ
ルのみと奇数サンプルのみの部分に分割できるので、図
８に示す如き構成となる。Digital FM obtained in consideration of the above points
FIG. 6 shows a configuration example of the demodulator. In the figure, components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 are components having the same functions. FIG. 7 shows a case where the characteristics of the low-pass filter 4 are restricted.
In the case where the sampling frequency fs of the A / D converter 1 is decimated to １ ／, the input sequence of the 10th-order FIR filter shown in FIG. From this, since it is possible to divide into only an even-numbered sample and an odd-numbered sample, a configuration as shown in FIG. 8 is obtained.

【００１４】図７に示すハーフバンドフルにおいては、
偶数サンプルは、乗算器５２で係数ａ0と乗算され、乗
算結果が加算器５４に出力される。また、奇数サンプル
は、乗算器４６，４７，４８，４９，５０および５１で
係数ａ₅,a₃,a₁,a_-1,a_-3およびa_-5とそれぞれ乗算され
る。乗算器４６の出力は、遅延器４１で１クロック分遅
延された後、加算器５３に送出される。該遅延信号は、
加算器５３で乗算器４７の出力と加算された後、遅延器
４２で１クロックだけ遅延される。加算器５４は、乗算
器５２の出力、遅延器４２の出力および乗算器４８の出
力を加算する。加算器５４の出力は、遅延器４３で同様
に遅延され、加算器５５に出力される。加算器５５での
加算信号は、遅延器４４で遅延され、加算器５６に出力
される。加算器５６による加算結果は、遅延器４５で遅
延され、乗算器５１の出力信号と加算器５７により加算
されて出力信号が得られる。In the half band full shown in FIG.
The even sample is multiplied by the coefficient a0 in the multiplier 52, and the multiplication result is output to the adder 54. Also, the odd samples are multiplier coefficients 46,47,48,49,50 and _{51 a 5, a 3, a} 1, a -1, are respectively multiplied with a _-3 and a _-5. The output of the multiplier 46 is sent to the adder 53 after being delayed by one clock in the delay unit 41. The delayed signal is
After being added to the output of the multiplier 47 by the adder 53, the delay is delayed by one clock by the delay unit 42. The adder 54 adds the output of the multiplier 52, the output of the delay unit 42, and the output of the multiplier 48. The output of the adder 54 is similarly delayed by the delay unit 43 and output to the adder 55. The addition signal from the adder 55 is delayed by the delay unit 44 and output to the adder 56. The result of the addition by the adder 56 is delayed by the delay unit 45, and added to the output signal of the multiplier 51 by the adder 57 to obtain an output signal.

【００１５】図８に示すローパスフィルタ構成では、偶
数サンプルを遅延する遅延器６１，６２および６３が直
列接続されている。また、奇数サンプルは、図７と同様
に乗算器６９〜７４、遅延器６４〜６８、加算器７５〜
７９から構成されている。乗算器６９，７０，７１，７
２，７３および７４には、係数２ａ₅，２ａ₃，２ａ₁，
２ａ_-1，２ａ_-3および２ａ_-5が乗算係数として供給され
ている。図８に示す構成では、９０度の移相器をＦＩＲ
フィルタで構成した場合に比べ、フィルタ次数がほぼ１
／２になっている。したがって、図１に示す構成でＦＭ
復調器が実現できることになる。In the low-pass filter configuration shown in FIG. 8, delay units 61, 62 and 63 for delaying even-numbered samples are connected in series. The odd-numbered samples are supplied to multipliers 69 to 74, delay units 64 to 68, and adders 75 to
79. Multipliers 69, 70, 71, 7
2, 73 and 74 have coefficients 2a ₅ , 2a ₃ , 2a ₁ ,
2a _-1 , 2a _-3 and 2a _-5 are supplied as multiplication coefficients. In the configuration shown in FIG. 8, the 90-degree phase shifter is connected to the FIR
Filter order is almost 1 compared to the case where filter is used.
/ 2. Therefore, in the configuration shown in FIG.
A demodulator can be realized.

【００１６】図１における差分器６は、入力θ（ｋ）に
対し差分値Δθ（ｋ）＝θ（ｋ）−θ（ｋ−１）を計算
するものであり、微分を近似している。なお、中間周波
数１０．７ＭＨｚに対し、例えばＦｓ＝９１２ＫＨｚの
ときサンプリング信号のキャリア周波数Ｆｃは６６８Ｋ
Ｈｚとなり、３ｆs/4＝６８４ＫＨｚに近い適当な値に
なる。また、ｆs=640KHzでも、ｆc=460KHzと3ｆs/4＝４
８０ｋに近く適当な値である。The difference unit 6 in FIG. 1 calculates a difference value Δθ (k) = θ (k) −θ (k−1) with respect to the input θ (k), and approximates the differentiation. For example, when the intermediate frequency is 10.7 MHz, when Fs = 912 KHz, the carrier frequency Fc of the sampling signal is 668 KHz.
Hz, which is an appropriate value close to 3fs / 4 = 684 KHz. Even if fs = 640KHz, fc = 460KHz and 3fs / 4 = 4
This is an appropriate value close to 80k.

【００１７】[0017]

【発明の効果】以上説明したように、この発明によるＦ
Ｍ復調器によれば９０度移相器に相当する機能を略半分
の回路規模で実現でき、またサンプリング周波数が通常
の１／２になるので処理速度の制約がなくなる。更に９
０度移相器に比べローパスフィルタのゲイン特性は任意
に設定できるので、入力ＣＮ比等の条件に応じてフィル
タの通過域を適応的に変化させる構成に好適である。As described above, the F according to the present invention is used.
According to the M demodulator, a function equivalent to a 90-degree phase shifter can be realized with a substantially half circuit scale, and since the sampling frequency is reduced to half of the normal, the processing speed is not restricted. 9 more
Since the gain characteristics of the low-pass filter can be set arbitrarily as compared with the 0-degree phase shifter, it is suitable for a configuration in which the pass band of the filter is adaptively changed according to conditions such as the input CN ratio.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】この発明によるＦＭ復調器の一実施例を示す構
成ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an FM demodulator according to the present invention.

【図２】図１における補数セレクタ２の構成例を示すブ
ロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a complement selector 2 in FIG. 1;

【図３】直交信号を生成するための回路例を示す図であ
る。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a circuit for generating an orthogonal signal.

【図４】入力ＦＭ信号のスペクトルを示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a spectrum of an input FM signal.

【図５】図４のＦＭ信号にfs/4の正弦波を乗算して得ら
れる信号のスペクトルを示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a spectrum of a signal obtained by multiplying the FM signal of FIG. 4 by a sine wave of fs / 4.

【図６】この発明によるＦＭ復調器の他の実施例を示す
構成ブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment of the FM demodulator according to the present invention.

【図７】この発明の実施例におけるハーフバンドフィル
タの構成ブロック図である。FIG. 7 is a configuration block diagram of a half-band filter according to the embodiment of the present invention.

【図８】この発明の実施例におけるローパスフィルタの
構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a low-pass filter according to the embodiment of the present invention.

【図９】従来のＦＭ復調器の構成ブロック図である。FIG. 9 is a configuration block diagram of a conventional FM demodulator.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，１０１ Ａ／Ｄ変換器 ２ 補数セレクタ ３，４１〜４５，６４〜６８ 遅延器 ４ ローパスフィルタ ５，１０３ アークｔａｎ計算器 ６，１０４ 差分器 ２１ 減算器 ２２ セレクタ ３１，３２，４６〜５２，６９〜７４ 乗算
器 ３３，３４ バンドパスフィルタ ５３〜５７，７５〜７９ 加算器 １０２ ９０度移相器1,101 A / D converter 2 complement selector 3,41-45,64-68 Delay unit 4 Low-pass filter 5,103 Arc tan calculator 6,104 Difference unit 21 Subtractor 22 Selector 31,32,46-52, 69-74 Multiplier 33,34 Band-pass filter 53-57,75-79 Adder 102 90-degree phase shifter

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】入力ＦＭ信号のキャリア周波数ｆcの略１
／４倍または３／４倍のサンプリング周波数ｆsで前記
入力ＦＭ信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器からの第１の出力信号と該第１の出力信
号の−１倍の第２の出力信号とを交互に出力するセレク
タと、 該セレクタからの出力信号を所定時間遅延させる遅延器
と、 該セレクタからの出力信号を入力とするローパスフィル
タと、 前記ローパスフィルタの出力と前記遅延器の出力に基づ
いて前記ＦＭ信号の位相成分を求める位相計算器と、 該位相計算器の出力を実質的に微分して復調信号を出力
する差分器と、を備えて成ることを特徴とするＦＭ復調
器。1. An input FM signal having a carrier frequency fc of about 1.
An A / D converter that samples the input FM signal at a sampling frequency fs of or 3/4 times; a first output signal from the A / D converter and −1 of the first output signal; A selector for alternately outputting a doubled second output signal; a delay unit for delaying an output signal from the selector for a predetermined time; a low-pass filter receiving an output signal from the selector as an input; and an output of the low-pass filter And a phase calculator for obtaining a phase component of the FM signal based on an output of the delay unit; and a difference unit for substantially differentiating the output of the phase calculator and outputting a demodulated signal. An FM demodulator characterized by the following. 【請求項２】入力ＦＭ信号のキャリア周波数ｆcの略１
／４倍または３／４倍のサンプリング周波数ｆsで前記
入力ＦＭ信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器からの第１の出力信号と該第１の出力信
号の−１倍の第２の出力信号とを交互に出力するセレク
タと、 該セレクタからの出力信号を入力とする１つ以上のロー
パスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力に基づいて前記ＦＭ信号の
位相成分を求める位相計算器と、 該位相計算器の出力を実質的に微分して復調信号を出力
する差分器と、を備えて成ることを特徴とするＦＭ復調
器。2. The carrier frequency fc of the input FM signal is substantially equal to one.
An A / D converter that samples the input FM signal at a sampling frequency fs of or 3/4 times; a first output signal from the A / D converter and −1 of the first output signal; A selector that alternately outputs a doubled second output signal; one or more low-pass filters that receive an output signal from the selector; and a phase component of the FM signal based on an output of the low-pass filter An FM demodulator comprising: a phase calculator; and a differentiator for substantially differentiating an output of the phase calculator to output a demodulated signal. 【請求項３】前記サンプリング周波数を９１２［ＫＨ
ｚ］または６４０［ＫＨｚ］であることを特徴とする請
求項１または２に記載のＦＭ復調器。3. The method according to claim 1, wherein the sampling frequency is 912 [KH
The FM demodulator according to claim 1 or 2, wherein the frequency is z] or 640 [KHz].