JPH0495412A - Sampling frequency conversion circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To use a filter in common at sampling frequency conversion and to reduce the hardware by modifying a time change coefficient of a digital interpolation device employing a time change coefficient FIR filter and multiply ing a phase shift coefficient with the time change coefficient. CONSTITUTION:Delay elements 11-1N, coefficient multipliers 20, 21,..., 2N, and adders 41,..., 4N form a time change coefficient FIR filter acted at an input sampling frequency fs1 and when an input signal is fed to the filter, the signal is subjected to filter processing depending on a time change coefficient Sc(n, tau) and an output signal is obtained, An interpolation time tau is realized by reset ting a counter 7 receiving a clock pulse at a period T1, reading the count at a period of T2 and latching the count in a latch register 8. A time change coefficient is written in advance in a R0Ma6 and read by inputting the interpola tion time r and a time change coefficient alphan (tau) set to coefficient multipliers 30, 31,..., 3N is multiplied therein with a phase shift coefficient betan. Thus, the filter frequency characteristic is frequency-shifted and the LPF characteristic is converted into the BPF characteristic.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は補間装置あるいは標本化周波数変換回路に係わ
り、特に帯域通過フィルタ機能を合わせ持つ標本化周波
数変換回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an interpolation device or a sampling frequency conversion circuit, and particularly to a sampling frequency conversion circuit that also has a bandpass filter function.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

ディジタル信号処理では、頻繁に標本化周波数の変換を
特徴とする特に、信号の変復調を行う場合などでは、信
号の掛は算をしたり、高域信号成分を取り出したりする
ので、折り返しを生じないように標本化周波数を高くす
る必要がある。標本化周波数の変換を行う場合、従来は
標本化周波数の比を２のへき乗に選び、設計することが
多かった。しかし、このように選択できない場合には、
入出力標本化周波数の最小公倍数の周波数とせざるを得
す、一般には非常に高い周波数となって、実現不可能な
場合が多かった。Digital signal processing is characterized by frequent sampling frequency conversion.Especially when modulating and demodulating signals, signal multiplication is performed to perform calculations or extract high-frequency signal components, so aliasing does not occur. Therefore, it is necessary to increase the sampling frequency. When converting sampling frequencies, conventionally, the ratio of sampling frequencies has often been selected to be the power of 2 and designed. However, if this selection is not possible,
The frequency must be set to the least common multiple of the input and output sampling frequencies, which is generally a very high frequency and is often impossible to achieve.

この補間を時変係数フィルタで行い、標本化周波数の比
が簡単な整数比とならない場合でも、標本化周波数変換
を可能とした方式に、特願昭６１−１５６３３号公報に
述べられた補間方式がある。This interpolation is performed using a time-varying coefficient filter, and even when the ratio of sampling frequencies is not a simple integer ratio, the interpolation method described in Japanese Patent Application No. 61-15633 is a method that enables sampling frequency conversion. There is.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

標本化周波数の変換を行う場合、所望の信号成分以外の
信号が発生する。すなわち標本化定理によｔば、標本化
信号は、標本化周波数の１／２までの周波数成分を折り
返した信号スペクトを持つ。When converting the sampling frequency, signals other than the desired signal components are generated. That is, according to the sampling theorem, a sampled signal has a signal spectrum that folds back frequency components up to 1/2 of the sampling frequency.

従って、標本化周波数を上げる場合には、高調波の発生
が生し、標本化周波数を下げる場合には折り返し現象が
生ずる。後者の場合には、標本化周波数を変換し、た後
では取り除くことが出来ない、いわゆる折り返し、歪を
生ずる。したがって、標本化周波数を下げる場合には、
折り返し除去フィルタが必須である。このことは上記従
来技術のどの方式を用いても同しであり、ハードウェア
が増える欠点を持っていた。Therefore, when the sampling frequency is increased, harmonics are generated, and when the sampling frequency is decreased, an aliasing phenomenon occurs. In the latter case, so-called aliasing or distortion occurs which cannot be removed after converting the sampling frequency. Therefore, when lowering the sampling frequency,
An alias removal filter is essential. This is true no matter which of the conventional techniques described above is used, and has the disadvantage of increasing the amount of hardware required.

さらに、ディジタル処理で変復調を行う場合、信号の乗
算、高域成分の抽出等を行うため、折り返しを生しない
ように標本化周波数を高い周波数に変換すると同時に、
出力を取り出すフィルタも高い標本化周波数で、所望の
狭い周波数帯域の特性を実現せねば成らず、設計が困難
となる問題点があった。Furthermore, when performing modulation and demodulation using digital processing, signal multiplication and extraction of high-frequency components are performed, so at the same time, the sampling frequency is converted to a higher frequency to avoid aliasing.
The filter for extracting the output must also achieve characteristics in a desired narrow frequency band at a high sampling frequency, which poses a problem that makes it difficult to design.

以上のように、標本化周波数の変換はディジタル信号処
理の基本技術であるが、それに伴い、フィルタ処理が必
要となることが多かった。本発明の目的は、ディジタル
信号処理で変復調を行う場合のように、標本化周波数の
変換に伴い、フィルタ処理が必要となる信号処理に最適
な標本化周波数変換器を提供することにある。As described above, sampling frequency conversion is a basic technology of digital signal processing, but along with this conversion, filter processing is often required. An object of the present invention is to provide a sampling frequency converter that is optimal for signal processing that requires filter processing in conjunction with sampling frequency conversion, such as when performing modulation and demodulation in digital signal processing.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

上記目的を達成するために、従来技術で述べた時変係数
フィルタを用いた補間方式を用いる。まず時変係数フィ
ルタによる補間方式について若干説明する。In order to achieve the above object, an interpolation method using a time-varying coefficient filter described in the prior art is used. First, an interpolation method using a time-varying coefficient filter will be briefly explained.

標本化定理によれば、第３図に示したように、周期Ｔ□
で標本化されたデータ列ｆ　（ｎ　Ｔ１）（黒丸で示す
）から、元の時間関数ｆ（ｔ）は、５ｉｎｅ（ｔ　）＝
ｓｉｎ　ｔ　／　ｔを用いて ｆ（ｔ）＝Σｆ　（ｎ　Ｔ）Ｓｉｎｃ（π（ｔ　＋　ｎ
　Ｔ□）／　Ｔ□）＝Σｆ　（ｎ　Ｔ１）Ｓ　ｃ　（ｎ
　、　τ）　　　　　　　−（１）と表すことができる
。ここでて＝ｔ／Ｔ１は出力時刻ｔをＴユ周期で計った
ときの端数、５ｃ（ｎ。According to the sampling theorem, as shown in Figure 3, the period T□
From the data sequence f (n T1) (indicated by a black circle) sampled at , the original time function f (t) is 5ine (t ) =
Using sin t/t, f(t) = Σf (n T) Sinc(π(t + n
T□)/T□)=Σf (n T1)S c (n
, τ) −(1). Here, =t/T1 is a fraction of the output time t measured in T cycles, 5c(n.

τ）＝ｓｉｎ（π（τ＋ｎ））／（τ＋ｎ）である。（
１）式は離散データｆｎ＝ｆ（ｎＴ□）の−次結合で時
刻ｔのデータ値を予測するとき、結合係数５ｃ（ｎ。τ)=sin(π(τ+n))/(τ+n). (
Equation 1) is a combination coefficient 5c(n) when predicting the data value at time t using a -order combination of discrete data fn=f(nT□).

て）はｔの関数となることを示している。時変係数５ｃ
（ｎ＋ｔ）はｔ　＝　ｎ　Ｔ、でｌ、ｔ＝ｍＴ、（ｍ≠
ｎ、ｍ、ｎは整数）でＯとなる性質を持つ関数であり、
（１）式の５ｉｎｅ（ｔ　）や、数値解析で用いられる
Ｌａｇｒａｎｇｅの補間多項式など、いろいろな関数が
知られている。) is a function of t. Time varying coefficient 5c
(n+t) is t = n T, and t = mT, (m≠
n, m, n are integers) is a function that has the property of O,
Various functions are known, such as 5ine(t) in equation (1) and Lagrange's interpolation polynomial used in numerical analysis.

また（１）式は、有限個のデータＮで近似すると、補間
値ｆ（ｔ）は、時変係数Ｓ　ｃ　（ｎ　、　　τ）をも
つ非巡回型（Ｆ　工Ｒ）　フィルタの出力として得られ
ることを示している。このことから補間（あるいは標本
化周波数変換）は、時変係数フィルタによりハードウェ
アとして実現できることが分かる。第３図では、出力時
刻ｔの周辺の４個のデータ（ｆ−２，ｆ、、ｆ、、ｆ２
）から、補間出力値ｆ（τ）（白丸で示す）を求める例
を示す。Furthermore, when formula (1) is approximated using a finite number of data N, the interpolated value f(t) is obtained as the output of an acyclic (F) filter with time-varying coefficients S c (n, τ). It is shown that. This shows that interpolation (or sampling frequency conversion) can be implemented in hardware using a time-varying coefficient filter. In FIG. 3, four pieces of data (f-2, f, , f, , f2
), an example is shown in which the interpolated output value f(τ) (indicated by a white circle) is obtained.

以上の原理に基づくディジタル補間器のハードウェア構
成を第４図に示す。図４において、１１゜〜、ＩＮは遅
延素子、２゜、２１．〜，２Ｎは係数掛算器、４０．〜
，４Ｎは加算器、６はＲＯＭ、７はカウンタ、８はラッ
チレジスタである。遅延素子、係数掛算器、加算器は入
力標本化周波数Ｊｓ１で動作するＦＩＲフィルタを構成
している。FIG. 4 shows the hardware configuration of a digital interpolator based on the above principle. In FIG. 4, 11°~, IN is a delay element, 2°, 21. ~, 2N is a coefficient multiplier, 40. ~
, 4N is an adder, 6 is a ROM, 7 is a counter, and 8 is a latch register. The delay element, coefficient multiplier, and adder constitute a FIR filter that operates at the input sampling frequency Js1.

時変係数５ｃ（ｎ、　　τ）を定めるパラメータでは、
出力の標本化周期Ｔ２”　１　／　ｆ　ｓ、によって与
えられるデータ出力時刻上により、 ｔ　＝　ｎ　Ｔ、＋　７　＝ｍＴ２−（２）と表される
。ハードウェアてτを求めるには（第４図参照）、Ｔ工
よりも充分高速なりロックパルスを入力したカウンタ７
を、Ｔよ周期でリセットし、計数値をＴ２周期で読み比
し、ラッチレジスタ８に保持することで実現できる。時
変係数５ｃ（ｎ＋　で）を前もってＲＯＭ４に書き込ん
でおき、求めたてにより、これを読み出し、ＦＩＲフィ
ルタの係数として係数掛は算器２゜、２□、〜、　２Ｎ
に与えれば１時変係数フィルタによる補間装置が実現さ
れる。The parameters that determine the time-varying coefficient 5c(n, τ) are:
Based on the data output time given by the output sampling period T2''1/fs, it is expressed as t = nT, +7 = mT2-(2).To find τ using hardware, (see figure), the counter 7 inputs a lock pulse that is sufficiently faster than the T-work.
This can be realized by resetting the count value at a cycle T, reading and comparing the count value at a cycle T2, and holding it in the latch register 8. Write the time-varying coefficient 5c (at n+) in advance to the ROM 4, read it out after the calculation, and multiply the coefficient as the coefficient of the FIR filter using a calculator 2°, 2□, ~, 2N.
An interpolation device using a 1 time-varying coefficient filter can be realized by giving

さて、（１）式では、入力と、出力の標本化周波数ｆｓ
□とｆｓ２の間には、なんの制約もないから、上記の補
間装置は、標本化周波数を上げる（逓倍）ことも、下げ
る（逓減）こともできる。〔発明の課題〕の項で述べた
ように、標本化周波数を変換する時には、フィルタが必
要になる。このフィルタ処理は標本化周波数の高い方で
行う必要があり、逓倍を行うときには、補間器の後で行
ない、逓減するときは補間器の前で行うことになる。逓
倍の時は時変係数自身が低域通過特性を示すので、特別
に折り返し除去フィルタは必要ない。しかし、逓減の時
には、補間を行った後では除くことの出来ない折り返し
歪となるので、補間の前に、フィルタ処理が必須となる
。第５図にこの課題点の説明図を示す。図ではｆｓ□＝
２ｆｓ２の場合を示している。第５図（Ｃ）に示すよう
に、補間により、信号ｆ、（黒点）を得たとしても、こ
れと全く同じ出力を与える入力信号はｆ□　（黒点と白
点）と。Now, in equation (1), the input and output sampling frequencies fs
Since there is no restriction between □ and fs2, the above-described interpolation device can increase (multiply) or decrease (decrease) the sampling frequency. As stated in the [Problem to be solved by the invention] section, a filter is required when converting the sampling frequency. This filter processing must be performed at the higher sampling frequency, and when multiplication is performed, it is performed after the interpolator, and when reduction is performed, it is performed before the interpolator. During multiplication, the time-varying coefficient itself exhibits low-pass characteristics, so no special aliasing removal filter is required. However, in the case of gradual reduction, aliasing occurs which cannot be removed even after interpolation, so filtering is required before interpolation. FIG. 5 shows an explanatory diagram of this problem. In the figure, fs□=
The case of 2fs2 is shown. As shown in FIG. 5(C), even if the signal f, (black dot) is obtained by interpolation, the input signal that gives exactly the same output is f□ (black dot and white dot).

Ｔ２　（黒点と三角点）の２種類があり、補間後では、
この二つを区別することはできなし）。周波数領域では
補間前では５−ｂ図のようにｆｌとＴ２は区別出来るが
、補間後では第５図（Ｃ）のよ彊こ、標本化による折り
返し現象のため、全く同じ周波数の信号となる。そこで
、第５図（ｂ）の破線の様な特性の折り返し除去フィル
タが補間器の前に必要となる。There are two types of T2 (black point and triangular point), and after interpolation,
It is not possible to distinguish between the two). In the frequency domain, before interpolation, fl and T2 can be distinguished as shown in Figure 5-b, but after interpolation, as shown in Figure 5 (C), due to the aliasing phenomenon caused by sampling, they become signals with exactly the same frequency. . Therefore, an aliasing removal filter having characteristics as indicated by the broken line in FIG. 5(b) is required before the interpolator.

ところで、上述の補間器は入力の標本化周波数で動作す
る、時変係数フィルタを用いている。新たに挿入すべき
折り返し除去フィルタも、入力標本化周波数で動作する
。従って、これらのフィルタは、合成して、一つにする
ことが出来る。By the way, the above-mentioned interpolator uses a time-varying coefficient filter that operates at the input sampling frequency. The newly inserted aliasing filter also operates at the input sampling frequency. Therefore, these filters can be combined into one.

（１）式で用いた時変係数５ｃ（ｎ、τ）は、遮断周波
数ｆｓ１の理想ＬＰＦのインパルス応答でもある。そこ
で、補間関数５ｉｎｅ（ｘ）の周波数ｆＳ。The time-varying coefficient 5c (n, τ) used in equation (1) is also the impulse response of an ideal LPF with a cutoff frequency fs1. Therefore, the frequency fS of the interpolation function 5ine(x).

をｆｓｚにずらせば、補間器の時変係数フィルタの遮断
周波数を変えることが出来る。すなわち、折り返し除去
フィルタが時変係数を変形することにより実現できる。By shifting fsz to fsz, the cutoff frequency of the time-varying coefficient filter of the interpolator can be changed. That is, the aliasing removal filter can be realized by modifying the time-varying coefficients.

５ｉｎｅ（ｘ　）＝ｓｉｎ　ｘ　／　ｘ　　を変形して
、ｘ＝ω□ｔ／２＝７ｃｆ　ｓ、（ｎＴ１＋τ）におい
て、ｆ　ｓｘ”ｆ　ｓ、＊　ｒ　（逓減の時、ｒ〉１）
とすると、 ５ｉｎｅ（ｘ　）＝ｓｉｎ（ｘ　（ｎ　十τ）傘ｒ）／
　（π（ｎ　＋ｘ　）傘ｒ）＝Ｓｃ＊（ｎ、τｔ　ｒ）
　　　　　　　　　　・・・（３）となる。ここで、Ｘ
＝π（ｎ＋で）傘ｒである。変形された時変係数５ｅｔ
（ｎ、τ、ｒ）ハ係数タップ次数ｎ、補間時刻τ、４１
本化周波数比ｒの関数として与えられる。Transforming 5ine(x)=sin x/x, in x=ω□t/2=7cf s, (nT1+τ), f sx”f s, *r (when decreasing, r>1)
Then, 5ine(x)=sin(x(n tenτ) umbrella r)/
(π(n + x ) umbrella r) = Sc*(n, τt r)
...(3). Here, X
= π (at n+) is the umbrella r. Transformed time-varying coefficient 5et
(n, τ, r) coefficient tap order n, interpolation time τ, 41
It is given as a function of the regularized frequency ratio r.

ｒ＝２（標本化周期Ｔ、＝２＊Ｔ、）の場合を例にとり
、・第６図で、折り返し除去フィルタ作用を説明する。Taking the case of r=2 (sampling period T, =2*T) as an example, the aliasing removal filter action will be explained with reference to FIG.

（３）式から判るように、ｒ＝２とすると、時変係数の
補間関数５ｉｎｅ（ｔ　）は、時間軸方向に２倍に引き
伸ばされ、Ｔ２周期で０となる形とする。そこで、第５
図のｆ１１倍に相当する第６図（ａ）では、出力時刻よ
りＴ１の偶数倍の時点の標本値（黒点）にはすべて０が
掛かり、出力への寄与は出力時刻の値のみとなる。出力
時刻よりＴ□の奇数倍の時点の標本値（白点）にはすべ
て有限の値が掛かり、それらの総和は三角点で示された
値となって、補間値は四角点の値となって出力される。As can be seen from equation (3), when r=2, the interpolation function 5ine(t) of the time-varying coefficient is stretched twice in the time axis direction and becomes 0 in the T2 period. Therefore, the fifth
In FIG. 6(a), which corresponds to f11 times the figure, all sample values (black dots) at even multiples of T1 from the output time are multiplied by 0, and only the value at the output time contributes to the output. All the sample values (white points) at odd multiples of T□ from the output time are multiplied by a finite value, their sum is the value shown by the triangular point, and the interpolated value is the value of the square point. is output.

他方、第５図のｆ２２倍に当たる第６図（ｂ）では、奇
数倍の時点の標本値は第６図（ｂ）の場合と逆極性とな
るので、その総和は三角点で示す値となり、黒点の値と
打ち消し合い、補間値は四角点で示す小さな振幅値に減
衰される。On the other hand, in FIG. 6(b), which corresponds to f22 times that in FIG. 5, the sample values at odd times have the opposite polarity to those in FIG. 6(b), so the sum is the value shown by the triangular point, It cancels out the value of the black dot, and the interpolated value is attenuated to a small amplitude value shown by the square dot.

こうして、ｆ□に折り返すｆ２２倍が除去される。In this way, the f22 times folding back to f□ is removed.

すなわち、時変係数を変形することによって、入力標本
化周波数の１７２より低い任意の遮断周波数を持つ低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）を実現することが出来る。That is, by modifying the time-varying coefficients, a low-pass filter (LPF) having an arbitrary cutoff frequency lower than 172 of the input sampling frequency can be realized.

次に、ＬＰＦ特性を帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）特性に
変換する方法について説明する。フィルタのインパルス
応答をｈｎとすると、フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、 Ｈ（ｚ）＝Σｈ　ｎ　ｚ　−”　　　　　　　　　　・
・１４）で与えれる。式（４）で、２は標本周期の遅延
演算子を表し、ｚ＝ｅｘｐ（ｊ　２７ｃｆ／ｆｓ）を代
入することによって周波数特性が求められる。インパル
ス応答ｈｎ（すなわち、フィルタタップ係数）を、１タ
ツプおきに符号反転すると、 Σ（−１）”ｈ　ｎ　ｚ−”＝Σｈｎ（−ｚ）−’＝Ｈ
（−ｚ）　　・・（５）となる。（５）式で−ｚ＝ｅｘ
ｐ（ｊπ＋ｊ２πｆ／　ｆ　５）＝ｅｘｐ（、ｊ　２　
ｚ（ｆ　＋ｆ　ｓ／　２）／　ｆ　ｓ）であるから、位
相シフトπにより、フィルタ周波数特性がｆ　ｓ　／　
２周波数シフトされることが判る。すなわち、ＬＰＦ特
性が、高域通過フィルタ（）ＩＰＦ）に変換されたこと
になる。これを−膜化して、位相シフトφ（係数ｅｘｐ
　（ｊφ）を掛ける）を行うと、フィルタの周波数特性
をφｆ　ｓ　／　２πシフトするこが出来る。しかしな
がら、任意の位相シフトでは、シフト係数ｅｘｐ（ｊφ
）が複素数となり、実数形式のフィルタでは、フィルタ
周波数特性の折り返しが生ずる。そこで、入出力標本化
周波数の比ｒ＝ｆ　５２＝ｆ　Ｓｌ（逓倍時）を偶数値
とし、○≦ｐ≦ｒの偶数値ｐに対し５位相シフト量をφ
＝πｐ／ｒに制限する。これにより位相シフト係数ｅｘ
ｐ（ｊ　ｎφ）は、正負対称となって、フィルタ周波数
特性の折り返しは完全に重なり合い、元のＬＰＦ特性と
同じ形となる。そこで、位相シフト係数は、実数部ｃｏ
ｓ（ｎ　ｘ　ｐ　／　ｒ　）をフィルタ係数のｎ番目に
掛ければよい。入力標本化周波数ｆｓｘ　の方がｆｓ２
よりも大きい（逓減）ときは標本化周波数比を逆にして
、ｒ　”　ｆ　ｓ、／　ｆ　Ｓ２が偶数値となるように
選ぶ。Next, a method of converting LPF characteristics into band pass filter (BPF) characteristics will be explained. Letting the impulse response of the filter be hn, the transfer function H(z) of the filter is: H(z)=Σh nz −” ・
・It is given by 14). In equation (4), 2 represents a delay operator of the sampling period, and the frequency characteristic is obtained by substituting z=exp(j 27cf/fs). By inverting the sign of the impulse response hn (i.e., filter tap coefficient) every other tap, we get Σ(-1)"h n z-"=Σhn(-z)-'=H
(-z) ...(5). In equation (5), −z=ex
p(jπ+j2πf/f 5)=exp(,j 2
z(f + f s/2)/f s), the filter frequency characteristic changes to f s / due to the phase shift π.
It can be seen that the frequency is shifted by two. That is, the LPF characteristics are converted to a high-pass filter (IPF). By converting this into a - film, the phase shift φ (coefficient exp
(multiplying by jφ)), the frequency characteristics of the filter can be shifted by φf s /2π. However, for any phase shift, the shift factor exp(jφ
) is a complex number, and in a real number type filter, aliasing of the filter frequency characteristics occurs. Therefore, let the input/output sampling frequency ratio r = f 52 = f Sl (during multiplication) be an even value, and set the 5 phase shift amount to φ for an even value p where ○≦p≦r.
= πp/r. As a result, the phase shift coefficient ex
p(j nφ) is symmetrical in positive and negative directions, and the folding of the filter frequency characteristics completely overlaps and has the same shape as the original LPF characteristic. Therefore, the phase shift coefficient is the real part co
The nth filter coefficient may be multiplied by s(n x p/r). The input sampling frequency fsx is less than fs2
When it is larger than (gradually decreasing), the sampling frequency ratio is reversed and selected so that r''fs,/fS2 becomes an even value.

〔作用〕[Effect]

」二記の技術を組み合わせることにより、標本化周波数
の逓減、逓倍と同時に、多重信号の任意の周波数帯の信
号を取り出したり、逆に、任意の周波数帯へ信号を挿入
することが出来る。すなわち、時変係数ＦＩＲフィルタ
を用いるディジタル補間器で、時変係数Ｓ　ｃ　（ｎ　
＋　τ）をＳｃ本（ｎ、τ、ｒ）に変え、標本化周波数
比にを入力する。こ肛により、標本化周波数逓減の場合
には、出力Ｎｙｑｕｉｓｔ周波数に等しい遮断周波数の
ＬＰＦが、また、逓倍の場合には、入力Ｎｙｑｕｉｓｔ
周波数に等しい遮断周波数のＬＰＦが構成される。次に
、時変係数Ｓｃ傘　（ｎ＋　７＋　　ｒ）に、位相シフ
ト係数ｃｏｓ（ｎπｐ／ｒ）を掛けると、ＬＰＦ特性が
周波数シフトされ、ｐ（０≦ｐ≦ｒ）番目の周波数帯が
通過域となったＢＰＦとなる。こうしで、標本化周波数
の変換とＢＰＦフィルタ作用が一つのハードウェアで同
時に実現される。By combining the above two techniques, it is possible to simultaneously reduce or multiply the sampling frequency and extract signals in any frequency band from a multiplexed signal, or conversely insert signals into any frequency band. That is, in a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter, the time-varying coefficient S c (n
+ τ) to Sc lines (n, τ, r) and input the sampling frequency ratio. This results in an LPF with a cutoff frequency equal to the output Nyquist frequency in the case of sampling frequency reduction, and an LPF with a cutoff frequency equal to the input Nyquist frequency in the case of multiplication.
An LPF with a cutoff frequency equal to the frequency is constructed. Next, when the time-varying coefficient Sc(n+7+r) is multiplied by the phase shift coefficient cos(nπp/r), the LPF characteristic is frequency shifted and the p(0≦p≦r)th frequency band becomes the passband. The BPF becomes . In this way, sampling frequency conversion and BPF filtering are simultaneously realized with one piece of hardware.

〔実施例〕〔Example〕

以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。 Hereinafter, the present invention will be explained in detail using the drawings.

第１図は本発明による、帯域通過フィルタ機能を併せ持
つ標本化周波数変換回路の一実施例である。FIG. 1 shows an embodiment of a sampling frequency conversion circuit having a bandpass filter function according to the present invention.

この実施例では標本化周波数逓倍を行ない、入力信号を
出力信号の任意の帯域へ周波数シフトして、出力する。In this embodiment, sampling frequency multiplication is performed to shift the frequency of the input signal to an arbitrary band of the output signal and output the signal.

図において、１１．〜．ＩＮは遅延素子、２Ｇ＋２１＋
〜、２Ｎおよび、３ｏ＋３ｘ＋〜、　３Ｎは係数掛算器
、４１．〜，４Ｎは加算器、５，６はＲＯＭ、７はカウ
ンタ、８はラッチレジスタである。遅延素子１．〜＋Ｉ
Ｎ＋係数掛は算器２゜、２工。In the figure, 11. ~． IN is a delay element, 2G+21+
~, 2N and 3o+3x+~, 3N is a coefficient multiplier, 41. . . . , 4N are adders, 5 and 6 are ROMs, 7 is a counter, and 8 is a latch register. Delay element 1. ~+I
N + coefficient multiplication is 2 degrees, 2 degrees.

〜、２Ｎ加算器４ユ、〜、４Ｎは、入力標本化周波数ｆ
ｓ、で動作する時変係数ＦＩＲフィルタを構成し、入力
信号が印加されると、時変係数５ｃ（ｎ＋　τ）で決ま
るフィルタ処理を受けて、出力信号が得られる。補間時
刻では、［解決手段］の項の第４図の説明で述へたよう
に、クロックパルスを入力したカウンタ７を、Ｔ１周期
でリセフトし、計数値Ｔ２周期で読み出し、ラッチレジ
スタ８に保持することで実現できる。時変係数α。（τ
）＝Ｓｃ（ｎ、ｒ）（ｎ＝０〜Ｎ）は、ＲＯＭａ６に予
め書き込んでおき、補間時刻τを入力して読み出し、係
数掛算器３゜、３１．〜＋　３　Ｎに設定する時変係数
αｈ（τ）は、ここで、位相シフト係数βイ＝ｃｏｓ（
ｎπｐ／ｒ）がさらに掛けられる。こｔにより、フィル
タ周波数特性は周波数シフトされて、ＬＰＦ特性がＢＰ
Ｆ特性に変換される。以上の信号処理によって、入力信
号を標本化周波数逓倍し、搬送波信号を掛けて、周波数
シフトする機能が変発明の標本化周波数変換回路によっ
て実現できる。~, 2N adder 4U, ~, 4N has an input sampling frequency f
A time-varying coefficient FIR filter is constructed that operates with a time-varying coefficient 5c, and when an input signal is applied, an output signal is obtained through filter processing determined by a time-varying coefficient 5c(n+τ). At the interpolation time, as described in the explanation of FIG. 4 in the [Solution] section, the counter 7 to which the clock pulse is input is reset in T1 cycles, the counted value is read out in T2 cycles, and is held in the latch register 8. This can be achieved by doing this. Time-varying coefficient α. (τ
) = Sc (n, r) (n = 0 to N) is written in the ROMa 6 in advance, read out by inputting the interpolation time τ, and is input to the coefficient multipliers 3°, 31 . The time-varying coefficient αh(τ) set to ~+3N is here the phase shift coefficient βi=cos(
nπp/r) is further multiplied. As a result, the filter frequency characteristic is shifted in frequency, and the LPF characteristic becomes BP
Converted to F characteristics. Through the above signal processing, the sampling frequency conversion circuit of the present invention can realize the functions of multiplying the sampling frequency of the input signal, multiplying it by a carrier signal, and shifting the frequency.

第２図に図１の実施例の動作を説明する信号スペクトル
図を示す。第２図（ａ）の実線で示すような入力標本化
周波数ｆｓ工の信号を、搬送周波数ｆｓ、を変調したス
ペクトルに周波数シフトする例を示す。出力標本化周波
数ｆｓ２はｆｓ、の４倍（ｒ＝ｆ　ｓ２／ｆ　ｓ□＝４
）とする。入力信号は、ｆｓ２から見ると第２図（ａ）
の点線で示すように、０〜ｆｓ１のスペクトルが周期的
に繰り返した高調波成分を持っている。したがって、第
２図（ｃ）に示す様な周波数特性のＢＰＦにより、ｆｓ
工の周辺の成分だけを抜き出せば、目的が達成される。FIG. 2 shows a signal spectrum diagram illustrating the operation of the embodiment shown in FIG. An example is shown in which a signal at an input sampling frequency fs as shown by the solid line in FIG. 2(a) is frequency shifted to a spectrum modulated by a carrier frequency fs. The output sampling frequency fs2 is 4 times fs (r=f s2/f s□=4
). The input signal is as shown in Figure 2 (a) when viewed from fs2.
As shown by the dotted line, the spectrum from 0 to fs1 has harmonic components that are periodically repeated. Therefore, fs
The purpose can be achieved by extracting only the components surrounding the structure.

そのため、第２図（ｂ）の様な特性のＬＰＦを、ｆｓユ
周波数シフトする。第２図（ｂ）のＬＰＦ特性は［解決
手段］で述べたように、時変係数ＦＩＲフィルタによる
ディジタル補間器で実現できる。このフィルタ係数に位
相シフト係数ｃｏｓ（ｎπｐ／ｒ）（ｒ＝４．ｐ＝２）
を掛ける。これにより、ＬＰＦ周波数特性がｊｓ２／４
＝ｆｓ。Therefore, the LPF having the characteristics as shown in FIG. 2(b) is frequency shifted by fs. The LPF characteristic shown in FIG. 2(b) can be realized by a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter, as described in [Solution]. This filter coefficient has a phase shift coefficient cos(nπp/r) (r=4.p=2)
Multiply by As a result, the LPF frequency characteristic becomes js2/4
=fs.

周波数シフトされたＢＰＦ特性が、実現できる。A frequency shifted BPF characteristic can be realized.

こうして、図２−ｄに示す様に１８１周辺のスペクトル
を抜き出すことが出来る。周波数シフトを２ｆｓ１にし
たい時は、ｒ＝４．ｐ＝４の様にパラメータを選択すれ
ばよい。In this way, the spectrum around 181 can be extracted as shown in FIG. 2-d. If you want the frequency shift to be 2fs1, set r=4. It is sufficient to select parameters such as p=4.

第７図に本発明による他の実施例を示す６図７において
、図１と同じ構成要素には同一の番号を付けである。７
１はＲＯＭ、７２はラッチレジスタ、７３は加算器であ
る。図は本発明による帯域通過フィルタ機能を併せ持つ
標本化周波数変換回路の他の実施例で、入力信号の必要
とする帯域成分を抜き出すと同時に、標本化周波数逓減
を行なう。入力信号は、時変係数Ｓ　ｃ　＊　（ｎ　、
τ＋　ｒ）で決まるＦＩＲフィルタ処理を受けて、出力
される。FIG. 7 shows another embodiment of the present invention. In FIG. 7, the same components as in FIG. 1 are given the same numbers. 7
1 is a ROM, 72 is a latch register, and 73 is an adder. The figure shows another embodiment of a sampling frequency conversion circuit having a band-pass filter function according to the present invention, which extracts necessary band components of an input signal and at the same time performs sampling frequency reduction. The input signal has a time-varying coefficient S c * (n,
The signal is output after being subjected to FIR filter processing determined by τ+r).

時変係数ａｎ（τ、ｒ）＝＝Ｓｃ＊（ｎ、　Ｔ１　ｒ）
（ｎ＝０〜Ｎ）は、ＲＯＭａ７１に予め書き込んでおき
。Time-varying coefficient an(τ, r)==Sc*(n, T1 r)
(n=0 to N) are written in the ROMa 71 in advance.

標本化周波数比ｒ＝ｆ　ｓ１／ｆＳ２＝Ｔ、／Ｔ、（標
本化周波数逓減を行うので、周波数比ｒは第１図の実施
例と逆になっている）、補間時刻τを入力して、読み出
し、係数掛算器に設定する。補間時刻では、第１図の実
施例と同様に行うことが出来る。Input the sampling frequency ratio r=f s1/fS2=T, /T (because the sampling frequency is decreased, the frequency ratio r is opposite to that in the embodiment shown in FIG. 1), and the interpolation time τ. , read and set the coefficient multiplier. The interpolation time can be performed in the same manner as in the embodiment shown in FIG.

標本化周波数比にを決定するには、Ｔ□およびＴ２を求
めればよい（ここでは、入力標本化周期Ｔ□は既に既知
であるものとする）。Ｔ２を求めるため、相続く補間時
刻τ、、τｎ−１の差を求める。To determine the sampling frequency ratio, it is sufficient to find T□ and T2 (here, it is assumed that the input sampling period T□ is already known). In order to obtain T2, the difference between successive interpolation times τ, , τn-1 is obtained.

（２）式から、差Ｔ２′　　は、 Ｔ２′；で。−τ。−１＝Ｔ２−ｋＴ□　　　・・・（
６）となる。式（６）で、ｋは整数である。したがって
、補間時刻の差にＴ１の補正を加え九ばＴ２が求められ
る。Ｔ２は変動しても、通常ではその変動幅はＴ１より
小さいから、この補正演算は容易に行える。第７図の実
施例では、ラッチレジスタ８゜７２で得られるで。、τ
ｎ−１を加算器７３に入力して差Ｔ２′　　を求める。From equation (2), the difference T2' is T2'; −τ. -1=T2-kT□...(
6). In equation (6), k is an integer. Therefore, by adding the correction of T1 to the difference in interpolation time, the nine-way T2 is obtained. Even if T2 varies, the range of variation is usually smaller than T1, so this correction calculation can be easily performed. In the embodiment of FIG. 7, the latch register 8.72 is obtained. , τ
n-1 is input to the adder 73 to find the difference T2'.

これをＲＯＭａ７１に入力し、ＲＯＭ　ａで、Ｔ　２１
　　の補正演算、およびｒ＝Ｔ工／Ｔ２の計算を行う。Input this to ROMa71, and in ROMa, T21
and the calculation of r=T/T2.

これにより、標本化周波数比ｒが求められ、時変係数α
。（τ、ｒ）＝Ｓｃ＊（ｎ＋　τ＋　ｒ）が決定できる
。時変係数αｎ（τ、　ｒ）には、位相シフト係数β。As a result, the sampling frequency ratio r is obtained, and the time-varying coefficient α
. (τ, r)=Sc*(n+τ+r) can be determined. The time-varying coefficient αn(τ, r) includes a phase shift coefficient β.

＝ｃｏｓ（ｎ　ｔｃ　ｐ　／　ｒ　）がさらに掛けられ
る。この操作は第１図の実施例の場合と同様であるので
、説明は省略する。= cos(ntc p/r) is further multiplied. Since this operation is the same as that in the embodiment shown in FIG. 1, the explanation will be omitted.

こうして、入力信号を帯域通過フィルタ処理して、必要
な信号を抜き出し、標本化周波数１逓減して、出力する
信号処理を本発明の標本化周波数変換回路によって実現
できる。In this way, the sampling frequency conversion circuit of the present invention can implement signal processing in which an input signal is subjected to band-pass filter processing, a necessary signal is extracted, the sampling frequency is decreased by 1, and the signal is output.

第８図に第７図の実施例の動作を説明する信号スペクト
ル図を示す、第８図（ａ）の周波数多重信号から、搬送
周波数ｆｓ２の周辺の信号を帯域通過（ＢＰＦ）フィル
タで抜き出し、復調（あるいは、周波数シフト）して、
さらに、標本化周波数を逓減する例を示す。入力標本化
周波数ｆｓ１は４ｓｚの４倍Ｃｒ＝ｆ　ｓ□／ｆ　５２
＝４）とする。FIG. 8 shows a signal spectrum diagram explaining the operation of the embodiment of FIG. 7. From the frequency multiplexed signal of FIG. 8(a), a signal around the carrier frequency fs2 is extracted using a band pass (BPF) filter. Demodulate (or frequency shift) and
Furthermore, an example of gradually decreasing the sampling frequency will be shown. Input sampling frequency fs1 is 4 times 4sz Cr=f s□/f 52
=4).

第８図（ｃ）に示すようなりＰＦ特性のフィルタを用い
れば、目的の信号が取り出せる。そこで、ディジタル補
間器によって、第８図（ｂ）の様なＬＰＦ特性を実現し
、これを１５２周波数シフトする。ディジタル補間器は
入力Ｎｙｑｕｉｓｔ周波数ｆｓ１／２　の遮断周波数を
持つＬＰＦ作用を示すので、この遮断周波数をｆｓ２／
２　　に下げるため、［解決手段］の項で述べた方法に
より、周波数比ｒ＝ｆｓ□／ｆｓ２を求め、これから時
変係数α□（τ、ｒ）＝Ｓｃ傘（ｎ＋　で、ｒ）を求め
る。こうして、遮断周波数（ｓ２／２　のＬＰＦ　（第
８図（’ｂ）が実現される。これをＢＰＦに変換するに
は、図１の実施例と全く同様に、位相シフト係数ｃｏｓ
（ｎπｐ／　ｒ）　（ｒ　＝　４　ｙ　ｐ　＝　２）を
掛ければよい。If a filter with PF characteristics as shown in FIG. 8(c) is used, the desired signal can be extracted. Therefore, a digital interpolator is used to realize an LPF characteristic as shown in FIG. 8(b), and this is shifted by 152 frequencies. Since the digital interpolator exhibits an LPF action with a cutoff frequency of the input Nyquist frequency fs1/2, this cutoff frequency is changed to fs2/
2, use the method described in the [Solution] section to find the frequency ratio r = fs□/fs2, and from this find the time-varying coefficient α□ (τ, r) = Sc umbrella (n+, r). . In this way, an LPF (Fig. 8('b)) with a cutoff frequency (s2/2) is realized.To convert this into a BPF, the phase shift coefficient cos
(nπp/r) (r = 4 y p = 2).

以上のような処理により、入力信号から１５２周辺の信
号だけ抜き出すことができ（第８図（ｄ乃、これを標本
化周波数を逓減して出力すれば、目的とする信号（第８
図（ｅ）が得られる。Through the above processing, only the signals around 152 can be extracted from the input signal (Fig. 8 (d); if this is output after decreasing the sampling frequency, the target signal
Figure (e) is obtained.

第７図では出力標本化周波数が変動したり未知の場合に
適用できる実施例に付いて述べた。入力標本化周波数が
変動する場合の実施例を、第９図に示す。図において、
７はカウンタ、８，９１はランチレジスタ、９２はＲＯ
Ｍである。図ではディジタル補間器のＦＩＲフィルタ部
は省略しであるが、これらは第１図、第７図と同じであ
る。入力標本化周波数が変動する場合に、標本化周波数
比ｒ＝Ｔ□／Ｔ２を求めるには、Ｔ□が知られればよい
。そのため、Ｔ１よりも充分高速なグロックパルスを入
力したカウンタ７を、Ｔ１周期でリセットし、計数値を
Ｔ０周期で読み出し、ラッチレジスタ９１に保持するこ
とで、実現できる。カウンタは、補間時刻を求めるとき
のカウンタがそのまま使用できる。標本化周波数比ｒ＝
Ｔ工／Ｔ２の計算は第７図の実施例と同しように、ＲＯ
Ｍ９２で行わせることが出来る。In FIG. 7, an embodiment has been described which can be applied when the output sampling frequency varies or is unknown. An embodiment in which the input sampling frequency varies is shown in FIG. In the figure,
7 is a counter, 8, 91 are launch registers, 92 is RO
It is M. Although the FIR filter section of the digital interpolator is omitted in the figure, these are the same as in FIGS. 1 and 7. In order to obtain the sampling frequency ratio r=T□/T2 when the input sampling frequency varies, it is only necessary to know T□. Therefore, this can be achieved by resetting the counter 7 to which a glock pulse sufficiently faster than T1 is input in the T1 period, reading out the counted value in the T0 period, and holding it in the latch register 91. The counter used to obtain the interpolation time can be used as is. Sampling frequency ratio r=
Calculation of T-work/T2 is done using RO as in the example shown in Fig.
This can be done with M92.

標本化周波数が変動しない場合や、入出力の標本化周波
数が共に変動する場合も、本発明は適用できる。前者の
場合は、固定の標本化周波数比をＲＯＭに書き込んでお
けばよい。また後者の場合には第７図、第９図に示した
実施例を組み合わせて用いてればよい。The present invention is applicable even when the sampling frequency does not vary or when the input and output sampling frequencies both vary. In the former case, a fixed sampling frequency ratio may be written in the ROM. In the latter case, the embodiments shown in FIGS. 7 and 9 may be used in combination.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

本発明によれば、時変係数ＦＩＲフィルタを用いたディ
ジタル補間器の時変係数を変形し、さらに位相シフト係
数を掛けることにより、標本化周波数変換時に付随して
必要となる種々のフィルタ作用を、時変係数ＦＩＲフィ
ルタに兼ねさせることができ、ハードウェアの縮減が図
れる。これにより、信号の変復調処理のように、信号の
乗算と、フィルタ処理に伴い標本化周波数変換が必要と
なる信号処理において、本発明の標本化周波数変換器だ
けで実行することが出来、ハードウェアの大幅な縮減が
可能となる。さらに本方式は、標本化周波数が変動する
場合にも適用することができる。According to the present invention, by modifying the time-varying coefficients of a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter and further multiplying by a phase shift coefficient, various filtering operations that are required during sampling frequency conversion can be achieved. , can also be used as a time-varying coefficient FIR filter, and the hardware can be reduced. As a result, signal processing such as signal modulation/demodulation processing that requires signal multiplication and sampling frequency conversion in conjunction with filter processing can be performed only by the sampling frequency converter of the present invention, and can be performed using hardware. can be significantly reduced. Furthermore, this method can be applied even when the sampling frequency varies.

また、標本化周波数比が複雑な整数比の場合でも使用可
能である。Furthermore, it can be used even when the sampling frequency ratio is a complex integer ratio.

本発明はすべてディジタル回路で実現できるので、ＩＣ
化も容易であり、ディジタル信号処理を用いる各方面で
、広く応用することが出来る。Since the present invention can be realized entirely with digital circuits, IC
It can be easily applied to various fields using digital signal processing.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図は第１図の
動作を説明する信号スペクトル図、第３図は時変係数Ｆ
ＩＲフィルタによる補間方式の原理説明図、第４図は時
変係数ＦＩＲフィルタによるディジタル補間器の構成図
、第５図は折り返し現象の特明図、第６図は本発明によ
る折り返し除去機能の原理説明図、第７図は本発明の他
の実施例の構成図、第８図は第７図の動作を説明する信
号スペクトル図、第９図は本発明のさらに他の実施例の
構成図である。 １１＋　〜ｒ　ＩＮ”’遅延素子、２　ｏｒ　２ｘｖ　
〜ｒ　２Ｎ＋３０．〜＋３Ｎ　　係数掛算器、４□、〜
、　４Ｎ、　７３加算器、５，６，７１．９２・・ＲＯ
Ｍ、７　・カ■ 図 ■ （ト） ■ 図 りｕ７り 箔 ■ Ｎ ηFig. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a signal spectrum diagram explaining the operation of Fig. 1, and Fig. 3 is a time-varying coefficient F.
A diagram explaining the principle of the interpolation method using an IR filter, Fig. 4 is a configuration diagram of a digital interpolator using a time-varying coefficient FIR filter, Fig. 5 is a specific diagram of the aliasing phenomenon, and Fig. 6 is a principle of the aliasing removal function according to the present invention. 7 is a diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention, FIG. 8 is a signal spectrum diagram explaining the operation of FIG. 7, and FIG. 9 is a configuration diagram of still another embodiment of the present invention. be. 11+ ~r IN''' delay element, 2 or 2xv
~r 2N+30. ~+3N coefficient multiplier, 4□, ~
, 4N, 73 adder, 5, 6, 71.92...RO
M, 7 ・Ka ■ Diagram ■ (G) ■ Diagram u7 Rifle ■ N η

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、第一の標本化周波数ｆｓ＿１で周期的に初期設定さ
れる計時装置によって、第二の標本化周波数ｆｓ＿２の
標本化パルスの時刻を計測し、該（第二）標本化時刻に
よって定まるフィルタ係数を持つ時変係数フィルタを用
いて、前記第一の標本化周期で標本化された入力信号系
列を、第二の標本化周波数で標本化し直した出力信号系
列に変換する標本化周波数変換回路において、前記第二
の標本化周波数ｆｓ＿２と第一の標本化周波数ｆｓ＿１
の比ｒ＝ｆｓ＿２／ｆｓ＿１を偶数値とし、０≦ｐ≦ｒ
の任意の偶数値ｐに対して、前記時変係数フィルタのｎ
番目の係数を、ｃｏｓ（ｎπｐ／ｒ）倍した値とするこ
とを特徴とする標本化周波数変換回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載の標本化周波数変換回路
において、前記時変係数フィルタの係数を、フィルタタ
ップ数、前記（第二）標本化時刻および、前記第一の標
本化周波数ｆｓ＿１と第二の標本化周波数ｆｓ＿２の比
Ｒ＝ｆｓ＿１／ｆｓ＿２とによって定まる係数とし、か
つ、前記標本化周波数比にを偶数値とし、０≦ｐ≦ｒの
任意の偶数値ｐに対して、前記時変係数フィルタのｎ番
目の係数を、ｃｏｓ（ｎπｐ／ｒ）倍した値とすること
を特徴とする標本化周波数変換回路。[Claims] 1. The time of the sampling pulse at the second sampling frequency fs_2 is measured by a clock device that is periodically initialized at the first sampling frequency fs_1, and the time of the sampling pulse at the second sampling frequency fs_2 is measured. converting the input signal sequence sampled at the first sampling period into an output signal sequence resampled at a second sampling frequency using a time-varying coefficient filter having filter coefficients determined by the sampling time; In the sampling frequency conversion circuit, the second sampling frequency fs_2 and the first sampling frequency fs_1
Let the ratio r=fs_2/fs_1 be an even value, and 0≦p≦r
For any even value p of the time-varying coefficient filter n
A sampling frequency conversion circuit characterized in that the th coefficient is multiplied by cos(nπp/r). 2. In the sampling frequency conversion circuit according to claim 1, the coefficients of the time-varying coefficient filter are determined by the number of filter taps, the (second) sampling time, and the first sampling frequency fs_1. A coefficient determined by the ratio R=fs_1/fs_2 of the second sampling frequency fs_2, and the sampling frequency ratio is an even value, and for any even value p of 0≦p≦r, the above-mentioned time A sampling frequency conversion circuit characterized in that the n-th coefficient of a variable coefficient filter is set to a value multiplied by cos(nπp/r).