JPH04211813A - 改善された力率補正を有する電源 - Google Patents

改善された力率補正を有する電源

Info

Publication number
JPH04211813A
JPH04211813A JP3011604A JP1160491A JPH04211813A JP H04211813 A JPH04211813 A JP H04211813A JP 3011604 A JP3011604 A JP 3011604A JP 1160491 A JP1160491 A JP 1160491A JP H04211813 A JPH04211813 A JP H04211813A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
input
output
power factor
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP3011604A
Other languages
English (en)
Inventor
Gert W Bruning
ゲルト　ヴェルナー　ブルニング
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Gloeilampenfabrieken NV filed Critical Philips Gloeilampenfabrieken NV
Publication of JPH04211813A publication Critical patent/JPH04211813A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】本発明は電圧制御デバイスを有する電子電
源に関連し、該デバイスはインダクタと、周期的に変化
する電圧の１対の入力端子に連結され、かつ負荷出力端
子に連結された半導体制御スイッチを具えている。
【０００２】
【背景技術】ブースト変換器（ｂｏｏｓｔ　ｃｏｎｖｅ
ｒｔｅｒ　）、バック変換器（ｂｕｃｋ　ｃｏｎｖｅｒ
ｔｅｒ）、およびバック・ブースト変換器（ｂｕｃｋ−
ｂｏｏｓｔ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）のようなスイッチさ
れたパワー調整器を組み込む種々の電源システムが知ら
れている。これら従来のありふれた変換器の問題点はそ
れらが固有の力率補正（ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒｃｏ
ｒｒｅｃｔｉｏｎ）　を備えていないことである。力率
補正の能力の付加はこれらのデバイスの寸法、複雑性お
よび値段を増大する。
【０００３】既知のタイプの１つの変換器は図１に示さ
れるような不連続伝導モード（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｏｕ
ｓ　ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ　ｍｏｄｅ　）で動作する現
在プログラムされたＤＣブースト変換器であり、かつそ
れは以下に詳細に議論されよう。 この変換器は出力電圧の平均値ＶＯＵＴ　を調整し、一
方、変換器が例えば共通に利用できる　２２０ボルトＡ
Ｃ／５０Ｈｚ　パワーラインのような入力ラインから正
弦波電流を引き出すような力率補正を備える制御信号（
ＶＭ　）を発生する。そこに発生された制御電圧ＶＭ　
は以下の式１（数１）の表現を満足し、かつ１に近い力
率装置を生成する。
【０００４】
【数１】
【０００５】前の表現では、Ｌは直列インダクタのイン
ダクタンスであり、［ｉ］ｉｎはブースト変換器への入
力電流の最大振幅であり、［Ｖ］ｉｎは変換器入力電圧
の最大振幅であり、そしてＶＯＵＴ　はその調整された
出力電圧である。
【０００６】この装置の欠点は、力率補正を有するその
制御回路がどちらかと言えば複雑なことである。という
のは、それが加算器（減算器）回路、乗算器、平方根発
生器および固定ランプのこぎり波発生器を必要とするか
らである。別の欠点は、特に２２０　ボルトＡＣ入力ラ
インからの電圧過渡現象の場合に、トランジスタスイッ
チの過電流保護を元々与えないことである。というのは
、それがパルスベースでパルスにスイッチ電流の制御を
与えないからである。
【０００７】スイッチング調整器回路（ｓｗｉｔｃｈｉ
ｎｇ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ）　につい
ての付加的な背景情報は米国特許明細書第４，３１１，
９５４　号（１９８２．１　．１９）および米国特許明
細書第４，４７１，２９１　号（１９８４．　９．１１
）から得ることができ、これらは参考のためにここに記
載する。
【０００８】
【発明の開示】従って本発明の目的は相対的に簡単かつ
安価な制御回路により１に近い力率で動作する電源シス
テムを与えることである。
【０００９】本発明による電源は、それがさらに、上記
の周期的電圧の少なくとも一部分を受信する少なくとも
１つの上記の入力端子に連結された入力を有する力率増
幅器（ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ
）であって、上記の力率増幅器が規定された波形を有す
る制御電圧ＶＭ　を発生する上記の周期的電圧に応答す
る手段を含くむもの、力率増幅器の出力に連結された第
１入力と、上記の半導体スイッチを流れる電流により決
定された電圧に応答する第２入力を有する比較デバイス
、および比較デバイスの出力に生じたパルス幅変調電圧
パルスを半導体スイッチの制御電極に連結し、それによ
り上記の変換器回路出力端子で出力電圧を調整し、かつ
上記の変換器回路入力端子に供給された入力電流の力率
補正を与えるような態様でそのスイッチング周期を制御
する手段、を具えることを特徴としている。
【００１０】本発明による電圧電源は電流モード制御を
採用し、かつ不連続伝導モードで動作し、かつ以下の式
２（数２）の表現を満足する制御電圧（ＶＭ）を発生す
ることが好ましい。
【００１１】
【数２】
【００１２】ここでＴＳＷはトランジスタスイッチ動作
の高周波（例えば３０ｋＨｚ）スイッチング信号の周期
であり、ＲＳ　はトランジスタスイッチに直列に接続さ
れたセンス抵抗器の抵抗値であり、そしてＶｉｎ（ｔ）
　はＡＣライン入力電圧である。上の式から、トランジ
スタスイッチの制御に対して、少なくとも１つの加算回
路、２つの乗算器および平方根発生器からなるかなり複
雑な回路が必要であることが分かるであろう。
【００１３】本発明によると、非常に簡単な、いわゆる
パワー増幅器が上の式（２）に含まれた制御電圧（ＶＭ
　）を発生するために備えられている。制御電圧ＶＭ　
は３個の抵抗器、１個のバイポーラトランジスタおよび
１個のダイオードのみを必要とする独自の回路により発
生されている。この独自のパワー増幅器の準備は加算回
路、平方根発生器を削除し、かつ１個の乗算器を必要と
するだけである。
【００１４】パワー変換器に新しいパワー増幅器を使用
することは８５Ｖから　１３５Ｖの間の電圧範囲のＡＣ
ライン電圧で７０ワット負荷に対して０．９７より大き
い力率を達成した。典型的な力率は０．９８５　である
。
【００１５】変換器のパルス・バイ・パルス電流制御を
備えるためにクロックされたフリップフロップが使用で
きるが、しかし上述の力率補正は要求されない。
【００１６】３０ｋＨｚのクロック周波数を仮定すると
、インダクタ電流はトランジスタスイッチを電流プログ
ラムし、従ってインダクタ電流もプログラムするように
変調エンベロープが制御電圧ＶＭ　により直接生成され
ることを示す３０ｋＨｚの可変振幅の電流パルスの系列
からなっている。従前の技術において（図１）、制御電
圧はインダクタ電流のエンベロープと比例関係を有さず
、ライン電圧の変化に非常にゆっくりと応答する。とい
うのは、そのような変化はゆっくり応答するエラー増幅
器により出力でまずセンスされなければならないからで
ある。このことはオーバーシュートの起こることを許容
する。本発明の制御波形はスイッチ電流が制御の目的に
直接使用されているという理由で従前の技術とは異なっ
ている。
【００１７】
【実施例】図１はブースト電圧調整器あるいはブースト
電圧変換器として従前の技術で知られているパワー変換
器の基本タイプを示している。このブースト変換器に目
的はＡＣ入力電圧を振幅の増大する調整されたＤＣ出力
電圧に変換することである。ブースト変換器は今日共通
に使用されている２２０　ボルトＡＣ５０Ｈｚの電圧の
ようなＡＣ電源電圧ソースに接続する１対の入力端子１
０，　１１を有している。全波整流器１２は整流器の出
力端子１３で正である全波整流電圧に正弦波ＡＣ電源電
圧を変換している。負出力端子１４はアースに接続され
ている。蓄積キャパシタ１５が全波整流器の出力端子１
３，　１４にわたって接続されている。
【００１８】インダクタンス値Ｌのエネルギ蓄積インダ
クタ１６は蓄積キャパシタ１５にわたって制御調整スイ
ッチ（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ　
ｓｗｉｔｃｈ）１７に直列に接続されている。パワース
イッチ１７は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ　）である
が、しかしバイポーラトランジスタ等のような別の形の
制御パワースイッチも使用できる。半導体ダイオード１
８とシャントキャパシタ１９からなる別の直列回路がＦ
ＥＴ　スイッチ１７に並列に接続されている。
【００１９】説明のために抵抗器２０で構成されている
負荷がキャパシタ１９にわたって接続されている。直列
接続抵抗器２１と２２を含む分圧器が負荷抵抗器２０に
並列に接続されている。キャパシタ２３は抵抗器２２に
シャントして接続されている。直列接続抵抗器２４，　
２５からなる別の分圧器がキャパシタ１５とシャントに
連結されている。
【００２０】ブースト変換器の制御回路はエラー増幅器
２６を含み、これはその反転入力（−）とその出力２８
の間に接続されたフィードバック抵抗器２７を有してい
る。エラー増幅器の反転入力は抵抗器２１と２２の間の
接合点に接続され、かつ増幅器の非反転入力（＋）は基
準電圧２９のＤＣソースの正端子に接続されている。基
準電圧ソースの負端子はアースに接続されている。
【００２１】制御回路は２重の機能を有している。それ
は出力あるいは負荷端子３０で出力電圧の平均値ＶＯＵ
Ｔ　を調整しなければならず、かつそれは端子１３で入
力電圧Ｖｉｎ（ｔ）　と同相でありかつ同じ波形である
入力電流ｉｉｎ（ｔ）　を端子１３で生成しなければな
らない。これは適当なパルス幅変調（ＰＷＭ　）の使用
により達成できる。
【００２２】制御回路はまた加算デバイス３１を含み、
これは端子２８と３２に生じた信号を結合（この場合に
は減算）するために、エラー増幅器の出力端子２８と接
合点３２にそれぞれ接続された第１および第２入力を有
している。
【００２３】上の式（１）により、かつ以下の説明から
明らかになるように、加算段３１の出力信号は一定値で
乗算されるべきである。従って、加算デバイスの出力は
乗算器回路３３の１つの入力に接続され、乗算器回路３
３は一定基準電圧を受信する端子３４に連結された第２
入力を有している。
【００２４】上の式（１）はまた乗算器回路の出力信号
の平方根を導くことを要求している。乗算器回路の出力
は比較器回路３６の１つの入力（−）に接続されたその
出力を有する平方根発生器回路３５の入力に接続されて
いる。比較器３６の（＋）入力はのこぎり波波形を有す
る基準電圧を受信する端子３７に接続される。のこぎり
波の発生のために、クロック・ランプ発生器が要求され
、これは標準のものであり、従って図１には示されてい
ない。 また、ありふれたＰＷＭ　制御回路はフリップフロップ
（ラッチ）を必要とするが、それは余りにも標準的であ
るから図１には示されていない。
【００２５】比較器回路３６の出力はバッファ増幅器３
８を介して半導体スイッチ１７の制御電極あるいはその
ゲートに連結されている。
【００２６】図１のブースト変換器の動作において、Ｆ
ＥＴ　スイッチ１７は最初にオープンであると仮定され
ている。端子１０，　１１におけるＡＣ入力電圧（２２
０　Ｖ，５０Ｈｚ）はブリッジ整流器１２により整流さ
れる。各キャパシタ１５と１９は入力ライン電圧のピー
ク値までチャージアップされる。キャパシタ１９はイン
ダクタ１６とダイオード１８を介してチャージされ、一
方、負荷抵抗器２０は同時にこのキャパシタを負荷する
。１００Ｈｚのチャージング周波数において、インダク
タ１６のインダクタンスＬは実際には短絡回路としてイ
ンダクタを動作させる。
【００２７】キャパシタ１９が完全にチャージされた後
、制御スイッチ１７はよく知られたパスル幅変調モード
で動作される。スイッチ１７のターンオンにおいて、入
力電圧Ｖｉｎ（ｔ）　の瞬時値はインダクタ１６にわた
って加えられる。このインダクタを通して流れる電流は
スイッチ１７がターンオフするまでほぼ線形的にランプ
アップする。スイッチがオープンになる（ＦＥＴ　がカ
ットオフする）場合、インダクタは電流を維持しようと
し、このようにして電圧の反転はこのインダクタにわた
って現れよう。この時に出力電圧の値が入力電圧にほぼ
等しいから、インダクタ電圧はダイオード１８の順方向
電圧降下に打ち勝つためにもっと高くスイングしなけれ
ばならない。次にインダクタは出力回路１９と２０に放
電できる。放電が一度完了すると、このサイクルは繰り
返すことができる。
【００２８】電子的安定抵抗（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　
ｂａｌｌａｓｔ）の場合に、ＦＥＴ　スイッチは１００
Ｈｚ　よりもっと高い周波数、典型的には約３０ｋＨｚ
で動作する。このように調整された出力電圧が達成でき
、それは値として入力における電圧の最大値よりも高い
値である。説明されたモードはインダクタが出力回路に
完全に放電できるという理由で不連続伝導モード（ｄｉ
ｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ　ｍｏ
ｄｅ　）として参照されている。
【００２９】ブースト変換器の制御回路を力率１補正に
するために、入力電流は入力電圧と同相でかつ同じ波形
を有しなければならない。不連続伝導モードの力率補正
は、キャパシタ１５のキャパシタンス値Ｃ１　がキャパ
シタ１９のキャパシタンス値よりもずっと小さいことを
要求する。例えば、抵抗値Ｒ１＝７５０オームを持つ負
荷抵抗器２０に対して、適当な選択はＣ１　＝１μＦと
Ｃ２　＝１００　μＦであろう。インダクタ値の選択は
負荷抵抗器の値と、パルス幅変調周波数の値（例えば３
０ｋＨｚ）および動作モード（この場合には不連続伝導
である）に依存している。 上の実例の代表値はＬ＝０．６　ｍＨである。
【００３０】所与の値の選択を使用して、図１に示され
た制御回路の動作は説明できる。制御回路のパルス幅変
調（ＰＷＭ　）動作は図１に示された制御回路の自己調
整である。センス抵抗器２４と２５は低電圧制御に一般
に受け入れ可能なレベルまで入力電圧を低減する簡単な
分圧器を形成する。さらに、キャパシタ２３に沿うセン
ス抵抗器２１と２２は出力電圧を低い値に分割し、また
センス信号を平均化するために低域通過フィルタを形成
し、このようにしてエラー増幅器２６の反転入力に出力
電圧の平均値を与える。
【００３１】エラー増幅器はこの値の適切なスケーリン
グに使用される。接合３２における入力電圧とエラー増
幅器からのスケールされた出力電圧は加算デバイス３１
で減算され、加算段の出力信号は乗算器回路３３で上の
式（１）に従って定数で乗算される。それは次に乗算器
の出力信号の平方根を取ることを要求される。これは平
方根回路３５で遂行される。
【００３２】平方根発生段の出力は図２ｂに示されたよ
うな波形を有する電圧ＶＭ　である。図２ｂの電圧波形
ＶＭ　はエラー増幅器により生成された平均電圧から接
合３２で整流されたライン電圧の分割部分を減算するこ
とにより発生される。これは加算回路により行われる。 この加算の後で、定数との乗算が乗算器で実行される。 これは式（１）の定数の固定された値を表している。整
流された入力電圧Ｖｉｎ（ｔ）　は図２ａに示されてい
る。（図２ａに記された山印のついたＶｉｎは本文では
［Ｖ］ｉｎで示されている。）
【００３３】信号ＶＭ　は入力電流ｉｉｎ　（ｔ）　の
１に近い力率補正により出力電圧の調整の所望の目的を
達成するパルス幅変調器のデューティサイクルを調整す
る情報を含んでいる。１つの低周波期間（１／１００Ｈ
ｚ　）にわたるＶＭ　の平均値は、ＶＭ　のダイナミッ
ク成分が１に近い力率補正を達成するようデューティサ
イクルの制御あるいは調整の情報を含むように出力電圧
の値をこのように表している。
【００３４】信号電圧ＶＭ　は端子３７に印加された固
定ランプ（のこぎり波）電圧と比較器３６で比較される
。比較器の出力信号は矩形電圧パルスの３０ｋＨｚ系列
であり、それはバッファ増幅器３８を介してＦＥＴ　ス
イッチ１７の制御電極に印加される。これらのパルスの
デューティサイクルは入力電流の力率補正と共にブース
ト変換器の出力電圧の電圧調整を与えるよう制御される
。
【００３５】この既知の回路は多くの欠点を有している
。それは平方根発生器、固定ランプ発生器および加算段
を必要とする。さらに、それは２２０　ＶＡＣが瞬時に
２４２　ＶＡＣにジャンプするようなライン電圧の過渡
現象の間に起こるスイッチ１７の過電流保護を備えてい
ない。これはまた出力電圧Ｖｏｕｔ　のオーバーシュー
トを許容しよう。 というのは、出力電圧をセンスする制御ループの速度が
非常にゆつくりしている（期間１／１００Ｈｚ　よりず
っとゆっくりしている）からである。これは一般に図１
に示されたような簡単な抵抗器２０でない負荷に悪い影
響を与え得る。さらに、スイッチ１７の電流は閉じられ
た時間の長さ、インダクタＬの値および入力電圧Ｖｉｎ
（ｔ）　の瞬時値によってのみ決定される。出力におけ
る故障の場合に、インダクタコアの飽和はスイッチの過
剰電流値を生起し、それはスイッチの破壊となり得る。 図１の装置はパルス・バイ・パルスに基づくスイッチ電
流の制御を与えない。
【００３６】図３は本発明による電圧ブースト変換器を
例示している。図１の要素と同じ機能を持つ要素は同じ
参照記号を有している。
【００３７】図３のパワー変換器部は図１のパワー変換
器部と同じ素子からなっているが、センス抵抗器３９が
半導体スイッチ１７に直列に付加されている点は別であ
る。 これは個別センス抵抗器である必要はなく、スイッチに
集積することもできる（しばしばセンスＦＥＴ　として
参照されている）。ここに示された個別抵抗器は簡単の
ためである。
【００３８】図３の回路において、電流プログラムモー
ド（ｃｕｒｒｅｎｔ　ｐｒｏｇｒａｍｍｅｄ　ｍｏｄｅ
）動作が使用されている。 このモードでは、この回路が図１の回路におけるように
固定傾斜ランプ電圧に対する比較を実行しないという理
由で制御電圧ＶＭ　の表現は変更されない。上に示した
ように図３の回路の制御電圧ＶＭ　の表現は式２（数３
）のようになる。
【００３９】
【数３】
【００４０】実際のスイッチ電流は制御電圧ＶＭ　との
比較に使用され、そして力率補正用の電流プログラムモ
ードのスイッチ電流のは各スイッチングサイクルで変化
する。パワースイッチ１７の制御が１つの加算回路、２
つの乗算器および１つの平方根発生器を必要とすること
が分かる。従って、具体化のために式（２）は実質的な
数の回路要素を必要とする。今後説明すべき発明は図１
の回路よりも少ない要素を必要とするか、あるいは上の
式（２）から必要と思われるずっと簡単な制御回路によ
り同じ全機能を備えている。
【００４１】図３の回路において、エラー増幅器２６の
出力信号は今や図１のように加算デバイスよりはむしろ
乗算器３３′の１つの入力に直接接続されている。乗算
器の別の入力は新しい力率増幅器４０の出力に接続され
ている。分圧器２４，　２５の接合点３２は図１のよう
に加算デバイスよりはむしろ力率増幅器４０の入力に接
続されている。
【００４２】乗算器３３′の出力信号ＶＭ　は頂上をく
ぼませた整流正弦波（ｃｒｅｓｔ　ｉｎｄｅｎｔｅｄｒ
ｅｃｔｉｆｉｅｒｅｄ　ｓｉｎｅ　ｗａｖｅ　）に似て
おり、図２ｃに示されている。電圧ＶＭ　は比較器３６
の反転入力（−）に印加され、一方、その非反転入力（
＋）はセンス抵抗器３９に接続されている。比較器３６
は図２ｃに示された波形を有する制御電圧ＶＭ　と、セ
ンス抵抗器３９にわたって生じた固定周波数可変ランプ
電圧とを比較する。
【００４３】比較器３６の出力はフリップフロップ４１
のリセット入力Ｒに印加される矩形パルスの系列である
。クロックパルスソース４２（例えば３０ｋＨｚの周波
数の）はフリップフロップのセット入力Ｓに連結されて
いる。フリップフロップ４１の出力はバッファ増幅器３
８を介して制御スイッチ１７の制御電極に連結されてい
る。
【００４４】回路のブースト変換器部の動作は図１の装
置のブースト変換器部の動作と似ている。半導体制御ス
イッチ１７の動作は、クロック４２と、一定周波数（例
えば３０ｋＨｚ）で動作するフリップフロップ４１によ
り、整流されたライン電圧のピーク値の付近までキャパ
シタ１５と１９が充電された後で開始される。これはス
イッチ１７を閉じるであろう。
【００４５】インダクタ１６とスイッチ１７を通して流
れる電流は、センス抵抗器３９の電流のようにほぼ直線
的に増大するよう設計されている。センス抵抗器にかか
る合成電圧降下は力率増幅器回路４０と乗算器回路３３
′により生成された制御電圧ＶＭ　と比較器３６で比較
される。この電圧降下が電圧ＶＭ　に等しくなると、比
較器出力は高くなり、フリップフロップ４１をリセット
状態にトリガする。 次にフリップフロップ出力（Ｑ）はバッファ増幅器を介
してスイッチ１７を非常に早くターンオフする。これは
スイッチング期間よりもずっと速い速度で起こる。比較
器の出力電圧は例えば１０Ｖ振幅の矩形電圧パルスから
なっている。パルス幅はセンス抵抗器３９におけるラン
プ電圧に対する制御電圧ＶＭ　の関係に依存している。 比較器３６の＋入力におけるランプ電圧は６０ＨｚＡＣ
入力電源電圧に同期されなくてはならないわけではない
。フリップフロップとクロックソースはパルス・バイ・
パルス電流制御にのみ必要であるが、しかし力率増幅器
の動作あるいは実際の力率補正には必要でない。
【００４６】従って、図１の回路とは対照的に、図３の
回路は固定のこぎり波電圧とは比較を行わないが、しか
しその代わりにスイッチ電流ランプそれ自身が比較機能
のために使用されていることは明らかであろう。これは
高周波サイクル・バイ・サイクル電流制御の重要な利点
を与え、それによりトランジスタスイッチの過負荷電流
に対して固有の保護を与える。
【００４７】制御法則式（２）から平方根動作、定数に
よる乗算および可変入力電圧Ｖｉｎ（ｔ）　による乗算
が必要なことが期待されよう。しかし、制御法則式（２
）のダイナミック成分は簡単な力率増幅器回路４０によ
り発生できることが見いだされた。図１の回路における
ように、出力電圧の平均値のみが乗算器回路３３′の１
つの入力でスケーリングの目的で必要である。
【００４８】力率増幅器はその入力端子４４とその出力
端子４５の間に接続された第１抵抗器４３（例えば８２
０　オーム）を含んでいる。バイポーラトランジスタ４
６と、ダイオード４７と抵抗器４８（例えば２ｋオーム
）を含む並列回路とが出力端子４５と基準点（アース）
との間に直列に接続される。第２抵抗器４９（例えば１
０ｋオーム）は入力端子４４とトランジスタ４６のベー
スの間に接続されている。
【００４９】力率増幅器４０は制御電圧ＶＭ　のダイナ
ミック成分を生成する。接合点３２における分割入力電
圧Ｖｉｎ　（ｔ）　は力率増幅器回路の入力４４に印加
される。トランジスタ４６は接合点３２における電圧が
ダイオード４７の電圧降下とトランジスタのベース・エ
ミッタ電圧の和を越えないならば電流を流さない。抵抗
器４３，　４９，　４８の適当な大きさを決めることに
より、トランジスタ４６のコレクタにおける電圧の「デ
ィプ」は図２ｃに示された波形を導くように達成できる
。このようにして、トランジスタ４６の機能はそのコレ
クタに現れる接合点３２からの電圧信号を反転し始める
ことであり、それはこの電圧がそのピーク値に達するか
、あるいはそれに近い場合である。これは式（２）に示
されたような誘導された制御法則により必要な機能であ
る。変換器出力電圧の平均値はエラー増幅器により測定
され、そして負荷のダイナミック信号とライン入力変動
をスケールするかあるいは「ストレッチ」するために図
１の回路のようにスケールされる。このようにして、こ
の回路は広範囲の入力・出力負荷条件にわたって動作で
きる。乗算器３３′により導かれた積はこのようにして
図２ｃの制御電圧ＶＭ　を形成する。
【００５０】制御電圧のダイナミック成分はこのように
極めて簡単かつ安価な回路により導かれる。この簡単な
力率増幅器回路は加算と平方根機能を実効的に達成し、
１つの乗算動作を除去する。それはまたその付随する利
点にと共に動作の電流プログラムモードの使用を許容す
る。
【００５１】電圧モード制御とは反対に電流モード制御
の使用は本発明に本質的なものではないが、しかしその
優れた結果の観点でここに使用されている。本発明によ
ると、従前の加算回路、平方根回路および固定ランプ発
生器が除かれている。１つの乗算ステップのみが必要と
されている。変換器の入力の電圧を増大するステップ、
すなわち２２０　ＶＡＣから２４２　ＶＡＣに増大する
ステップはトランシジスタスイッチ１７のランプ電流の
傾斜を増大し、それはどんな過電流も許容せず、従って
出力におけるどんなオーバーシュートも許容しないで電
圧ＶＭ　の値に到達する。
【００５２】この新しい回路で実現されたテストはライ
ン電圧範囲８５ＶＡＣから１３５　ＶＡＣにわたって７
０Ｗ負荷で０．９７より大きい力率を実現した。力率の
代表値は０．９８５　である。
【００５３】たとえ好ましい１実施例と共にこの発明が
説明されているとはいえ、本発明の範囲と精神から逸脱
すること無くこの発明の電圧変換器と制御装置の双方で
種々の修正と変更が行うことができ、かつこの制御装置
が別のタイプの調整器に適用できることは当業者にとっ
て明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は力率補正を有する従前のブースト変換器
のブロック線図である。
【図２】図２ａ，２ｂ，２ｃは本発明を理解するために
有用な時間関数としての電圧波形を例示している。
【図３】図３は本発明の好ましい実施例のブロック線図
を例示している。
【符号の説明】
１０　　入力端子 １１　　入力端子 １２　　全波整流器 １３　　出力端子 １４　　出力端子 １５　　（蓄積）キャパシタ １６　　（エネルギ蓄積）インダクタ １７　　制御調整スイッチあるいはパワースイッチある
いはＦＥＴ　スイッチ １８　　半導体ダイオード １９　　（シャント）キャパシタ ２０　　抵抗器 ２１　　抵抗器 ２２　　抵抗器 ２３　　キャパシタ ２４　　抵抗器 ２５　　抵抗器 ２６　　エラー増幅器 ２７　　フィードバック抵抗器 ２８　　出力 ２９　　基準電圧 ３０　　出力端子あるいは負荷端子 ３１　　加算デバイス ３２　　接合点 ３３　　乗算器回路 ３３′　　乗算器回路 ３４　　端子 ３５　　平方根（発生器）回路 ３６　　比較器回路 ３７　　端子 ３８　　バッファ増幅器 ３９　　センス抵抗器 ４０　　力率増幅器 ４１　　フリップフロップ ４２　　クロックパルスソース ４３　　抵抗器 ４４　　入力端子 ４５　　出力端子 ４６　　バイポーラトランジスタ ４７　　ダイオード ４８　　抵抗器 ４９　　抵抗器

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　電圧制御デバイスを有する電子電源で
    あって、該デバイスがインダクタと、周期的に変化する
    電圧の１対の入力端子に連結され、かつ負荷出力端子に
    連結された半導体制御スイッチを具えるものにおいて、
    それがさらに、上記の周期的電圧の少なくとも一部分を
    受信する少なくとも１つの上記の入力端子に連結された
    入力を有する力率増幅器であって、上記の力率増幅器が
    規定された波形を有する制御電圧ＶＭ　を発生する上記
    の周期的電圧に応答する手段を含くむもの、力率増幅器
    の出力に連結された第１入力と、上記の半導体スイッチ
    を流れる電流により決定された電圧に応答する第２入力
    を有する比較デバイス、および比較デバイスの出力に生
    じたパルス幅変調電圧パルスを半導体スイッチの制御電
    極に連結し、それにより上記の変換器回路出力端子で出
    力電圧を調整し、かつ上記の変換器回路入力端子に供給
    された入力電流の力率補正を与えるような態様でそのス
    イッチング周期を制御する手段、を具えることを特徴と
    する電子電源。
  2. 【請求項２】　　入力端子の上記の対で上記の周期的電
    圧が、整流された正弦波ＡＣ電圧を具え、かつ力率増幅
    器の上記の制御電圧発生手段が、頂上をくぼませた整流
    正弦波を近似する電圧波形ＶＭ　を生成することを特徴
    とする請求項１に記載の電源。
  3. 【請求項３】　　力率増幅器の上記の出力と比較デバイ
    スの第１入力との間に連結されたスケーリングデバイス
    を具えることを特徴とする請求項２に記載の電源。
  4. 【請求項４】　　上記のスケーリングデバイスが力率増
    幅器の出力に連結された第１入力と、ＤＣ基準電圧のソ
    ースに連結された第２入力、および比較デバイスの上記
    の第１入力に連結された出力を有する乗算器回路を具え
    ることを特徴とする請求項３に記載の電源。
  5. 【請求項５】　　比較デバイスの出力に連結された第１
    入力と、上記のＡＣ電圧の周波数よりもずっと高い周波
    数のクロックパルスのソースに連結された第２入力、お
    よび半導体スイッチの上記の制御電極に連結された出力
    を有する双安定デバイスをさらに具えることを特徴とす
    る請求項３あるいは４に記載の電源。
  6. 【請求項６】　　半導体スイッチを通して流れる上記の
    電流により決定されたランプ電圧を誘導するように上記
    の半導体スイッチと直列に接続されたセンス抵抗器をさ
    らに具え、上記のランプ電圧が上記の比較デバイスの第
    ２入力に供給された電圧を具えることを特徴とする請求
    項１から５のいずれか１つに記載の電源。
  7. 【請求項７】　　上記の電圧制御デバイスが、上記の入
    力端子と上記の直列回路の間に連結された全波整流器回
    路、上記の整流器回路の出力端子にわたって接続された
    第１分圧器、上記の負荷出力端子に接続された第２分圧
    器、力率増幅器の上記の出力と比較デバイスの第１入力
    の間に連結されたスケーリングデバイスであって、上記
    のスケーリングデバイスの入力が第２分圧器の出力端子
    に生じた電圧に比例する電圧により制御されるもの、を
    具え、かつここで力率増幅器の上記の入力が周期的電圧
    の上記の部分を受信する第１分圧器の出力端子に連結さ
    れていること、を特徴とする、上記のインダクタと上記
    の半導体スイッチが互いに直列に接続されている請求項
    ６に記載の電源。
  8. 【請求項８】　　上記の力率増幅器が、力率増幅器の入
    力と出力の間に接続された第１インピーダンス要素、力
    率増幅器の上記の出力と基準電位点の間に直列に接続さ
    れたトランジスタと整流器デバイス、　　力率増幅器の
    上記の入力とトランジスタの制御電極との間に接続され
    た第２インピーダンス要素、および　　上記の整流器デ
    バイスに並列に接続された第３インピーダンス要素、を
    具えることを特徴とする請求項１から７のいずれか１つ
    に記載の電源。
  9. 【請求項９】　　上記の第１，第２および第３インピー
    ダンス要素が第１，第２および第３抵抗器をそれぞれ具
    えることを特徴とする請求項８に記載の電源。
  10. 【請求項１０】　　半導体スイッチの上記のスイッチン
    グが、制御電圧ＶＭ　に比例するインダクタ電流エンベ
    ロープを生成するよう可変振幅のインダクタを通る高周
    波電流パルスを生成することを特徴とする請求項２から
    ９のいずれか１つに記載の電源。
JP3011604A 1990-01-09 1991-01-08 改善された力率補正を有する電源 Pending JPH04211813A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/462682 1990-01-09
US07/462,682 US5003454A (en) 1990-01-09 1990-01-09 Power supply with improved power factor correction

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH04211813A true JPH04211813A (ja) 1992-08-03

Family

ID=23837384

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3011604A Pending JPH04211813A (ja) 1990-01-09 1991-01-08 改善された力率補正を有する電源

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5003454A (ja)
EP (1) EP0436980B1 (ja)
JP (1) JPH04211813A (ja)
KR (1) KR910015098A (ja)
DE (1) DE69017875T2 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017112822A (ja) * 2015-12-15 2017-06-22 國家中山科學研究院 力率改善コンバータ及びその制御方法

Families Citing this family (110)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE115786T1 (de) * 1990-03-27 1994-12-15 Saia Ag Verfahren zur erzeugung einer stabilen gleichspannung und stabile gleichspannungsquelle.
US5815364A (en) * 1991-10-18 1998-09-29 Eaton Corporation Ultrasonic coil current regulator
US5251157A (en) * 1990-12-28 1993-10-05 Westinghouse Electric Corp. Process for offset adjustment of a microprocessor based overcurrent protective device and apparatus
US5418677A (en) * 1990-12-28 1995-05-23 Eaton Corporation Thermal modeling of overcurrent trip during power loss
US5525985A (en) * 1990-12-28 1996-06-11 Eaton Corporation Sure chip
ZA919656B (en) * 1990-12-28 1992-09-30 Westinghouse Electric Corp Voltage controlled power supply
US5270898A (en) * 1990-12-28 1993-12-14 Westinghouse Electric Corp. Sure chip plus
US5134355A (en) * 1990-12-31 1992-07-28 Texas Instruments Incorporated Power factor correction control for switch-mode power converters
GB9104070D0 (en) * 1991-02-27 1991-04-17 Astec Int Ltd Power supplies
US5121316A (en) * 1991-05-13 1992-06-09 Modular Devices, Inc. Electronic system and method for correcting the power factor of an accessory to a main equipment
AT403865B (de) * 1991-07-10 1998-06-25 Fronius Schweissmasch Spannungsumsetzungsvorrichtung für einen gleichspannungsverbraucher
US5146398A (en) * 1991-08-20 1992-09-08 Led Corporation N.V. Power factor correction device provided with a frequency and amplitude modulated boost converter
US5283726A (en) * 1991-12-20 1994-02-01 Wilkerson A W AC line current controller utilizing line connected inductance and DC voltage component
JP2571942Y2 (ja) * 1992-10-12 1998-05-20 ネミック・ラムダ株式会社 昇圧コンバータ
TW232759B (ja) * 1992-03-16 1994-10-21 Wagner Spray Tech Corp
US5233509A (en) * 1992-04-03 1993-08-03 International Business Machines Corporation Switch-mode AC-to-DC converter
KR940007716B1 (ko) * 1992-07-03 1994-08-24 삼성전자 주식회사 연속전류 제어형 p.f.c 회로
EP0590304B1 (de) * 1992-09-30 1998-07-08 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Vorsteuerung eines Schaltnetzteiles zum Ausgleich von Schwankungen der Speisespannung und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
US5461301A (en) * 1993-01-19 1995-10-24 Qualidyne Systems Dual slope soft start for pulse width modulator controllers used in power converters
KR960010828B1 (ko) * 1993-04-13 1996-08-09 삼성전자 주식회사 고역률 전원공급장치
US5436551A (en) * 1993-07-30 1995-07-25 At&T Corp. Micropower regulator
US5465040A (en) * 1993-09-23 1995-11-07 Yasotornrat; Hemtong Three phase power factor correction device and method
IT1268474B1 (it) * 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore statico dc-dc funzionante in modo discontinuo
KR960013948B1 (ko) * 1993-11-16 1996-10-10 삼성전자 주식회사 역률 보정회로
US5491445A (en) * 1994-07-05 1996-02-13 Delco Electronics Corporation Booster power converter having accelerated transient boost response
US5502630A (en) * 1994-07-19 1996-03-26 Transistor Devices, Inc. Power factor corrected rectification
US5867379A (en) * 1995-01-12 1999-02-02 University Of Colorado Non-linear carrier controllers for high power factor rectification
DE69525441T2 (de) 1995-03-16 2002-07-11 Franklin Electric Co Inc Leistungsfaktorkorrektur
DE19522369A1 (de) * 1995-06-20 1997-01-02 Niepenberg Dalex Werke Gleichrichter-Netzteil
JPH09172779A (ja) * 1995-07-11 1997-06-30 Meidensha Corp 正弦波入力コンバータ回路
JPH09140145A (ja) * 1995-11-15 1997-05-27 Samsung Electron Co Ltd 力率補償回路を備えた昇圧型コンバータ
FR2742010B1 (fr) * 1995-11-30 1998-02-13 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'amelioration du facteur de puissance d'une alimentation redressee
FR2742277B1 (fr) * 1995-12-07 1998-01-16 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'alimentation a decoupage
US5691889A (en) * 1995-12-13 1997-11-25 Unitrode Corporation Controller having feed-forward and synchronization features
US5619405A (en) * 1995-12-21 1997-04-08 Reltec Corporation Variable bandwith control for power factor correction
FR2743226B1 (fr) * 1995-12-27 1998-03-20 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif adaptatif a l'impedance d'une ligne d'alimentation
KR0154776B1 (ko) * 1995-12-28 1998-12-15 김광호 역률 보상 회로
US5959493A (en) * 1996-05-06 1999-09-28 Cassista; Philip A. Totem pole driver circuit
US5847942A (en) * 1996-05-30 1998-12-08 Unitrode Corporation Controller for isolated boost converter with improved detection of RMS input voltage for distortion reduction and having load-dependent overlap conduction delay of shunt MOSFET
US5661645A (en) 1996-06-27 1997-08-26 Hochstein; Peter A. Power supply for light emitting diode array
KR100206143B1 (ko) * 1996-08-28 1999-07-01 윤종용 고역률 보상회로
US6150771A (en) * 1997-06-11 2000-11-21 Precision Solar Controls Inc. Circuit for interfacing between a conventional traffic signal conflict monitor and light emitting diodes replacing a conventional incandescent bulb in the signal
US6138042A (en) * 1997-12-31 2000-10-24 Motorola, Inc. Method, device, phone, and base station for providing an efficient tracking power converter for variable signals
JP2946091B2 (ja) * 1998-02-18 1999-09-06 セイコーインスツルメンツ株式会社 スイッチング・レギュレーター
KR100286047B1 (ko) * 1998-05-15 2001-04-16 김덕중 역톱니파를 이용한 역률 보정 회로
US6055167A (en) * 1998-08-10 2000-04-25 Custom Power Systems, Inc. Pulse width modulated boost converter integrated with power factor correction circuit
DE19837153A1 (de) * 1998-08-17 2000-03-02 Micronas Intermetall Gmbh Pulsweitenmodulierter Gleichspannungswandler
CA2273814A1 (en) * 1998-10-01 2000-04-01 Osram Sylvania Inc. Wave shaping circuit
IE20000021A1 (en) * 1999-01-12 2000-09-20 Artesyn Tech A post regulation control circuit for a switch mode power supply with multiple outputs.
US6172492B1 (en) * 1999-03-26 2001-01-09 Sarnoff Corporation Fixed off time and zero voltage switching dual mode power factor correcting converter
WO2001015306A1 (en) * 1999-08-25 2001-03-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Dc/dc converter with a low-battery state indicator
JP3726584B2 (ja) * 1999-09-16 2005-12-14 セイコーエプソン株式会社 電源回路および電気光学装置
US6191960B1 (en) * 2000-05-09 2001-02-20 Lucent Technologies Inc. Active clamp for isolated power converter and method of operating thereof
US6275397B1 (en) * 2000-06-27 2001-08-14 Power-One, Inc. Power factor correction control circuit for regulating the current waveshape in a switching power supply
US6373734B1 (en) * 2000-09-15 2002-04-16 Artesyn Technologies, Inc. Power factor correction control circuit and power supply including same
US6285174B1 (en) * 2000-10-13 2001-09-04 National Semiconductor Corporation Switching DC-to-Dc converter having on-time signal generation circuit and method for generating signal indicative of converter on-time
US6813173B2 (en) * 2000-10-26 2004-11-02 02Micro International Limited DC-to-DC converter with improved transient response
US6737845B2 (en) * 2001-06-21 2004-05-18 Champion Microelectronic Corp. Current inrush limiting and bleed resistor current inhibiting in a switching power converter
US6611169B2 (en) 2001-10-01 2003-08-26 Gibson Guitar Corp. Power supply regulation and protection circuit for audio power amplifier
JP2003339164A (ja) * 2002-05-22 2003-11-28 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd スイッチング電源回路、及びインバータ装置
WO2003103122A1 (en) * 2002-06-04 2003-12-11 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power converter
KR100585294B1 (ko) * 2002-11-18 2006-06-01 삼성전자주식회사 가변 전압을 출력하는 스위칭 전원장치
US6900623B2 (en) * 2003-07-10 2005-05-31 System General Corp. Power supply having multi-vector error amplifier for power factor correction
WO2005041393A2 (en) * 2003-10-24 2005-05-06 Pf1, Inc. Method and system for power factor correction
KR101058936B1 (ko) * 2004-09-21 2011-08-23 페어차일드코리아반도체 주식회사 역률 보상 회로 및 그 출력 전압 제어 방법
JP4678215B2 (ja) * 2005-03-15 2011-04-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7359224B2 (en) * 2005-04-28 2008-04-15 International Rectifier Corporation Digital implementation of power factor correction
JP4628172B2 (ja) * 2005-04-28 2011-02-09 セイコーインスツル株式会社 昇圧型ｄｃ−ｄｃ、および、昇圧型ｄｃ−ｄｃを有する半導体装置
DE102007016630A1 (de) * 2007-04-05 2008-10-09 Continental Automotive Gmbh Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils
US7554473B2 (en) * 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
KR101030798B1 (ko) * 2007-08-22 2011-04-27 주식회사 실리콘마이터스 역률 보상 회로
EP2031726A1 (en) * 2007-08-28 2009-03-04 Hewlett-Packard Development Company, L.P. High line tolerant power conversion device comprising an internal switch for the protection of sub-devices
US7646189B2 (en) * 2007-10-31 2010-01-12 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power supply controller and method therefor
US8344707B2 (en) * 2008-07-25 2013-01-01 Cirrus Logic, Inc. Current sensing in a switching power converter
US8614595B2 (en) * 2008-11-14 2013-12-24 Beniamin Acatrinei Low cost ultra versatile mixed signal controller circuit
US8004861B2 (en) * 2009-04-16 2011-08-23 Fsp Technology Inc. Parameter configuration method for elements of power factor correction function converter
US8749213B2 (en) * 2009-06-09 2014-06-10 Silergy Technology Mixed mode control for switching regulator with fast transient responses
US9178415B1 (en) 2009-10-15 2015-11-03 Cirrus Logic, Inc. Inductor over-current protection using a volt-second value representing an input voltage to a switching power converter
US8487591B1 (en) 2009-12-31 2013-07-16 Cirrus Logic, Inc. Power control system with power drop out immunity and uncompromised startup time
WO2011141905A1 (en) * 2010-04-29 2011-11-17 Victor Tzinker Ac-dc converter with unity power factor
US8866452B1 (en) 2010-08-11 2014-10-21 Cirrus Logic, Inc. Variable minimum input voltage based switching in an electronic power control system
US9510401B1 (en) 2010-08-24 2016-11-29 Cirrus Logic, Inc. Reduced standby power in an electronic power control system
US9313840B2 (en) 2011-06-03 2016-04-12 Cirrus Logic, Inc. Control data determination from primary-side sensing of a secondary-side voltage in a switching power converter
WO2012167161A1 (en) 2011-06-03 2012-12-06 Cirrus Logic, Inc. Primary-side control of a switching power converter with feed forward delay compensation
US8737099B2 (en) * 2011-07-15 2014-05-27 O2Micro, Inc. Controllers for power converters
US9397579B2 (en) 2011-07-15 2016-07-19 O2Micro Inc Full-bridge switching DC/DC converters and controllers thereof
CN103023299B (zh) * 2011-09-26 2015-05-20 南京博兰得电子科技有限公司 一种功率因数变换装置的控制方法
WO2013090845A2 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Cirrus Logic, Inc. Multi-mode flyback control for a switching power converter
US8854018B2 (en) * 2012-03-20 2014-10-07 Leadtrend Technology Corp. Control circuit for reducing touch current of a power converter and operation method thereof
DE102012005854B4 (de) * 2012-03-22 2024-01-11 Diehl Aerospace Gmbh Elektrische Versorgungsvorrichtung
US9520794B2 (en) 2012-07-25 2016-12-13 Philips Lighting Holding B.V Acceleration of output energy provision for a load during start-up of a switching power converter
KR20140022674A (ko) * 2012-08-14 2014-02-25 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 회로, 이를 포함하는 컨버터 및 그 구동 방법
KR20140062997A (ko) * 2012-11-15 2014-05-27 삼성전기주식회사 역률 보정 장치, 이를 갖는 전원 공급 장치 및 모터 구동 장치
US9024541B2 (en) 2013-03-07 2015-05-05 Cirrus Logic, Inc. Utilizing secondary-side conduction time parameters of a switching power converter to provide energy to a load
WO2014186776A1 (en) 2013-05-17 2014-11-20 Cirrus Logic, Inc. Charge pump-based circuitry for bjt power supply
WO2014186765A1 (en) 2013-05-17 2014-11-20 Cirrus Logic, Inc. Single pin control of bipolar junction transistor (bjt)-based power stage
WO2015017315A1 (en) 2013-07-29 2015-02-05 Cirrus Logic, Inc. Compensating for a reverse recovery time period of a bipolar junction transistor (bjt) in switch-mode operation of a light-emitting diode (led)-based bulb
WO2015017317A2 (en) 2013-07-29 2015-02-05 Cirrus Logic, Inc. Two terminal drive of bipolar junction transistor (bjt) for switch-mode operation of a light emitting diode (led)-based bulb
US20150130433A1 (en) * 2013-11-08 2015-05-14 Fairchild Semiconductor Corporation Constant power availability for load switches with foldback current
CN103746572B (zh) * 2014-01-03 2016-08-17 上海交通大学 单相ac-dc变换器储能控制***
US9554431B2 (en) * 2014-01-06 2017-01-24 Garrity Power Services Llc LED driver
US9214862B2 (en) 2014-04-17 2015-12-15 Philips International, B.V. Systems and methods for valley switching in a switching power converter
US9502961B2 (en) * 2014-07-15 2016-11-22 Stmicroelectonics S.R.L. Control circuit implementing a related method for controlling a switching power factor corrector, a PFC and an AC/DC converter
US9325236B1 (en) 2014-11-12 2016-04-26 Koninklijke Philips N.V. Controlling power factor in a switching power converter operating in discontinuous conduction mode
US9748835B2 (en) 2014-11-17 2017-08-29 Infineon Technologies Austria Ag Digital power factor correction
US9504118B2 (en) 2015-02-17 2016-11-22 Cirrus Logic, Inc. Resistance measurement of a resistor in a bipolar junction transistor (BJT)-based power stage
US9609701B2 (en) 2015-02-27 2017-03-28 Cirrus Logic, Inc. Switch-mode drive sensing of reverse recovery in bipolar junction transistor (BJT)-based power converters
US9603206B2 (en) 2015-02-27 2017-03-21 Cirrus Logic, Inc. Detection and control mechanism for tail current in a bipolar junction transistor (BJT)-based power stage
US10637254B2 (en) * 2015-03-19 2020-04-28 Linear Technology Corporation Spread spectrum for switch mode power supplies
US9893621B1 (en) 2016-10-26 2018-02-13 Silanna Asia Pte Ltd Power converter with predictive pulse width modulator control

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62293969A (ja) * 1986-06-10 1987-12-21 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 単相整流電源装置
JPS6355612A (ja) * 1986-08-27 1988-03-10 Toshiba Corp 交直変換装置
JPS6486167A (en) * 1987-09-29 1989-03-30 Minolta Camera Kk Warning device for misselection of toner color for copying machine
JPS6452964A (en) * 1987-08-24 1989-03-01 Nippon Parts Center Kk Welding fence
US4837495A (en) * 1987-10-13 1989-06-06 Astec U.S.A. (Hk) Limited Current mode converter with controlled slope compensation
US4816982A (en) * 1987-11-23 1989-03-28 Viteq Corporation AC to DC power converter with integrated line current control for improving power factor
GB8817684D0 (en) * 1988-07-25 1988-09-01 Astec Int Ltd Power factor improvement
US4940929A (en) * 1989-06-23 1990-07-10 Apollo Computer, Inc. AC to DC converter with unity power factor

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017112822A (ja) * 2015-12-15 2017-06-22 國家中山科學研究院 力率改善コンバータ及びその制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP0436980B1 (en) 1995-03-15
DE69017875D1 (de) 1995-04-20
EP0436980A1 (en) 1991-07-17
US5003454A (en) 1991-03-26
DE69017875T2 (de) 1995-10-12
KR910015098A (ko) 1991-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH04211813A (ja) 改善された力率補正を有する電源
JP3445396B2 (ja) 力率改善回路
US5742151A (en) Input current shaping technique and low pin count for pfc-pwm boost converter
US4677366A (en) Unity power factor power supply
Lai et al. Time quantity one-cycle control for power-factor correctors
KR0180633B1 (ko) 역률 보정 회로를 갖는 무정전 전원 시스템
US5532918A (en) High power factor switched DC power supply
US7123494B2 (en) Power factor correction circuit and method of varying switching frequency
US6307361B1 (en) Method and apparatus for regulating the input impedance of PWM converters
KR100428329B1 (ko) 전원공급장치
US4395675A (en) Transformerless noninverting buck boost switching regulator
JP3406897B2 (ja) 力率制御回路及び力率制御方法
US4639844A (en) Resonant current driven power source for low input voltages
US7280377B2 (en) Power converter in a utility interactive system
EP0508595B1 (en) Boost switching power conversion
JP2004509587A (ja) 力率補正制御回路および同回路を含む電源
EP0941570A1 (en) Method and apparatus for automatic average current mode controlled power factor correction without input voltage sensing
JPH04500599A (ja) 突入電流制限交直変換回路
JPH04331460A (ja) 電力変換装置
US7098631B2 (en) Method and control circuit for power factor correction
US4233558A (en) Regulated dual DC power supply
WO2004107546A1 (en) Power factor correction circuit and method of varying switching frequency
EP1001514A2 (en) Switched power converter with hold-up time and harmonics reduction
US3820006A (en) Power converter apparatus and silicon controlled rectifier switching circuit therefor
JPH04222457A (ja) スイッチングコンバータ