JPH04134931A - Fm多重受信機 - Google Patents
Fm多重受信機Info
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- JPH04134931A JPH04134931A JP25661490A JP25661490A JPH04134931A JP H04134931 A JPH04134931 A JP H04134931A JP 25661490 A JP25661490 A JP 25661490A JP 25661490 A JP25661490 A JP 25661490A JP H04134931 A JPH04134931 A JP H04134931A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明はFM多重受信機に係り、特にFM復調時のデー
タチャンネルのSN比の向上を図るための受信方式に関
する。
タチャンネルのSN比の向上を図るための受信方式に関
する。
[従来の技術]
FM多重放送は第3図に示す周波数分布を有するベース
バンド信号から構成されており、同図がら明らかなよう
に多重データ信号(以下データ信号と称する)はFM変
調波全体の2.5%のレベルしか存在せず、このFM変
調波の受信時にFM復調すると、復調ノイズはベースバ
ンド信号の周波数に比例した三角ノイズとなり、データ
信号は76k)h(固定用)の副搬送波を眉いているの
でSN比の劣化が大きい。
バンド信号から構成されており、同図がら明らかなよう
に多重データ信号(以下データ信号と称する)はFM変
調波全体の2.5%のレベルしか存在せず、このFM変
調波の受信時にFM復調すると、復調ノイズはベースバ
ンド信号の周波数に比例した三角ノイズとなり、データ
信号は76k)h(固定用)の副搬送波を眉いているの
でSN比の劣化が大きい。
さて、FM変調する前のベースバンド信号EBは(1)
式 %式% となる、ここでE、はモノラル信号、P cosωpt
はパイロット信号(f p= 19 k Hz) 、E
5cos 2ωptはステレオ信号の変調波、DI及び
DQはデータ信号りを構成する信号で、例えば4相DP
SK変調を用いれば、直交した2つの信号である。
式 %式% となる、ここでE、はモノラル信号、P cosωpt
はパイロット信号(f p= 19 k Hz) 、E
5cos 2ωptはステレオ信号の変調波、DI及び
DQはデータ信号りを構成する信号で、例えば4相DP
SK変調を用いれば、直交した2つの信号である。
(1)式を(2)式のように書き換えると、EB=E□
+D1cos4ωpt+Dgsin4ωpt −
・−(2)となり、(2)式のベースバンド信号の2項
と3項とをとり出せば、データ復号器でデータ信号りを
求めることができる。
+D1cos4ωpt+Dgsin4ωpt −
・−(2)となり、(2)式のベースバンド信号の2項
と3項とをとり出せば、データ復号器でデータ信号りを
求めることができる。
但し、EO=EM+Pcosωp t + E5cos
2ωpt −13)でEoは音声信号を構成して
いる。
2ωpt −13)でEoは音声信号を構成して
いる。
第4図は従来のFM多重放送受信機の一構成例を示す、
同図において、1は受信アンテナ、2は局部発振器、3
は周波数コンバータ、4は中心周波数10.7M)Iz
のバンドパスフィルタ、5はリミッタ、6は周波数ディ
スクリミネータ、7は通過帯域が61 kHz〜91k
Hzのバンドパスフィルタ、8はcos4ωpt信号発
生器、9は5in4ωpt信号発生用の90’移相器、
10及び11は同期検波回路、12及び13は通過帯域
が0〜15に比のローパスフィルタ、14は復号器、1
5はデータ出力である。
同図において、1は受信アンテナ、2は局部発振器、3
は周波数コンバータ、4は中心周波数10.7M)Iz
のバンドパスフィルタ、5はリミッタ、6は周波数ディ
スクリミネータ、7は通過帯域が61 kHz〜91k
Hzのバンドパスフィルタ、8はcos4ωpt信号発
生器、9は5in4ωpt信号発生用の90’移相器、
10及び11は同期検波回路、12及び13は通過帯域
が0〜15に比のローパスフィルタ、14は復号器、1
5はデータ出力である。
上記FM受信機において、受信アンテナ1の出力は高周
波増幅された後、周波数コンバータ3に加えられ、局部
発振器2の出力周波数との差の周波数を有するように変
換され、更にバンドパスフィルタ4を介して取り出され
ることにより、IF(中間周波)信号を得る。このIF
倍信号FM変調波であり、リミッタ5でその振幅を一定
とし、更にFM復調器6を通ることにより前述した(1
)式のベースバンド信号EBが復元される。
波増幅された後、周波数コンバータ3に加えられ、局部
発振器2の出力周波数との差の周波数を有するように変
換され、更にバンドパスフィルタ4を介して取り出され
ることにより、IF(中間周波)信号を得る。このIF
倍信号FM変調波であり、リミッタ5でその振幅を一定
とし、更にFM復調器6を通ることにより前述した(1
)式のベースバンド信号EBが復元される。
このベースバンド信号からデータ部分をとり出すため、
該信号をバンドパスフィルタ7を通して61〜91kH
zのデータ部分をとり出し、これに基づいて信号発生器
8及び移相器9が夫々cos 4ωpt、5in4ωp
tの信号を発生する。
該信号をバンドパスフィルタ7を通して61〜91kH
zのデータ部分をとり出し、これに基づいて信号発生器
8及び移相器9が夫々cos 4ωpt、5in4ωp
tの信号を発生する。
上記0084(dpcの信号とデータ信号D !cos
4(LIP t + DQsin4 (Lip tと
、を同期検波器1oで同期検波して、その出力をローパ
スフィルタ12からとり出すことによりデータDXを得
る。同様に。
4(LIP t + DQsin4 (Lip tと
、を同期検波器1oで同期検波して、その出力をローパ
スフィルタ12からとり出すことによりデータDXを得
る。同様に。
上記5in4ωptと上記データ信号とを同期検波器1
1及びローパスフィルタ13で処理してデータDQを得
る。そしてこれらDllDQはディジタル信号処理系か
ら成る復号@14で復号してデータ出力15となる。
1及びローパスフィルタ13で処理してデータDQを得
る。そしてこれらDllDQはディジタル信号処理系か
ら成る復号@14で復号してデータ出力15となる。
[発明が解決しようとする課題コ
さて、上述した従来のFM受信機の方式では、FM復調
器6の出力は、受信時に−様なスペクトル分布のノイズ
が存在すると、これはFM復調に際しM3図の破線に示
すノイズとなり、バンドパスフィルタフの出力には第3
図のN、で示すノイズが存在する。
器6の出力は、受信時に−様なスペクトル分布のノイズ
が存在すると、これはFM復調に際しM3図の破線に示
すノイズとなり、バンドパスフィルタフの出力には第3
図のN、で示すノイズが存在する。
これによりデータ信号D 1cos 4 (IJ P
t + DQsin4ωptはFM変調波の全振幅の2
.5%に抑えられていることもあり、音声信号EOに比
べてSN比が著しく劣化し、受信可能領域が狭くなる。
t + DQsin4ωptはFM変調波の全振幅の2
.5%に抑えられていることもあり、音声信号EOに比
べてSN比が著しく劣化し、受信可能領域が狭くなる。
またこのようなデータチャンネルのSN比の劣化は移動
受信を困難にする原因の一つである。
受信を困難にする原因の一つである。
発明の目的
本発明の目的はFM多重放送受信機のデータチャンネル
のSN比を向上させることにより、データ放送の受信可
能領域を拡大させることにある。
のSN比を向上させることにより、データ放送の受信可
能領域を拡大させることにある。
[課題を解決するための手段]
上記目的を達成するため、本発明は、FM変調波の受信
信号を中間周波数のIF倍信号変換してFM復調しFM
多重のベースバンド信号を得る第1FM復調手段と、前
記ベースバンド信号からパイロット周波数成分のFP倍
信号検出する第1の周波数検出手段と、前記FP倍信号
入力され、該信号に90度の位相差を与えた位相差信号
を出力する位相差手段と、を備え、前記FP倍信号び位
相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号を副搬送波
信号に変換して工信号及びQ信号に相当するデータ信号
を検出するFM多重受信機において。
信号を中間周波数のIF倍信号変換してFM復調しFM
多重のベースバンド信号を得る第1FM復調手段と、前
記ベースバンド信号からパイロット周波数成分のFP倍
信号検出する第1の周波数検出手段と、前記FP倍信号
入力され、該信号に90度の位相差を与えた位相差信号
を出力する位相差手段と、を備え、前記FP倍信号び位
相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号を副搬送波
信号に変換して工信号及びQ信号に相当するデータ信号
を検出するFM多重受信機において。
前記FP倍信号入力され、該信号に応答して前記IF倍
信号断続的に切換えて位相差を有する2つの第1の中間
周波数信号を出力すると共に前記位相差信号が入力され
該信号に応答して前記IF倍信号断続的に切換えて位相
差を有する2つの第2の中間周波数信号を出力する切換
手段と、前記2つの第1及び第2の中間周波数信号が入
力され、該各信号を周波数−電圧変換して低周波成分の
みの信号を出力する第2の周波数検出手段と、前記FP
倍信号び前記位相差信号が入力され、該各信号に対応し
て前記各低周波成分のみの信号のいずれかを選択し前記
副搬送波信号に変換してデータ信号を出力する選択変換
手段と、を有することを特徴とする。
信号断続的に切換えて位相差を有する2つの第1の中間
周波数信号を出力すると共に前記位相差信号が入力され
該信号に応答して前記IF倍信号断続的に切換えて位相
差を有する2つの第2の中間周波数信号を出力する切換
手段と、前記2つの第1及び第2の中間周波数信号が入
力され、該各信号を周波数−電圧変換して低周波成分の
みの信号を出力する第2の周波数検出手段と、前記FP
倍信号び前記位相差信号が入力され、該各信号に対応し
て前記各低周波成分のみの信号のいずれかを選択し前記
副搬送波信号に変換してデータ信号を出力する選択変換
手段と、を有することを特徴とする。
[作用]
上記構成によればFM復調後に多重信号の同期検波を行
なう必要がないので、前記FM復調に伴うノイズの影響
を低下させて受信可能エリアを拡大できる。
なう必要がないので、前記FM復調に伴うノイズの影響
を低下させて受信可能エリアを拡大できる。
[実施例〕
以下図面に示す本発明の詳細な説明する。第1図は本発
明のFM多重受信機の一実施例を示し、第4図と同一符
号は同−又は類似の回路をあられし、更に、電子スイッ
チ16.17.26及び27、ディスクリミネータ1g
、!9,20,21、通過帯域が0〜38k)hのロー
パスフィルタ22゜23.24及び25、通過帯域が6
1〜91kHzのバンドパスフィルタ28,29、D1
cos4 ωpt信号発生器30%Dgsin4ωP【
信号発生器を備えている。
明のFM多重受信機の一実施例を示し、第4図と同一符
号は同−又は類似の回路をあられし、更に、電子スイッ
チ16.17.26及び27、ディスクリミネータ1g
、!9,20,21、通過帯域が0〜38k)hのロー
パスフィルタ22゜23.24及び25、通過帯域が6
1〜91kHzのバンドパスフィルタ28,29、D1
cos4 ωpt信号発生器30%Dgsin4ωP【
信号発生器を備えている。
次に上記実施例の動作を説明すると、cos 4ωpL
の系統において、前記信号発生器8の出力cos 4ω
pt、あるいは必要なら上記信号を整形し、例えばパル
ス幅1/8fP(約6.5μs)のパルスとし、cos
4ωptの位相(中心がcos4ωpz=1又は−1)
のパルスで電子スイッチ16を駆動してリミッタ5の出
力のIF倍信号FMi調波)を断続的に切換えて2系統
の信号とし、夫々の信号を各ディスクリミネータ18.
19に加え、夫々の復調出力からローパスフィルタ22
.23で低周波成分をとり出す、更に前記cos 4ω
pt又はこれに対応する前記パルス駆動される電子スイ
ッチ26によりローパスフィルタ22.23の出力を選
択し、バンドパスフィルタ28を通すことによりD I
CO54ωptを得る。
の系統において、前記信号発生器8の出力cos 4ω
pt、あるいは必要なら上記信号を整形し、例えばパル
ス幅1/8fP(約6.5μs)のパルスとし、cos
4ωptの位相(中心がcos4ωpz=1又は−1)
のパルスで電子スイッチ16を駆動してリミッタ5の出
力のIF倍信号FMi調波)を断続的に切換えて2系統
の信号とし、夫々の信号を各ディスクリミネータ18.
19に加え、夫々の復調出力からローパスフィルタ22
.23で低周波成分をとり出す、更に前記cos 4ω
pt又はこれに対応する前記パルス駆動される電子スイ
ッチ26によりローパスフィルタ22.23の出力を選
択し、バンドパスフィルタ28を通すことによりD I
CO54ωptを得る。
一方、sin 4ωptの系統では、電子スイッチ17
.27が移相器9の出力sin 4ωpt又はこれに対
応するパルスで駆動され、前記リミッタ5の出力が該ス
イッチ、ディスクリミネータ20,21、ローパスフィ
ルタ24.25を経てバンドパスフィルタ29により前
記系統と同様に処理されてDgsin4ωptを得る。
.27が移相器9の出力sin 4ωpt又はこれに対
応するパルスで駆動され、前記リミッタ5の出力が該ス
イッチ、ディスクリミネータ20,21、ローパスフィ
ルタ24.25を経てバンドパスフィルタ29により前
記系統と同様に処理されてDgsin4ωptを得る。
第2図は上述した実施例の各部の波形を示しており、縦
軸は振幅(IF倍信号は周波数)をあられす、同図(a
)は前記リミッタ5の出カニF信号の周波数を示したも
のであり、ベースバンド信号EB= E□+ D1co
s4 (IJP t + Dgsin4 (dp tを
示す、但し上記(a)ではDQ=oとした。また実線は
音声信号、破線はデータ信号D ICO54ωptを示
す。
軸は振幅(IF倍信号は周波数)をあられす、同図(a
)は前記リミッタ5の出カニF信号の周波数を示したも
のであり、ベースバンド信号EB= E□+ D1co
s4 (IJP t + Dgsin4 (dp tを
示す、但し上記(a)ではDQ=oとした。また実線は
音声信号、破線はデータ信号D ICO54ωptを示
す。
第2図(b)、(c)、(d)、(e)は前記cos4
(tlp j =±1 、5in4 ωpt =±1
のスイッチパルスの位相を示す。
(tlp j =±1 、5in4 ωpt =±1
のスイッチパルスの位相を示す。
電子スイッチ16でIF倍信号a)をスイッチ(例えば
、cos4 ωpt = 1に対応する第2図(b)の
信号でスイッチ)して、その出力をディスクリミネータ
18で復調すると、第2図(f)の波線で示す波形の信
号となる。ディスクリミネータ19の出力も同様の波形
となる。
、cos4 ωpt = 1に対応する第2図(b)の
信号でスイッチ)して、その出力をディスクリミネータ
18で復調すると、第2図(f)の波線で示す波形の信
号となる。ディスクリミネータ19の出力も同様の波形
となる。
第2図(g)はディスクリミネータ18のデータ出力(
f)をローパスフィルタ22でとり出したものである。
f)をローパスフィルタ22でとり出したものである。
同様に第2図(h)はディスクリミネータ19のデータ
出力をローパスフィルタ23でとり出したものである。
出力をローパスフィルタ23でとり出したものである。
第2図(i)はローパスフィルタ22.23の出力を電
子スイッチ26で選択的にとり出したもので、DQ以外
は第2図(a)のベースバンド信号EBのIF倍信号F
M復調した波形と等しくなる。
子スイッチ26で選択的にとり出したもので、DQ以外
は第2図(a)のベースバンド信号EBのIF倍信号F
M復調した波形と等しくなる。
第2図(j)は上記(i)の76に比=4fPを中心周
波数とするバンドパスフィルタ28の出力で、D IC
O54ωptをとり出すことができる。
波数とするバンドパスフィルタ28の出力で、D IC
O54ωptをとり出すことができる。
なお、第2図(k)に同図(d)の5in4ωpt=1
のパルスによる同13U (a)の信号のサンプリング
によって得られたディスクリミネータ20の出力の一部
を示しているが、その破線で示すDIeO34ωptの
分は5in4 (dpt = 1のパルスでサンプリン
グすると音声信号に対して正負で打ち消し合うことにな
り、ローパスフィルタ24.25の出力は音声信号のみ
となるので、バンドパスフィルタ29の出力にはDI成
分は現われない。勿論、この場合、DQsin4ωpt
が存在すれば、バンドパスフィルタ29の出力にはDQ
sin4ωptが現われるが、バンドパスフィルタ28
の出力には現われない。
のパルスによる同13U (a)の信号のサンプリング
によって得られたディスクリミネータ20の出力の一部
を示しているが、その破線で示すDIeO34ωptの
分は5in4 (dpt = 1のパルスでサンプリン
グすると音声信号に対して正負で打ち消し合うことにな
り、ローパスフィルタ24.25の出力は音声信号のみ
となるので、バンドパスフィルタ29の出力にはDI成
分は現われない。勿論、この場合、DQsin4ωpt
が存在すれば、バンドパスフィルタ29の出力にはDQ
sin4ωptが現われるが、バンドパスフィルタ28
の出力には現われない。
復調ノイズとしては第3図のN、がローパスフィルタ2
2の出力に現われるが、これは電子スイッチ26でスイ
ッチされバンドパスフィルタ28を通すことにより第3
図のN、の成分(0〜15kHz)がD 1cos 4
ωptに変調されて付加されることになり、従来方式の
N、のノイズに比べて小さいレベルのノイズになる。
2の出力に現われるが、これは電子スイッチ26でスイ
ッチされバンドパスフィルタ28を通すことにより第3
図のN、の成分(0〜15kHz)がD 1cos 4
ωptに変調されて付加されることになり、従来方式の
N、のノイズに比べて小さいレベルのノイズになる。
[発明の効果]
以上説明したように本発明によれば、FM復調でのベー
スバンドの高周波で増大する、いわゆる三角ノイズの影
響が抑えられ、SN比のよいデータ信号を得ることがで
きるので、電界強度の低い所でもFM多重放送の受信が
可能になる。即ち、放送局から遠距離の所での多重デー
タ放送の受信が可能となり、受信領域が拡大する。
スバンドの高周波で増大する、いわゆる三角ノイズの影
響が抑えられ、SN比のよいデータ信号を得ることがで
きるので、電界強度の低い所でもFM多重放送の受信が
可能になる。即ち、放送局から遠距離の所での多重デー
タ放送の受信が可能となり、受信領域が拡大する。
また自動車などによる移動受信において、相対的にノイ
ズが大きい場合でも、受信が可能となる。
ズが大きい場合でも、受信が可能となる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
上記実施例の各部の信号波形を示す図、第3図はFMデ
ータ多重信号の周波数分布とFM復調ノイズの周波数分
布を示す図、第4図は従来のFM多重受信機の構成を示
すブロック図である。 6.18,19,20.21・・・・旧・・ディスクリ
ミネータ、8・・・・・・・・・cos 4ωpt信号
発生器、9・・・・・・・・・90@移相器、16,1
7,26.27・・団・・・・電子スイッチ、22〜2
5・旧・・・・・ローパスフィルタ、28.29・・・
・・・・・・バンドパスフィルタ。 特許出願人 クラリオン株式会社代理人 弁理士
永 1)武 三 部第25!J (C) Ocos4wp?=−+ (d) 5in4ω
p+=+(e)
S!n7ωp
jニー1一4 (j) 第3 図
上記実施例の各部の信号波形を示す図、第3図はFMデ
ータ多重信号の周波数分布とFM復調ノイズの周波数分
布を示す図、第4図は従来のFM多重受信機の構成を示
すブロック図である。 6.18,19,20.21・・・・旧・・ディスクリ
ミネータ、8・・・・・・・・・cos 4ωpt信号
発生器、9・・・・・・・・・90@移相器、16,1
7,26.27・・団・・・・電子スイッチ、22〜2
5・旧・・・・・ローパスフィルタ、28.29・・・
・・・・・・バンドパスフィルタ。 特許出願人 クラリオン株式会社代理人 弁理士
永 1)武 三 部第25!J (C) Ocos4wp?=−+ (d) 5in4ω
p+=+(e)
S!n7ωp
jニー1一4 (j) 第3 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 FM変調波の受信信号を中間周波数のIF信号に変換し
てFM復調しFM多重のベースバンド信号を得る第1F
M復調手段と、 前記ベースバンド信号からパイロット周波数成分のF_
P信号を検出する第1の周波数検出手段と、前記F_P
信号が入力され、該信号に90度の位相差を与えた位相
差信号を出力する位相差手段と、を備え、前記F_P信
号及び位相差信号に基づいて、前記ベースバンド信号を
副搬送波信号に変換してI信号及びQ信号に相当するデ
ータ信号を検出するFM多重受信機において、前記F_
P信号が入力され、該信号に応答して前記IF信号を断
続的に切換えて位相差を有する2つの第1の中間周波数
信号を出力すると共に前記位相差信号が入力され該信号
に応答して前記IF信号を断続的に切換えて位相差を有
する2つの第2の中間周波数信号を出力する切換手段と
、前記2つの第1及び第2の中間周波数信号が入力され
、該各信号を周波数−電圧変換して低周波成分のみの信
号を出力する第2の周波数検出手段と、 前記F_P信号及び前記位相差信号が入力され、該各信
号に対応して前記各低周波成分のみの信号のいずれかを
選択し前記副搬送波信号に変換してデータ信号を出力す
る選択変換手段と、を有し、前記FM復調時に発生する
前記データ信号に含まれた変動分及びノイズ成分を除去
するように構成したことを特徴とするFM多重受信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25661490A JPH04134931A (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | Fm多重受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25661490A JPH04134931A (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | Fm多重受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04134931A true JPH04134931A (ja) | 1992-05-08 |
Family
ID=17295074
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25661490A Pending JPH04134931A (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | Fm多重受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04134931A (ja) |
-
1990
- 1990-09-26 JP JP25661490A patent/JPH04134931A/ja active Pending
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