JPS6259941B2 - - Google Patents
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- JPS6259941B2 JPS6259941B2 JP54003833A JP383379A JPS6259941B2 JP S6259941 B2 JPS6259941 B2 JP S6259941B2 JP 54003833 A JP54003833 A JP 54003833A JP 383379 A JP383379 A JP 383379A JP S6259941 B2 JPS6259941 B2 JP S6259941B2
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- Japan
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- signal
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- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、両立式ステレオ放送の受信機の分野
に関し、更に具体的には、低Ｓ／Ｎ比の期間に信
号劣化の増加を防止する雑音防護回路を具えた
AMステレオ放送受信機に関する。
に関し、更に具体的には、低Ｓ／Ｎ比の期間に信
号劣化の増加を防止する雑音防護回路を具えた
AMステレオ放送受信機に関する。
AMステレオの送・受信を提供する多数のシス
テムが知られている。これらの１つは、送信信号
の包絡線がモノホニツクな情報の和（Ｌ＋Ｒ）の
みを含み、且つステレオ情報の全てが搬送波の位
相変調により送信されるという点において、両立
性を有している。本発明と同一の譲受人に譲渡さ
れた特願昭52−39085号（特開昭52−141502号）
には、送信機および受信機の実施の態様を含め
て、上記のシステムが示されている。
テムが知られている。これらの１つは、送信信号
の包絡線がモノホニツクな情報の和（Ｌ＋Ｒ）の
みを含み、且つステレオ情報の全てが搬送波の位
相変調により送信されるという点において、両立
性を有している。本発明と同一の譲受人に譲渡さ
れた特願昭52−39085号（特開昭52−141502号）
には、送信機および受信機の実施の態様を含め
て、上記のシステムが示されている。
上記先行技術のシステムは、第３図に示すよう
に送信機５０と受信機６０から構成されている。
まず送信機５０について説明すれば、搬送波発生
器５１の出力cos ωcｔを振幅変調器５２におい
て和信号（１＋Ｌ＋Ｒ）により振幅変調し（１＋
Ｌ＋Ｒ）cos ωcｔを発生させる。一方搬送波発
生器５１の出力をπ／２移相器５３でπ／２移相
した信号sin ωcｔを振幅変調器５４において差
信号（Ｌ―Ｒ）により振幅変調し（Ｌ―Ｒ）sin
ωcｔを発生させる。上記両信号を合成回路５
５でベクトル的に合成し合成出力Acos（ωcｔ＋
φ）、但しＡ＝√（１＋＋）２＋（―）
２、φ＝tan-1Ｌ―Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ、を発生させる。こ
の信 号を振幅制限器５６に通してcos（ωcｔ＋φ）な
る信号を得、この信号を振幅変調器５７において
和信号（１＋Ｌ＋Ｒ）によつて振幅変調し（１＋
Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）を得、これを放送信号
としてアンテナ５８から放射する。
に送信機５０と受信機６０から構成されている。
まず送信機５０について説明すれば、搬送波発生
器５１の出力cos ωcｔを振幅変調器５２におい
て和信号（１＋Ｌ＋Ｒ）により振幅変調し（１＋
Ｌ＋Ｒ）cos ωcｔを発生させる。一方搬送波発
生器５１の出力をπ／２移相器５３でπ／２移相
した信号sin ωcｔを振幅変調器５４において差
信号（Ｌ―Ｒ）により振幅変調し（Ｌ―Ｒ）sin
ωcｔを発生させる。上記両信号を合成回路５
５でベクトル的に合成し合成出力Acos（ωcｔ＋
φ）、但しＡ＝√（１＋＋）２＋（―）
２、φ＝tan-1Ｌ―Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ、を発生させる。こ
の信 号を振幅制限器５６に通してcos（ωcｔ＋φ）な
る信号を得、この信号を振幅変調器５７において
和信号（１＋Ｌ＋Ｒ）によつて振幅変調し（１＋
Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）を得、これを放送信号
としてアンテナ５８から放射する。
一方受信機６０においては、アンテナ６１で受
信した信号（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）を振
幅制限器６２と除算器６３の被除数入力端子に印
加する。振幅制限器６２の出力は、余弦位相検波
器６４と位相ロツク・ループ（PLL）６５に入力
する。PLL６５の出力は、余弦位相検波器６４の
一方の入力端子に供給され出力端子cosφなる信
号を発生する。このcosφなる信号は除算器６３
の除数入力端子に供給され、除算器６３は商
Acos（ωcｔ＋φ）なる信号を発生する。さらに
PLL６５の出力はπ／４位相器６６，６７を介し
てそれぞれ同期検波器６８，６９に供給される。
同期検波器６８，６９はそれぞれ和信号（１＋Ｌ
＋Ｒ）、差信号（Ｌ―Ｒ）を発生する。このよう
にして再生された和信号と差信号はさらにマトリ
ツクス回路に結合されて、Ｌ信号及びＲ信号が復
元される。
信した信号（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）を振
幅制限器６２と除算器６３の被除数入力端子に印
加する。振幅制限器６２の出力は、余弦位相検波
器６４と位相ロツク・ループ（PLL）６５に入力
する。PLL６５の出力は、余弦位相検波器６４の
一方の入力端子に供給され出力端子cosφなる信
号を発生する。このcosφなる信号は除算器６３
の除数入力端子に供給され、除算器６３は商
Acos（ωcｔ＋φ）なる信号を発生する。さらに
PLL６５の出力はπ／４位相器６６，６７を介し
てそれぞれ同期検波器６８，６９に供給される。
同期検波器６８，６９はそれぞれ和信号（１＋Ｌ
＋Ｒ）、差信号（Ｌ―Ｒ）を発生する。このよう
にして再生された和信号と差信号はさらにマトリ
ツクス回路に結合されて、Ｌ信号及びＲ信号が復
元される。
第３図のシステムにおいて受信機６０として包
絡線検波器のみを具えたものを使用すればモノホ
ニツクな和信号（１＋Ｌ＋Ｒ）を復元できるの
で、第３図のシステムは、ステレオホニツクでも
モノホニツクでも利用し得る、いわゆる両立性
AMステレオ送受信方式と称せられている。
絡線検波器のみを具えたものを使用すればモノホ
ニツクな和信号（１＋Ｌ＋Ｒ）を復元できるの
で、第３図のシステムは、ステレオホニツクでも
モノホニツクでも利用し得る、いわゆる両立性
AMステレオ送受信方式と称せられている。
上記特願昭52−39085号（特開昭52−141502
号）に於いては、両立性を有する信号を復調する
ためのステレオ受信機のすべての実施例は、対称
的な復調、すなわち直角位相信号を与えた後、同
期検波器で復調して和および差の信号を得、最終
的にＬおよびＲを得るものであつた。上述の特許
出願に示された実施例はすべて実際的な実施例で
はあるが、差及び和の両チヤンネルに同期検波器
を用いる受信機は、同調引込み時間内のビートが
オーデオ・チヤンネルから閉そくされなければな
らない関係上、適切に同調を取ることは困難であ
ろう。そして、同調のための他の対策がとられ
た。
号）に於いては、両立性を有する信号を復調する
ためのステレオ受信機のすべての実施例は、対称
的な復調、すなわち直角位相信号を与えた後、同
期検波器で復調して和および差の信号を得、最終
的にＬおよびＲを得るものであつた。上述の特許
出願に示された実施例はすべて実際的な実施例で
はあるが、差及び和の両チヤンネルに同期検波器
を用いる受信機は、同調引込み時間内のビートが
オーデオ・チヤンネルから閉そくされなければな
らない関係上、適切に同調を取ることは困難であ
ろう。そして、同調のための他の対策がとられ
た。
第４図に図示された受信機は、前記特願昭52−
39085号（特開昭52−141502号）に図示され且つ
記述された送信機から両立性あるAMステレオ信
号を受信するように設計されている別個の先行技
術である（日本特許第1065902号（特公昭56−
8528号））。上記出願の送信機の放送信号は、搬送
波がモノホニツク信号（１＋Ｌ＋Ｒ）のみにより
振幅変調され、すべてのステレオ情報は位相変調
によつて伝達されるという点において、現存のモ
ノホニツク受信機と両立する。簡単に云えば、搬
送波は、和（Ｌ＋Ｒ）及び差（Ｌ―Ｒ）信号によ
り直角位相変調され、振幅変化を除去して位相変
化だけを残すために振幅制限が行なわれ、そのの
ち、高レベル変調器内で（１＋Ｌ＋Ｒ）により振
幅変調される。従つて、出力すなわち放送信号は
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos〔ωcｔ＋tan-1（Ｌ―Ｒ）／
（１＋Ｌ＋Ｒ）〕である。ここで用いられる“Ｌ”
と“Ｒ”は典型例にすぎない点に留意されたい。
39085号（特開昭52−141502号）に図示され且つ
記述された送信機から両立性あるAMステレオ信
号を受信するように設計されている別個の先行技
術である（日本特許第1065902号（特公昭56−
8528号））。上記出願の送信機の放送信号は、搬送
波がモノホニツク信号（１＋Ｌ＋Ｒ）のみにより
振幅変調され、すべてのステレオ情報は位相変調
によつて伝達されるという点において、現存のモ
ノホニツク受信機と両立する。簡単に云えば、搬
送波は、和（Ｌ＋Ｒ）及び差（Ｌ―Ｒ）信号によ
り直角位相変調され、振幅変化を除去して位相変
化だけを残すために振幅制限が行なわれ、そのの
ち、高レベル変調器内で（１＋Ｌ＋Ｒ）により振
幅変調される。従つて、出力すなわち放送信号は
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos〔ωcｔ＋tan-1（Ｌ―Ｒ）／
（１＋Ｌ＋Ｒ）〕である。ここで用いられる“Ｌ”
と“Ｒ”は典型例にすぎない点に留意されたい。
第４図の受信機においては、アンテナ１０が上
述した形式の両立性あるAMステレオ信号を受信
し、この信号はRF段１１とIF段１２に於いて通
常の方法で処理される。モノホニツクすなわち和
信号Ｌ＋Ｒは、IF段の出力を包絡線検波器１３
に結合させることにより得られる。Ｌ＋Ｒ信号
は、こののち、マトリツクス１４に結合する。当
該技術に関して知られているように、IF段の利
得を制御するために、AGC検出器１５は、包絡
線検波器１３の出力を検出してIF段１２に帰還
するのに用いられよう。IF段１２の出力は、ま
た、（Ｌ―Ｒ）同期検波器１６と振幅制限器１７
に結合する。振幅制限器１７は、位相検波器１９
と結合するが、この位相検波器１９は低域通過
波器２０及び電圧制御発振器２１と共に位相ロツ
ク・ループ（PLL）１８を構成し、このループの
出力（sin ωcｔ）は、（Ｌ―Ｒ）同期検波器１
６に結合する。送信移送情報のみを与える振幅制
限器１７の出力は、位相ロツク・ループ１８の出
力（cos ωcｔ）と同様に、余弦位相検波器２４
に結合する。余弦位相検波器２４はモトローラ
MC15954象限乗算器のような型の乗算器であ
る。２個の（非変調および送信）搬送周波数間の
瞬時位相差が余弦位相検波器２４で検出され、も
とのステレオ信号を復元するのに必要な補正情報
を提供する。所望の補正情報は、φの余弦または
cos arc tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕また
は（１＋Ｌ＋Ｒ）／√（１＋＋）２＋（―
Ｒ）２に比例する信号である。所望の補正情報
が、同期検波器１６の出力も受ける除算器に結合
したとき、除算器の出力は所望のステレオ差信号
Ｌ―Ｒとなる。
述した形式の両立性あるAMステレオ信号を受信
し、この信号はRF段１１とIF段１２に於いて通
常の方法で処理される。モノホニツクすなわち和
信号Ｌ＋Ｒは、IF段の出力を包絡線検波器１３
に結合させることにより得られる。Ｌ＋Ｒ信号
は、こののち、マトリツクス１４に結合する。当
該技術に関して知られているように、IF段の利
得を制御するために、AGC検出器１５は、包絡
線検波器１３の出力を検出してIF段１２に帰還
するのに用いられよう。IF段１２の出力は、ま
た、（Ｌ―Ｒ）同期検波器１６と振幅制限器１７
に結合する。振幅制限器１７は、位相検波器１９
と結合するが、この位相検波器１９は低域通過
波器２０及び電圧制御発振器２１と共に位相ロツ
ク・ループ（PLL）１８を構成し、このループの
出力（sin ωcｔ）は、（Ｌ―Ｒ）同期検波器１
６に結合する。送信移送情報のみを与える振幅制
限器１７の出力は、位相ロツク・ループ１８の出
力（cos ωcｔ）と同様に、余弦位相検波器２４
に結合する。余弦位相検波器２４はモトローラ
MC15954象限乗算器のような型の乗算器であ
る。２個の（非変調および送信）搬送周波数間の
瞬時位相差が余弦位相検波器２４で検出され、も
とのステレオ信号を復元するのに必要な補正情報
を提供する。所望の補正情報は、φの余弦または
cos arc tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕また
は（１＋Ｌ＋Ｒ）／√（１＋＋）２＋（―
Ｒ）２に比例する信号である。所望の補正情報
が、同期検波器１６の出力も受ける除算器に結合
したとき、除算器の出力は所望のステレオ差信号
Ｌ―Ｒとなる。
しかしながら、受信機が正しく同調する以前
は、PLL１８の出力はωcｔの函数ではなくて放
送信号が同調状態に引込まれるにつれてωcｔに
近づくような周波数である。このとき、余弦位相
検波器２４の出力における補正信号中に差周波が
出現し、差チヤンネル中の許容できない出力とな
る。このため、余弦位相検波器２４の出力は、ま
た、低域通過波器３１（２―10Hz）に結合
し、ここにおいて、出力の平均直流レベルがモ
ノ／ステレオモード・スイツチ３３を制御するた
めに使用される。スイツチ３３は電圧制御スイツ
チであり、PLLがωcｔにロツクされるまでは
“モノホニツク”の位置にとどまり、その後“ス
テレオホニツク”の位置に切替わる。
は、PLL１８の出力はωcｔの函数ではなくて放
送信号が同調状態に引込まれるにつれてωcｔに
近づくような周波数である。このとき、余弦位相
検波器２４の出力における補正信号中に差周波が
出現し、差チヤンネル中の許容できない出力とな
る。このため、余弦位相検波器２４の出力は、ま
た、低域通過波器３１（２―10Hz）に結合
し、ここにおいて、出力の平均直流レベルがモ
ノ／ステレオモード・スイツチ３３を制御するた
めに使用される。スイツチ３３は電圧制御スイツ
チであり、PLLがωcｔにロツクされるまでは
“モノホニツク”の位置にとどまり、その後“ス
テレオホニツク”の位置に切替わる。
モノホニツク・モードにおいては、Ｌ＋Ｒのみ
がマトリツクスと結合し、受信機はこのモノホニ
ツク・オーデオ出力のみを用いて同調する。受信
機が同調し、且つPLLがωcｔにロツクされる
と、波器３１を通して波された余弦位相検波
器２４の出力の直流レベルが十分高まり、モノ／
ステレオモードスイツチ３３をステレオホニツ
ク・モードに切替える。これはＬ―Ｒ信号がマト
リツクス１４に結合することを許容し、その出力
端子に分離されたＬとＲを提供する。
がマトリツクスと結合し、受信機はこのモノホニ
ツク・オーデオ出力のみを用いて同調する。受信
機が同調し、且つPLLがωcｔにロツクされる
と、波器３１を通して波された余弦位相検波
器２４の出力の直流レベルが十分高まり、モノ／
ステレオモードスイツチ３３をステレオホニツ
ク・モードに切替える。これはＬ―Ｒ信号がマト
リツクス１４に結合することを許容し、その出力
端子に分離されたＬとＲを提供する。
信号についてみればIF段１２の出力は（１＋
Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）、ここでφ＝arc tan
〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕、に比例しよう。包
絡線検波器１３の出力はＬ＋Ｒに比例しよう。振
幅制限器１７の出力はcos（ωcｔ＋φ）に比例
し、位相ロツク・ループの出力の１つはsin ωc
ｔに比例し、位相をシフトさせた他の１つはcos
ωcｔに比例しよう。同期検波器１６の出力
は、（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）とsin ωct
との積に比例しよう。倍周波項２ωcｔを無視
し、且つφがarc tan（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋
Ｒ）であることに留意すれば、上記の積が（Ｌ―
Ｒ）cosφに比例することは明らかである。余弦
位相検波器２４の出力はcosφに比例し、従つて
除算器２５の出力は（Ｌ―Ｒ）cosφ／cosφすな
わち（Ｌ―Ｒ）に比例しよう。入力（Ｌ＋Ｒ）と
（Ｌ―Ｒ）のもとで、マトリツクス１４はＬおよ
びＲを出力しよう。
Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）、ここでφ＝arc tan
〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕、に比例しよう。包
絡線検波器１３の出力はＬ＋Ｒに比例しよう。振
幅制限器１７の出力はcos（ωcｔ＋φ）に比例
し、位相ロツク・ループの出力の１つはsin ωc
ｔに比例し、位相をシフトさせた他の１つはcos
ωcｔに比例しよう。同期検波器１６の出力
は、（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）とsin ωct
との積に比例しよう。倍周波項２ωcｔを無視
し、且つφがarc tan（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋
Ｒ）であることに留意すれば、上記の積が（Ｌ―
Ｒ）cosφに比例することは明らかである。余弦
位相検波器２４の出力はcosφに比例し、従つて
除算器２５の出力は（Ｌ―Ｒ）cosφ／cosφすな
わち（Ｌ―Ｒ）に比例しよう。入力（Ｌ＋Ｒ）と
（Ｌ―Ｒ）のもとで、マトリツクス１４はＬおよ
びＲを出力しよう。
周知のように、典型的な受信オーデオ信号にお
いては、高周波成分は極めて小さく、例えばピツ
コロで奏された音の最高基本周波数は2KHzより
わずかに高い値にすぎず、音声、楽器その他の高
調波は小さなレベル（エネルギー）を有するにす
ぎない。従つて、復調信号中に比較的高レベルの
高周波が存在するときは、それらは実質上常に雑
音であり、換言すればＳ／Ｎ比が極めて低い。こ
のような雑音性の信号が、ステレオ受信機の余弦
補正係数回路内で通常通り処理されるならば、す
でに劣化した信号が余弦補正係数による除算で更
に劣化する。従つて、低Ｓ／Ｎ比の受信期間中
は、補正係数による除算を減らすか又は除去する
ことが推奨される。このような期間は、変調サイ
クルの一部分ほどの短い期間にすぎないであろ
う。
いては、高周波成分は極めて小さく、例えばピツ
コロで奏された音の最高基本周波数は2KHzより
わずかに高い値にすぎず、音声、楽器その他の高
調波は小さなレベル（エネルギー）を有するにす
ぎない。従つて、復調信号中に比較的高レベルの
高周波が存在するときは、それらは実質上常に雑
音であり、換言すればＳ／Ｎ比が極めて低い。こ
のような雑音性の信号が、ステレオ受信機の余弦
補正係数回路内で通常通り処理されるならば、す
でに劣化した信号が余弦補正係数による除算で更
に劣化する。従つて、低Ｓ／Ｎ比の受信期間中
は、補正係数による除算を減らすか又は除去する
ことが推奨される。このような期間は、変調サイ
クルの一部分ほどの短い期間にすぎないであろ
う。
従つて、本発明の一つの目的は、受信信号中の
雑音に応じて余弦補正係数を制御することによ
り、低Ｓ／Ｎ比の期間にわたつてAMステレオ受
信機の動作を改良することにある。
雑音に応じて余弦補正係数を制御することによ
り、低Ｓ／Ｎ比の期間にわたつてAMステレオ受
信機の動作を改良することにある。
これらの目的及び他の目的は、受信信号のスペ
クトラムに応じてステレオ補正係数を制御するこ
とにより、（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）、ただ
しφ＝arc tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕、の
形式の両立式ステレオ信号を受信するAM受信機
について達成される。位相ロツク・ループは、正
しい補正係数を得るのに用いる基準周波数を供給
する。受信信号は、振幅制限されて振幅変化が除
去され、基準周波数と乗算される。この乗算結果
の信号は、cosφに比例した振幅及び受信信号の
スペクトラムに関連したスペクトルを有する。本
発明によれば、この乗算結果信号は高域通過波
器により波され、この波器出力が大量のエネ
ルギー（受信信号中の雑音による）を含む場合に
は、電圧制御スイツチが動作せしめられて補正係
数が変更され、信号をcosφに比例する量で除算
する代りに１の係数で除算する。
クトラムに応じてステレオ補正係数を制御するこ
とにより、（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）、ただ
しφ＝arc tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕、の
形式の両立式ステレオ信号を受信するAM受信機
について達成される。位相ロツク・ループは、正
しい補正係数を得るのに用いる基準周波数を供給
する。受信信号は、振幅制限されて振幅変化が除
去され、基準周波数と乗算される。この乗算結果
の信号は、cosφに比例した振幅及び受信信号の
スペクトラムに関連したスペクトルを有する。本
発明によれば、この乗算結果信号は高域通過波
器により波され、この波器出力が大量のエネ
ルギー（受信信号中の雑音による）を含む場合に
は、電圧制御スイツチが動作せしめられて補正係
数が変更され、信号をcosφに比例する量で除算
する代りに１の係数で除算する。
第１図は、本発明の実施例回路を示す。第４図
と同一素子には同一参照番号を付して説明するこ
とにする。実際、本発明は、両立式AMステレオ
波受信用で且つ余弦補正係数を使用する任意の受
信機に適用できる。上述した両立式AMステレオ
信号は、アンテナ１０で受信され、RF段１１と
IF段１２で慣用手法により処理される。IF段１
２の出力は、包絡線検波器１３で復調され、和信
号（Ｌ＋Ｒ）を発生する。別種の復調器によつて
も上記の和信号を得ることができる点に留意され
たい。また、ここで称する“和”及び“差”又は
“Ｌ”及び“Ｒ”は、二元的に伝送される信号の
任意の対を例示するにすぎない点にも留意された
い。上記の和信号及び後述する方法で得られる差
信号（Ｌ―Ｒ）は、マトリツクス回路１４中で処
理されて元のＬ、Ｒ信号となる。AGC検出器１
５がIF段１２に結合されて受信機の自動利得制
御が行われる。
と同一素子には同一参照番号を付して説明するこ
とにする。実際、本発明は、両立式AMステレオ
波受信用で且つ余弦補正係数を使用する任意の受
信機に適用できる。上述した両立式AMステレオ
信号は、アンテナ１０で受信され、RF段１１と
IF段１２で慣用手法により処理される。IF段１
２の出力は、包絡線検波器１３で復調され、和信
号（Ｌ＋Ｒ）を発生する。別種の復調器によつて
も上記の和信号を得ることができる点に留意され
たい。また、ここで称する“和”及び“差”又は
“Ｌ”及び“Ｒ”は、二元的に伝送される信号の
任意の対を例示するにすぎない点にも留意された
い。上記の和信号及び後述する方法で得られる差
信号（Ｌ―Ｒ）は、マトリツクス回路１４中で処
理されて元のＬ、Ｒ信号となる。AGC検出器１
５がIF段１２に結合されて受信機の自動利得制
御が行われる。
IF段１２の出力は、同期検波器１６と振幅制
限器１７にも結合する。振幅制限器の出力は、
往々にして雑音を含む受信信号の位相情報のみを
含んでおり、この出力は、位相検波器１９、低域
通過波器２０及びVCO（電圧制御発振器）２
１を備えた位相ロツク・ループ１８に結合する。
VCO２１のsin ωcｔ出力２２は同期検波器１６
に結合し、ここでの乗算処理（１＋Ｌ＋Ｒ）cos
（ωcｔ＋φ）×（sin ωcｔ）によつて（Ｌ―Ｒ）
cosφ（２倍波は除去される。）の出力を生ずる。
位相ロツク・ループ１８のVCO２１からの第２
の出力信号２３即ちcos ωcｔは、振幅制限器１
７からの出力と同様に、余弦位相検波器２４に供
給される。従つて、上記二つのキヤリア波（無変
調のもの及び伝送されてきたもの）間の瞬時位相
差φは、同期検波器１６の出力（Ｌ―Ｒ）cosφ
を補正するのに必要なcosφ情報を発生する。別
言すれば、除算器２５内で（Ｌ―Ｒ）cosφ信号
がcosφで除算されて、差信号（Ｌ―Ｒ）が発生
し、この信号が前述のようにマトリツクス１４に
供給される。
限器１７にも結合する。振幅制限器の出力は、
往々にして雑音を含む受信信号の位相情報のみを
含んでおり、この出力は、位相検波器１９、低域
通過波器２０及びVCO（電圧制御発振器）２
１を備えた位相ロツク・ループ１８に結合する。
VCO２１のsin ωcｔ出力２２は同期検波器１６
に結合し、ここでの乗算処理（１＋Ｌ＋Ｒ）cos
（ωcｔ＋φ）×（sin ωcｔ）によつて（Ｌ―Ｒ）
cosφ（２倍波は除去される。）の出力を生ずる。
位相ロツク・ループ１８のVCO２１からの第２
の出力信号２３即ちcos ωcｔは、振幅制限器１
７からの出力と同様に、余弦位相検波器２４に供
給される。従つて、上記二つのキヤリア波（無変
調のもの及び伝送されてきたもの）間の瞬時位相
差φは、同期検波器１６の出力（Ｌ―Ｒ）cosφ
を補正するのに必要なcosφ情報を発生する。別
言すれば、除算器２５内で（Ｌ―Ｒ）cosφ信号
がcosφで除算されて、差信号（Ｌ―Ｒ）が発生
し、この信号が前述のようにマトリツクス１４に
供給される。
以上述べた受信機は、それ自身で動作可能であ
り、大きな受信電界即ち十分なＳ／Ｎ比のもとで
完壁な動作を行う。しかしながら、受信信号の
Ｓ／Ｎ比が比較的小さい場合には、見掛けのcos
φ補正係数は第一義的には雑音によるものであ
り、この不正な補正係数で（Ｌ―Ｒ）cosφ信号
を除算した場合、信号の歪みは軽減ないしは除去
されるどころか、かえつて増大する。従つて、本
発明によれば、余弦位相検波器２４の出力を、除
算器２５に直結する代りに、スイツチ回路２７を
介して除算器２５に結合する。余弦位相検波器２
４の出力は、高域通過波器２９にも結合され、
この高域通過波器２９の出力は、スイツチ回路
２７の第１の制御入力端子に結合される。第２の
制御入力端子３０は基準信号を供給する。スイツ
チ回路２７は、受信信号が許容範囲にある限り即
ち許容Ｓ／Ｎ比を有する限り、余弦位相検波器２
４からの余弦補正係数を除算器２５に直接結合さ
せる。受信信号のＳ／Ｎ比が小さく、従つて振幅
制限器１７の出力が高レベルの高周波成分を含む
ときは、高域通過波器２９は、スイツチ回路２
７に、余弦位相検波器２４から除算器２５への出
力を断ち且つ端子３０からの基準電圧に置換する
のに十分な大きさの制御電圧を供給する。この基
準電圧は、除算器２５内で同期検波器１６からの
（Ｌ―Ｒ）cosφ信号を実効的に１の係数で除算す
るようなものである。
り、大きな受信電界即ち十分なＳ／Ｎ比のもとで
完壁な動作を行う。しかしながら、受信信号の
Ｓ／Ｎ比が比較的小さい場合には、見掛けのcos
φ補正係数は第一義的には雑音によるものであ
り、この不正な補正係数で（Ｌ―Ｒ）cosφ信号
を除算した場合、信号の歪みは軽減ないしは除去
されるどころか、かえつて増大する。従つて、本
発明によれば、余弦位相検波器２４の出力を、除
算器２５に直結する代りに、スイツチ回路２７を
介して除算器２５に結合する。余弦位相検波器２
４の出力は、高域通過波器２９にも結合され、
この高域通過波器２９の出力は、スイツチ回路
２７の第１の制御入力端子に結合される。第２の
制御入力端子３０は基準信号を供給する。スイツ
チ回路２７は、受信信号が許容範囲にある限り即
ち許容Ｓ／Ｎ比を有する限り、余弦位相検波器２
４からの余弦補正係数を除算器２５に直接結合さ
せる。受信信号のＳ／Ｎ比が小さく、従つて振幅
制限器１７の出力が高レベルの高周波成分を含む
ときは、高域通過波器２９は、スイツチ回路２
７に、余弦位相検波器２４から除算器２５への出
力を断ち且つ端子３０からの基準電圧に置換する
のに十分な大きさの制御電圧を供給する。この基
準電圧は、除算器２５内で同期検波器１６からの
（Ｌ―Ｒ）cosφ信号を実効的に１の係数で除算す
るようなものである。
日本特許第1065902号（特公昭56−8258号）に
関して前述したように、余弦位相検波器２４の出
力は低域通過波器３１（遮断周波数２―
10Hz）にも結合され、ここで出力の平均直流レ
ベルはモノ／ステレオ・モード・スイツチの制御
に使用される。モード・スイツチ３３は、電圧制
御スイツチであり、位相ロツク・ループがωcｔ
に引込まれるまでの間“モノホニツク”にセツト
され、その後“ステレオ”位置に切替えられる。
関して前述したように、余弦位相検波器２４の出
力は低域通過波器３１（遮断周波数２―
10Hz）にも結合され、ここで出力の平均直流レ
ベルはモノ／ステレオ・モード・スイツチの制御
に使用される。モード・スイツチ３３は、電圧制
御スイツチであり、位相ロツク・ループがωcｔ
に引込まれるまでの間“モノホニツク”にセツト
され、その後“ステレオ”位置に切替えられる。
第２図は、第１図の一部を高域通過波器２９
の一例と共に図示したものである。キヤパシタ３
７と抵抗器３８は高域通過波器、例えば3KHz
で3dB下りを形成する。従つて、点４０（ダイオ
ード４１からの）に現われる信号の直流レベル
は、受信信号中に存続する高周波成分（雑音）の
函数となる。点４０の信号が所定の閾値を越える
と、スイツチ回路２７は、余弦位相検波器２４
（cosφ＋雑音）からの補正係数が除算器２５に達
するのを禁止すると共に、これに換えて１に等し
い信号即ち除算器２５が（Ｌ―Ｒ）cosφ信号を
１の係数で除算するような信号を供給する。一実
施例を図面によつて説明したが、高域通過波器
２９への適宜な入力として、受信器内の適宜な検
出回路の出力を用いることができることは当業者
にとつて明らかである。上述した“高周波成分が
高レベルの期間”は変調サイクルのうちのわずか
な部分と同程度に短かいことも有り得ようし、多
くのサイクルにわたつて拡大されることも有り得
よう。
の一例と共に図示したものである。キヤパシタ３
７と抵抗器３８は高域通過波器、例えば3KHz
で3dB下りを形成する。従つて、点４０（ダイオ
ード４１からの）に現われる信号の直流レベル
は、受信信号中に存続する高周波成分（雑音）の
函数となる。点４０の信号が所定の閾値を越える
と、スイツチ回路２７は、余弦位相検波器２４
（cosφ＋雑音）からの補正係数が除算器２５に達
するのを禁止すると共に、これに換えて１に等し
い信号即ち除算器２５が（Ｌ―Ｒ）cosφ信号を
１の係数で除算するような信号を供給する。一実
施例を図面によつて説明したが、高域通過波器
２９への適宜な入力として、受信器内の適宜な検
出回路の出力を用いることができることは当業者
にとつて明らかである。上述した“高周波成分が
高レベルの期間”は変調サイクルのうちのわずか
な部分と同程度に短かいことも有り得ようし、多
くのサイクルにわたつて拡大されることも有り得
よう。
以上述べた通り、リミツタ（振幅制限器）１７
の出力は、cos（ωcｔ＋φ）であり、余弦位相検
波器２４の出力はcosφ、（Ｌ―Ｒ）同期検波器１
６の出力は、（Ｌ―Ｒ）cosφ及び除算器２５の出
力は、Ｌ―Ｒである。
の出力は、cos（ωcｔ＋φ）であり、余弦位相検
波器２４の出力はcosφ、（Ｌ―Ｒ）同期検波器１
６の出力は、（Ｌ―Ｒ）cosφ及び除算器２５の出
力は、Ｌ―Ｒである。
これらのすべては、受信した信号において雑音
が少ないか存在しないものと考えられる。若し、
余弦位相検出器の出力は、高周波エネルギー（雑
音）の相当量を含む場合、高域通過波器２９
は、スイツチ回路２７を付勢する程充分強い制御
信号を出力し、除算器２５から余弦位相検波器２
４を切離し、基準電圧源３０を除算器に接続する
であろう。
が少ないか存在しないものと考えられる。若し、
余弦位相検出器の出力は、高周波エネルギー（雑
音）の相当量を含む場合、高域通過波器２９
は、スイツチ回路２７を付勢する程充分強い制御
信号を出力し、除算器２５から余弦位相検波器２
４を切離し、基準電圧源３０を除算器に接続する
であろう。
以上詳細に説明したように、余弦補正係数中の
雑音に基くエラーに起因して雑音性の信号が更に
劣化することを防止する手段が開示された。他の
修正、変形が可能であり、これらのすべてを特許
請求の範囲に含めることが意図されている。
雑音に基くエラーに起因して雑音性の信号が更に
劣化することを防止する手段が開示された。他の
修正、変形が可能であり、これらのすべてを特許
請求の範囲に含めることが意図されている。
以下本発明の実施の態様を列記する。
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）、但しＬ及び
Ｒは情報信号、ωcｔはキヤリア周波数、φ＝arc
tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕、の形式の信号
を復調して該Ｌ及びＲに比例する信号を発生する
方法において、該信号を受信する段階と、該受信
信号を復調して（Ｌ＋Ｒ）に比例する信号を発生
する段階と、該受信信号を復調して（Ｌ―Ｒ）
cosφに比例する信号を発生する段階と、該受信
信号の位相変調を検波してcosφに比例する信号
を発生する段階と、該cosφに比例する信号を
波して該信号中の高周波成分を示す信号を発生す
る段階と、基準信号を発生する段階と、該高周波
成分を示す信号が所定の閾値レベルより低いとき
は該（Ｌ―Ｒ）cosφに比例する信号を該cosφに
比例する信号で除算する段階と、該高周波成分を
示す信号が該所定の閾値レベルより高いときは該
（Ｌ―Ｒ）cosφに比例する信号を該基準信号で除
算する段階と、該（Ｌ＋Ｒ）に比例する信号及び
該（Ｌ―Ｒ）cosφに比例する信号の該除算を行
つたのちの信号をマトリツクス処理してＬ及びＲ
に比例する出力信号を発生する段階を含むことを
特徴とするAMステレオ受信機の雑音防護方法。
Ｒは情報信号、ωcｔはキヤリア周波数、φ＝arc
tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕、の形式の信号
を復調して該Ｌ及びＲに比例する信号を発生する
方法において、該信号を受信する段階と、該受信
信号を復調して（Ｌ＋Ｒ）に比例する信号を発生
する段階と、該受信信号を復調して（Ｌ―Ｒ）
cosφに比例する信号を発生する段階と、該受信
信号の位相変調を検波してcosφに比例する信号
を発生する段階と、該cosφに比例する信号を
波して該信号中の高周波成分を示す信号を発生す
る段階と、基準信号を発生する段階と、該高周波
成分を示す信号が所定の閾値レベルより低いとき
は該（Ｌ―Ｒ）cosφに比例する信号を該cosφに
比例する信号で除算する段階と、該高周波成分を
示す信号が該所定の閾値レベルより高いときは該
（Ｌ―Ｒ）cosφに比例する信号を該基準信号で除
算する段階と、該（Ｌ＋Ｒ）に比例する信号及び
該（Ｌ―Ｒ）cosφに比例する信号の該除算を行
つたのちの信号をマトリツクス処理してＬ及びＲ
に比例する出力信号を発生する段階を含むことを
特徴とするAMステレオ受信機の雑音防護方法。
第１図は本発明の一実施例を適用したAMステ
レオ受信機のブロツク図、第２図は本発明の一実
施例の一部分の図である。第３図、第４図は夫々
先行技術のAMステレオシステムを示す。 １１…RF段、１２…IF段、１３…Ｌ＋Ｒ包絡
線検波器、１４…マトリツクス、１５…AGC検
出器、１６…除算器、１７…振幅制御器、１８…
位相ロツク・ループ、１９…位相検波器、２０…
低域通過波器、２１…電圧制御発振器、２４…
余弦位相検波器、２５…除算器、２７…スイツチ
回路、２９…高域通過波器、３０…制御入力端
子、３１…低域通過波器、３３…モード・スイ
ツチ。
レオ受信機のブロツク図、第２図は本発明の一実
施例の一部分の図である。第３図、第４図は夫々
先行技術のAMステレオシステムを示す。 １１…RF段、１２…IF段、１３…Ｌ＋Ｒ包絡
線検波器、１４…マトリツクス、１５…AGC検
出器、１６…除算器、１７…振幅制御器、１８…
位相ロツク・ループ、１９…位相検波器、２０…
低域通過波器、２１…電圧制御発振器、２４…
余弦位相検波器、２５…除算器、２７…スイツチ
回路、２９…高域通過波器、３０…制御入力端
子、３１…低域通過波器、３３…モード・スイ
ツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ （Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ）、但しＬ及びＲ
は第１、第２情報信号、ωｔは搬送周波数、φ＝
arc tan〔（Ｌ―Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）〕の形を有
する信号を受信し、かつRF段、IF段、復調手
段、及びマトリツクス手段を具えたAMステレオ
受信機において、前記信号を受信して中間周波信
号を生ずるための入力回路と、入力回路に結合し
て中間周波信号の振幅変調を検波する第１復調手
段１３と、入力回路に結合して（Ｌ―Ｒ）cosφ
に比例する出力を供給する第２復調手段１６と、
入力回路と前記第２復調手段に結合され、角度φ
の余弦（cos）に比例する出力信号を与える補正
手段１７，１８，２４と、前記補正手段の出力に
結合され、受信信号の低Ｓ／Ｎ比の期間にわたつ
て雑音の函数である信号を発生する高域通過波
器２９と、基準電圧信号源３０と、 前記第２復調手段からの出力信号を受信するよ
うに結合された除算器手段２５と、 前記基準電圧信号源の基準信号及び前記補正手
段の出力信号を受信し、前記高域通過波器の出
力信号レベルに応答して前記信号の１つを除算手
段に選択的に結合させるスイツチ手段２７と、を
具え、 前記除算器手段は、前記第２復調手段からの出
力信号を、前記スイツチ手段からの選択された信
号で除算するものであり、 前記スイツチ手段は、受信信号が許容Ｓ／Ｎ比
を有する場合、cosφに比例する余弦位相検波器
からの余弦補正係数を直接除算器に結合させる
か、受信信号の出力が高レベルの高周波成分を含
む場合、余弦位相検波器からの除算器への出力を
切離し、前記基準電圧信号源からの基準電圧信号
を除算器手段へ結合させて実効的に１に等しい補
正係数で除算する切換操作を行なうことを特徴と
するAMステレオ受信機。 ２ 前記補正手段は、振幅制限手段と、該振幅制
限手段に結合した位相ロツク・ループと、該振幅
制限手段及び該位相ロツク・ループの出力に結合
した余弦位相検波器手段とから成ることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のAMステレオ受
信機。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/872,984 US4169968A (en) | 1978-01-27 | 1978-01-27 | Noise protection circuit for am stereo cosine correction factor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54111203A JPS54111203A (en) | 1979-08-31 |
| JPS6259941B2 true JPS6259941B2 (ja) | 1987-12-14 |
Family
ID=25360746
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP383379A Granted JPS54111203A (en) | 1978-01-27 | 1979-01-16 | Noise protecting circuit for am stereo cosine correction coefficient |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4169968A (ja) |
| EP (1) | EP0003388B1 (ja) |
| JP (1) | JPS54111203A (ja) |
| BR (1) | BR7900489A (ja) |
| CA (1) | CA1130389A (ja) |
| DE (1) | DE2961839D1 (ja) |
| HK (1) | HK39385A (ja) |
| SG (1) | SG4885G (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6029251Y2 (ja) * | 1979-11-29 | 1985-09-04 | ソニー株式会社 | Ａｍステレオ受信機 |
| JPS56129447A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Multiplex signal receiver |
| JPS5750145A (en) * | 1980-09-10 | 1982-03-24 | Toshiba Corp | Detection circuit for stereo identifying signal |
| EP0060844A1 (en) * | 1980-09-29 | 1982-09-29 | Motorola, Inc. | Radio manual tuning circuit |
| US4489431A (en) * | 1982-06-08 | 1984-12-18 | Motorola, Inc. | Signal interference protection circuit for AM stereo receiver |
| US5014316A (en) * | 1990-03-21 | 1991-05-07 | Delco Electronics Corporation | Compatible quadrature amplitude modulation detector system |
| US6459796B1 (en) * | 1998-06-24 | 2002-10-01 | Visteon Global Technologies, Inc. | AM stereo receiver with reduced distortion |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3068475A (en) * | 1959-10-07 | 1962-12-11 | Rca Corp | Stereophonic sound signalling system |
| US3080453A (en) * | 1959-11-13 | 1963-03-05 | Rca Corp | Stereophonic sound receiver system |
| NL6608507A (ja) * | 1966-06-18 | 1967-12-19 | ||
| US4018994A (en) * | 1974-07-10 | 1977-04-19 | Kahn Leonard R | Compatible AM stereophonic receivers |
| US4037057A (en) * | 1974-08-01 | 1977-07-19 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Noise-cancelling apparatus for FM stereo receiver |
-
1978
- 1978-01-27 US US05/872,984 patent/US4169968A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-01-03 DE DE7979300003T patent/DE2961839D1/de not_active Expired
- 1979-01-03 EP EP79300003A patent/EP0003388B1/en not_active Expired
- 1979-01-16 JP JP383379A patent/JPS54111203A/ja active Granted
- 1979-01-24 CA CA320,207A patent/CA1130389A/en not_active Expired
- 1979-01-26 BR BR7900489A patent/BR7900489A/pt unknown
-
1985
- 1985-01-19 SG SG48/85A patent/SG4885G/en unknown
- 1985-05-23 HK HK393/85A patent/HK39385A/xx unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SG4885G (en) | 1986-01-24 |
| CA1130389A (en) | 1982-08-24 |
| EP0003388B1 (en) | 1982-01-20 |
| US4169968A (en) | 1979-10-02 |
| BR7900489A (pt) | 1979-08-21 |
| DE2961839D1 (en) | 1982-03-04 |
| JPS54111203A (en) | 1979-08-31 |
| EP0003388A1 (en) | 1979-08-08 |
| HK39385A (en) | 1985-05-31 |
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