JPS6259941B2 - - Google Patents
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- JPS6259941B2 JPS6259941B2 JP54003833A JP383379A JPS6259941B2 JP S6259941 B2 JPS6259941 B2 JP S6259941B2 JP 54003833 A JP54003833 A JP 54003833A JP 383379 A JP383379 A JP 383379A JP S6259941 B2 JPS6259941 B2 JP S6259941B2
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- Japan
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- signal
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- divider
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- cosine
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- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 22
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 13
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、両立式ステレオ放送の受信機の分野
に関し、更に具体的には、低S/N比の期間に信
号劣化の増加を防止する雑音防護回路を具えた
AMステレオ放送受信機に関する。
に関し、更に具体的には、低S/N比の期間に信
号劣化の増加を防止する雑音防護回路を具えた
AMステレオ放送受信機に関する。
AMステレオの送・受信を提供する多数のシス
テムが知られている。これらの1つは、送信信号
の包絡線がモノホニツクな情報の和(L+R)の
みを含み、且つステレオ情報の全てが搬送波の位
相変調により送信されるという点において、両立
性を有している。本発明と同一の譲受人に譲渡さ
れた特願昭52−39085号(特開昭52−141502号)
には、送信機および受信機の実施の態様を含め
て、上記のシステムが示されている。
テムが知られている。これらの1つは、送信信号
の包絡線がモノホニツクな情報の和(L+R)の
みを含み、且つステレオ情報の全てが搬送波の位
相変調により送信されるという点において、両立
性を有している。本発明と同一の譲受人に譲渡さ
れた特願昭52−39085号(特開昭52−141502号)
には、送信機および受信機の実施の態様を含め
て、上記のシステムが示されている。
上記先行技術のシステムは、第3図に示すよう
に送信機50と受信機60から構成されている。
まず送信機50について説明すれば、搬送波発生
器51の出力cos ωctを振幅変調器52におい
て和信号(1+L+R)により振幅変調し(1+
L+R)cos ωctを発生させる。一方搬送波発
生器51の出力をπ/2移相器53でπ/2移相
した信号sin ωctを振幅変調器54において差
信号(L―R)により振幅変調し(L―R)sin
ωctを発生させる。上記両信号を合成回路5
5でベクトル的に合成し合成出力Acos(ωct+
φ)、但しA=√(1++)2+(―)
2、φ=tan-1L―R/1+L+R、を発生させる。こ
の信 号を振幅制限器56に通してcos(ωct+φ)な
る信号を得、この信号を振幅変調器57において
和信号(1+L+R)によつて振幅変調し(1+
L+R)cos(ωct+φ)を得、これを放送信号
としてアンテナ58から放射する。
に送信機50と受信機60から構成されている。
まず送信機50について説明すれば、搬送波発生
器51の出力cos ωctを振幅変調器52におい
て和信号(1+L+R)により振幅変調し(1+
L+R)cos ωctを発生させる。一方搬送波発
生器51の出力をπ/2移相器53でπ/2移相
した信号sin ωctを振幅変調器54において差
信号(L―R)により振幅変調し(L―R)sin
ωctを発生させる。上記両信号を合成回路5
5でベクトル的に合成し合成出力Acos(ωct+
φ)、但しA=√(1++)2+(―)
2、φ=tan-1L―R/1+L+R、を発生させる。こ
の信 号を振幅制限器56に通してcos(ωct+φ)な
る信号を得、この信号を振幅変調器57において
和信号(1+L+R)によつて振幅変調し(1+
L+R)cos(ωct+φ)を得、これを放送信号
としてアンテナ58から放射する。
一方受信機60においては、アンテナ61で受
信した信号(1+L+R)cos(ωct+φ)を振
幅制限器62と除算器63の被除数入力端子に印
加する。振幅制限器62の出力は、余弦位相検波
器64と位相ロツク・ループ(PLL)65に入力
する。PLL65の出力は、余弦位相検波器64の
一方の入力端子に供給され出力端子cosφなる信
号を発生する。このcosφなる信号は除算器63
の除数入力端子に供給され、除算器63は商
Acos(ωct+φ)なる信号を発生する。さらに
PLL65の出力はπ/4位相器66,67を介し
てそれぞれ同期検波器68,69に供給される。
同期検波器68,69はそれぞれ和信号(1+L
+R)、差信号(L―R)を発生する。このよう
にして再生された和信号と差信号はさらにマトリ
ツクス回路に結合されて、L信号及びR信号が復
元される。
信した信号(1+L+R)cos(ωct+φ)を振
幅制限器62と除算器63の被除数入力端子に印
加する。振幅制限器62の出力は、余弦位相検波
器64と位相ロツク・ループ(PLL)65に入力
する。PLL65の出力は、余弦位相検波器64の
一方の入力端子に供給され出力端子cosφなる信
号を発生する。このcosφなる信号は除算器63
の除数入力端子に供給され、除算器63は商
Acos(ωct+φ)なる信号を発生する。さらに
PLL65の出力はπ/4位相器66,67を介し
てそれぞれ同期検波器68,69に供給される。
同期検波器68,69はそれぞれ和信号(1+L
+R)、差信号(L―R)を発生する。このよう
にして再生された和信号と差信号はさらにマトリ
ツクス回路に結合されて、L信号及びR信号が復
元される。
第3図のシステムにおいて受信機60として包
絡線検波器のみを具えたものを使用すればモノホ
ニツクな和信号(1+L+R)を復元できるの
で、第3図のシステムは、ステレオホニツクでも
モノホニツクでも利用し得る、いわゆる両立性
AMステレオ送受信方式と称せられている。
絡線検波器のみを具えたものを使用すればモノホ
ニツクな和信号(1+L+R)を復元できるの
で、第3図のシステムは、ステレオホニツクでも
モノホニツクでも利用し得る、いわゆる両立性
AMステレオ送受信方式と称せられている。
上記特願昭52−39085号(特開昭52−141502
号)に於いては、両立性を有する信号を復調する
ためのステレオ受信機のすべての実施例は、対称
的な復調、すなわち直角位相信号を与えた後、同
期検波器で復調して和および差の信号を得、最終
的にLおよびRを得るものであつた。上述の特許
出願に示された実施例はすべて実際的な実施例で
はあるが、差及び和の両チヤンネルに同期検波器
を用いる受信機は、同調引込み時間内のビートが
オーデオ・チヤンネルから閉そくされなければな
らない関係上、適切に同調を取ることは困難であ
ろう。そして、同調のための他の対策がとられ
た。
号)に於いては、両立性を有する信号を復調する
ためのステレオ受信機のすべての実施例は、対称
的な復調、すなわち直角位相信号を与えた後、同
期検波器で復調して和および差の信号を得、最終
的にLおよびRを得るものであつた。上述の特許
出願に示された実施例はすべて実際的な実施例で
はあるが、差及び和の両チヤンネルに同期検波器
を用いる受信機は、同調引込み時間内のビートが
オーデオ・チヤンネルから閉そくされなければな
らない関係上、適切に同調を取ることは困難であ
ろう。そして、同調のための他の対策がとられ
た。
第4図に図示された受信機は、前記特願昭52−
39085号(特開昭52−141502号)に図示され且つ
記述された送信機から両立性あるAMステレオ信
号を受信するように設計されている別個の先行技
術である(日本特許第1065902号(特公昭56−
8528号))。上記出願の送信機の放送信号は、搬送
波がモノホニツク信号(1+L+R)のみにより
振幅変調され、すべてのステレオ情報は位相変調
によつて伝達されるという点において、現存のモ
ノホニツク受信機と両立する。簡単に云えば、搬
送波は、和(L+R)及び差(L―R)信号によ
り直角位相変調され、振幅変化を除去して位相変
化だけを残すために振幅制限が行なわれ、そのの
ち、高レベル変調器内で(1+L+R)により振
幅変調される。従つて、出力すなわち放送信号は
(1+L+R)cos〔ωct+tan-1(L―R)/
(1+L+R)〕である。ここで用いられる“L”
と“R”は典型例にすぎない点に留意されたい。
39085号(特開昭52−141502号)に図示され且つ
記述された送信機から両立性あるAMステレオ信
号を受信するように設計されている別個の先行技
術である(日本特許第1065902号(特公昭56−
8528号))。上記出願の送信機の放送信号は、搬送
波がモノホニツク信号(1+L+R)のみにより
振幅変調され、すべてのステレオ情報は位相変調
によつて伝達されるという点において、現存のモ
ノホニツク受信機と両立する。簡単に云えば、搬
送波は、和(L+R)及び差(L―R)信号によ
り直角位相変調され、振幅変化を除去して位相変
化だけを残すために振幅制限が行なわれ、そのの
ち、高レベル変調器内で(1+L+R)により振
幅変調される。従つて、出力すなわち放送信号は
(1+L+R)cos〔ωct+tan-1(L―R)/
(1+L+R)〕である。ここで用いられる“L”
と“R”は典型例にすぎない点に留意されたい。
第4図の受信機においては、アンテナ10が上
述した形式の両立性あるAMステレオ信号を受信
し、この信号はRF段11とIF段12に於いて通
常の方法で処理される。モノホニツクすなわち和
信号L+Rは、IF段の出力を包絡線検波器13
に結合させることにより得られる。L+R信号
は、こののち、マトリツクス14に結合する。当
該技術に関して知られているように、IF段の利
得を制御するために、AGC検出器15は、包絡
線検波器13の出力を検出してIF段12に帰還
するのに用いられよう。IF段12の出力は、ま
た、(L―R)同期検波器16と振幅制限器17
に結合する。振幅制限器17は、位相検波器19
と結合するが、この位相検波器19は低域通過
波器20及び電圧制御発振器21と共に位相ロツ
ク・ループ(PLL)18を構成し、このループの
出力(sin ωct)は、(L―R)同期検波器1
6に結合する。送信移送情報のみを与える振幅制
限器17の出力は、位相ロツク・ループ18の出
力(cos ωct)と同様に、余弦位相検波器24
に結合する。余弦位相検波器24はモトローラ
MC15954象限乗算器のような型の乗算器であ
る。2個の(非変調および送信)搬送周波数間の
瞬時位相差が余弦位相検波器24で検出され、も
とのステレオ信号を復元するのに必要な補正情報
を提供する。所望の補正情報は、φの余弦または
cos arc tan〔(L―R)/(1+L+R)〕また
は(1+L+R)/√(1++)2+(―
R)2に比例する信号である。所望の補正情報
が、同期検波器16の出力も受ける除算器に結合
したとき、除算器の出力は所望のステレオ差信号
L―Rとなる。
述した形式の両立性あるAMステレオ信号を受信
し、この信号はRF段11とIF段12に於いて通
常の方法で処理される。モノホニツクすなわち和
信号L+Rは、IF段の出力を包絡線検波器13
に結合させることにより得られる。L+R信号
は、こののち、マトリツクス14に結合する。当
該技術に関して知られているように、IF段の利
得を制御するために、AGC検出器15は、包絡
線検波器13の出力を検出してIF段12に帰還
するのに用いられよう。IF段12の出力は、ま
た、(L―R)同期検波器16と振幅制限器17
に結合する。振幅制限器17は、位相検波器19
と結合するが、この位相検波器19は低域通過
波器20及び電圧制御発振器21と共に位相ロツ
ク・ループ(PLL)18を構成し、このループの
出力(sin ωct)は、(L―R)同期検波器1
6に結合する。送信移送情報のみを与える振幅制
限器17の出力は、位相ロツク・ループ18の出
力(cos ωct)と同様に、余弦位相検波器24
に結合する。余弦位相検波器24はモトローラ
MC15954象限乗算器のような型の乗算器であ
る。2個の(非変調および送信)搬送周波数間の
瞬時位相差が余弦位相検波器24で検出され、も
とのステレオ信号を復元するのに必要な補正情報
を提供する。所望の補正情報は、φの余弦または
cos arc tan〔(L―R)/(1+L+R)〕また
は(1+L+R)/√(1++)2+(―
R)2に比例する信号である。所望の補正情報
が、同期検波器16の出力も受ける除算器に結合
したとき、除算器の出力は所望のステレオ差信号
L―Rとなる。
しかしながら、受信機が正しく同調する以前
は、PLL18の出力はωctの函数ではなくて放
送信号が同調状態に引込まれるにつれてωctに
近づくような周波数である。このとき、余弦位相
検波器24の出力における補正信号中に差周波が
出現し、差チヤンネル中の許容できない出力とな
る。このため、余弦位相検波器24の出力は、ま
た、低域通過波器31(2―10Hz)に結合
し、ここにおいて、出力の平均直流レベルがモ
ノ/ステレオモード・スイツチ33を制御するた
めに使用される。スイツチ33は電圧制御スイツ
チであり、PLLがωctにロツクされるまでは
“モノホニツク”の位置にとどまり、その後“ス
テレオホニツク”の位置に切替わる。
は、PLL18の出力はωctの函数ではなくて放
送信号が同調状態に引込まれるにつれてωctに
近づくような周波数である。このとき、余弦位相
検波器24の出力における補正信号中に差周波が
出現し、差チヤンネル中の許容できない出力とな
る。このため、余弦位相検波器24の出力は、ま
た、低域通過波器31(2―10Hz)に結合
し、ここにおいて、出力の平均直流レベルがモ
ノ/ステレオモード・スイツチ33を制御するた
めに使用される。スイツチ33は電圧制御スイツ
チであり、PLLがωctにロツクされるまでは
“モノホニツク”の位置にとどまり、その後“ス
テレオホニツク”の位置に切替わる。
モノホニツク・モードにおいては、L+Rのみ
がマトリツクスと結合し、受信機はこのモノホニ
ツク・オーデオ出力のみを用いて同調する。受信
機が同調し、且つPLLがωctにロツクされる
と、波器31を通して波された余弦位相検波
器24の出力の直流レベルが十分高まり、モノ/
ステレオモードスイツチ33をステレオホニツ
ク・モードに切替える。これはL―R信号がマト
リツクス14に結合することを許容し、その出力
端子に分離されたLとRを提供する。
がマトリツクスと結合し、受信機はこのモノホニ
ツク・オーデオ出力のみを用いて同調する。受信
機が同調し、且つPLLがωctにロツクされる
と、波器31を通して波された余弦位相検波
器24の出力の直流レベルが十分高まり、モノ/
ステレオモードスイツチ33をステレオホニツ
ク・モードに切替える。これはL―R信号がマト
リツクス14に結合することを許容し、その出力
端子に分離されたLとRを提供する。
信号についてみればIF段12の出力は(1+
L+R)cos(ωct+φ)、ここでφ=arc tan
〔(L―R)/(1+L+R)〕、に比例しよう。包
絡線検波器13の出力はL+Rに比例しよう。振
幅制限器17の出力はcos(ωct+φ)に比例
し、位相ロツク・ループの出力の1つはsin ωc
tに比例し、位相をシフトさせた他の1つはcos
ωctに比例しよう。同期検波器16の出力
は、(1+L+R)cos(ωct+φ)とsin ωct
との積に比例しよう。倍周波項2ωctを無視
し、且つφがarc tan(L―R)/(1+L+
R)であることに留意すれば、上記の積が(L―
R)cosφに比例することは明らかである。余弦
位相検波器24の出力はcosφに比例し、従つて
除算器25の出力は(L―R)cosφ/cosφすな
わち(L―R)に比例しよう。入力(L+R)と
(L―R)のもとで、マトリツクス14はLおよ
びRを出力しよう。
L+R)cos(ωct+φ)、ここでφ=arc tan
〔(L―R)/(1+L+R)〕、に比例しよう。包
絡線検波器13の出力はL+Rに比例しよう。振
幅制限器17の出力はcos(ωct+φ)に比例
し、位相ロツク・ループの出力の1つはsin ωc
tに比例し、位相をシフトさせた他の1つはcos
ωctに比例しよう。同期検波器16の出力
は、(1+L+R)cos(ωct+φ)とsin ωct
との積に比例しよう。倍周波項2ωctを無視
し、且つφがarc tan(L―R)/(1+L+
R)であることに留意すれば、上記の積が(L―
R)cosφに比例することは明らかである。余弦
位相検波器24の出力はcosφに比例し、従つて
除算器25の出力は(L―R)cosφ/cosφすな
わち(L―R)に比例しよう。入力(L+R)と
(L―R)のもとで、マトリツクス14はLおよ
びRを出力しよう。
周知のように、典型的な受信オーデオ信号にお
いては、高周波成分は極めて小さく、例えばピツ
コロで奏された音の最高基本周波数は2KHzより
わずかに高い値にすぎず、音声、楽器その他の高
調波は小さなレベル(エネルギー)を有するにす
ぎない。従つて、復調信号中に比較的高レベルの
高周波が存在するときは、それらは実質上常に雑
音であり、換言すればS/N比が極めて低い。こ
のような雑音性の信号が、ステレオ受信機の余弦
補正係数回路内で通常通り処理されるならば、す
でに劣化した信号が余弦補正係数による除算で更
に劣化する。従つて、低S/N比の受信期間中
は、補正係数による除算を減らすか又は除去する
ことが推奨される。このような期間は、変調サイ
クルの一部分ほどの短い期間にすぎないであろ
う。
いては、高周波成分は極めて小さく、例えばピツ
コロで奏された音の最高基本周波数は2KHzより
わずかに高い値にすぎず、音声、楽器その他の高
調波は小さなレベル(エネルギー)を有するにす
ぎない。従つて、復調信号中に比較的高レベルの
高周波が存在するときは、それらは実質上常に雑
音であり、換言すればS/N比が極めて低い。こ
のような雑音性の信号が、ステレオ受信機の余弦
補正係数回路内で通常通り処理されるならば、す
でに劣化した信号が余弦補正係数による除算で更
に劣化する。従つて、低S/N比の受信期間中
は、補正係数による除算を減らすか又は除去する
ことが推奨される。このような期間は、変調サイ
クルの一部分ほどの短い期間にすぎないであろ
う。
従つて、本発明の一つの目的は、受信信号中の
雑音に応じて余弦補正係数を制御することによ
り、低S/N比の期間にわたつてAMステレオ受
信機の動作を改良することにある。
雑音に応じて余弦補正係数を制御することによ
り、低S/N比の期間にわたつてAMステレオ受
信機の動作を改良することにある。
これらの目的及び他の目的は、受信信号のスペ
クトラムに応じてステレオ補正係数を制御するこ
とにより、(1+L+R)cos(ωct+φ)、ただ
しφ=arc tan〔(L―R)/(1+L+R)〕、の
形式の両立式ステレオ信号を受信するAM受信機
について達成される。位相ロツク・ループは、正
しい補正係数を得るのに用いる基準周波数を供給
する。受信信号は、振幅制限されて振幅変化が除
去され、基準周波数と乗算される。この乗算結果
の信号は、cosφに比例した振幅及び受信信号の
スペクトラムに関連したスペクトルを有する。本
発明によれば、この乗算結果信号は高域通過波
器により波され、この波器出力が大量のエネ
ルギー(受信信号中の雑音による)を含む場合に
は、電圧制御スイツチが動作せしめられて補正係
数が変更され、信号をcosφに比例する量で除算
する代りに1の係数で除算する。
クトラムに応じてステレオ補正係数を制御するこ
とにより、(1+L+R)cos(ωct+φ)、ただ
しφ=arc tan〔(L―R)/(1+L+R)〕、の
形式の両立式ステレオ信号を受信するAM受信機
について達成される。位相ロツク・ループは、正
しい補正係数を得るのに用いる基準周波数を供給
する。受信信号は、振幅制限されて振幅変化が除
去され、基準周波数と乗算される。この乗算結果
の信号は、cosφに比例した振幅及び受信信号の
スペクトラムに関連したスペクトルを有する。本
発明によれば、この乗算結果信号は高域通過波
器により波され、この波器出力が大量のエネ
ルギー(受信信号中の雑音による)を含む場合に
は、電圧制御スイツチが動作せしめられて補正係
数が変更され、信号をcosφに比例する量で除算
する代りに1の係数で除算する。
第1図は、本発明の実施例回路を示す。第4図
と同一素子には同一参照番号を付して説明するこ
とにする。実際、本発明は、両立式AMステレオ
波受信用で且つ余弦補正係数を使用する任意の受
信機に適用できる。上述した両立式AMステレオ
信号は、アンテナ10で受信され、RF段11と
IF段12で慣用手法により処理される。IF段1
2の出力は、包絡線検波器13で復調され、和信
号(L+R)を発生する。別種の復調器によつて
も上記の和信号を得ることができる点に留意され
たい。また、ここで称する“和”及び“差”又は
“L”及び“R”は、二元的に伝送される信号の
任意の対を例示するにすぎない点にも留意された
い。上記の和信号及び後述する方法で得られる差
信号(L―R)は、マトリツクス回路14中で処
理されて元のL、R信号となる。AGC検出器1
5がIF段12に結合されて受信機の自動利得制
御が行われる。
と同一素子には同一参照番号を付して説明するこ
とにする。実際、本発明は、両立式AMステレオ
波受信用で且つ余弦補正係数を使用する任意の受
信機に適用できる。上述した両立式AMステレオ
信号は、アンテナ10で受信され、RF段11と
IF段12で慣用手法により処理される。IF段1
2の出力は、包絡線検波器13で復調され、和信
号(L+R)を発生する。別種の復調器によつて
も上記の和信号を得ることができる点に留意され
たい。また、ここで称する“和”及び“差”又は
“L”及び“R”は、二元的に伝送される信号の
任意の対を例示するにすぎない点にも留意された
い。上記の和信号及び後述する方法で得られる差
信号(L―R)は、マトリツクス回路14中で処
理されて元のL、R信号となる。AGC検出器1
5がIF段12に結合されて受信機の自動利得制
御が行われる。
IF段12の出力は、同期検波器16と振幅制
限器17にも結合する。振幅制限器の出力は、
往々にして雑音を含む受信信号の位相情報のみを
含んでおり、この出力は、位相検波器19、低域
通過波器20及びVCO(電圧制御発振器)2
1を備えた位相ロツク・ループ18に結合する。
VCO21のsin ωct出力22は同期検波器16
に結合し、ここでの乗算処理(1+L+R)cos
(ωct+φ)×(sin ωct)によつて(L―R)
cosφ(2倍波は除去される。)の出力を生ずる。
位相ロツク・ループ18のVCO21からの第2
の出力信号23即ちcos ωctは、振幅制限器1
7からの出力と同様に、余弦位相検波器24に供
給される。従つて、上記二つのキヤリア波(無変
調のもの及び伝送されてきたもの)間の瞬時位相
差φは、同期検波器16の出力(L―R)cosφ
を補正するのに必要なcosφ情報を発生する。別
言すれば、除算器25内で(L―R)cosφ信号
がcosφで除算されて、差信号(L―R)が発生
し、この信号が前述のようにマトリツクス14に
供給される。
限器17にも結合する。振幅制限器の出力は、
往々にして雑音を含む受信信号の位相情報のみを
含んでおり、この出力は、位相検波器19、低域
通過波器20及びVCO(電圧制御発振器)2
1を備えた位相ロツク・ループ18に結合する。
VCO21のsin ωct出力22は同期検波器16
に結合し、ここでの乗算処理(1+L+R)cos
(ωct+φ)×(sin ωct)によつて(L―R)
cosφ(2倍波は除去される。)の出力を生ずる。
位相ロツク・ループ18のVCO21からの第2
の出力信号23即ちcos ωctは、振幅制限器1
7からの出力と同様に、余弦位相検波器24に供
給される。従つて、上記二つのキヤリア波(無変
調のもの及び伝送されてきたもの)間の瞬時位相
差φは、同期検波器16の出力(L―R)cosφ
を補正するのに必要なcosφ情報を発生する。別
言すれば、除算器25内で(L―R)cosφ信号
がcosφで除算されて、差信号(L―R)が発生
し、この信号が前述のようにマトリツクス14に
供給される。
以上述べた受信機は、それ自身で動作可能であ
り、大きな受信電界即ち十分なS/N比のもとで
完壁な動作を行う。しかしながら、受信信号の
S/N比が比較的小さい場合には、見掛けのcos
φ補正係数は第一義的には雑音によるものであ
り、この不正な補正係数で(L―R)cosφ信号
を除算した場合、信号の歪みは軽減ないしは除去
されるどころか、かえつて増大する。従つて、本
発明によれば、余弦位相検波器24の出力を、除
算器25に直結する代りに、スイツチ回路27を
介して除算器25に結合する。余弦位相検波器2
4の出力は、高域通過波器29にも結合され、
この高域通過波器29の出力は、スイツチ回路
27の第1の制御入力端子に結合される。第2の
制御入力端子30は基準信号を供給する。スイツ
チ回路27は、受信信号が許容範囲にある限り即
ち許容S/N比を有する限り、余弦位相検波器2
4からの余弦補正係数を除算器25に直接結合さ
せる。受信信号のS/N比が小さく、従つて振幅
制限器17の出力が高レベルの高周波成分を含む
ときは、高域通過波器29は、スイツチ回路2
7に、余弦位相検波器24から除算器25への出
力を断ち且つ端子30からの基準電圧に置換する
のに十分な大きさの制御電圧を供給する。この基
準電圧は、除算器25内で同期検波器16からの
(L―R)cosφ信号を実効的に1の係数で除算す
るようなものである。
り、大きな受信電界即ち十分なS/N比のもとで
完壁な動作を行う。しかしながら、受信信号の
S/N比が比較的小さい場合には、見掛けのcos
φ補正係数は第一義的には雑音によるものであ
り、この不正な補正係数で(L―R)cosφ信号
を除算した場合、信号の歪みは軽減ないしは除去
されるどころか、かえつて増大する。従つて、本
発明によれば、余弦位相検波器24の出力を、除
算器25に直結する代りに、スイツチ回路27を
介して除算器25に結合する。余弦位相検波器2
4の出力は、高域通過波器29にも結合され、
この高域通過波器29の出力は、スイツチ回路
27の第1の制御入力端子に結合される。第2の
制御入力端子30は基準信号を供給する。スイツ
チ回路27は、受信信号が許容範囲にある限り即
ち許容S/N比を有する限り、余弦位相検波器2
4からの余弦補正係数を除算器25に直接結合さ
せる。受信信号のS/N比が小さく、従つて振幅
制限器17の出力が高レベルの高周波成分を含む
ときは、高域通過波器29は、スイツチ回路2
7に、余弦位相検波器24から除算器25への出
力を断ち且つ端子30からの基準電圧に置換する
のに十分な大きさの制御電圧を供給する。この基
準電圧は、除算器25内で同期検波器16からの
(L―R)cosφ信号を実効的に1の係数で除算す
るようなものである。
日本特許第1065902号(特公昭56−8258号)に
関して前述したように、余弦位相検波器24の出
力は低域通過波器31(遮断周波数2―
10Hz)にも結合され、ここで出力の平均直流レ
ベルはモノ/ステレオ・モード・スイツチの制御
に使用される。モード・スイツチ33は、電圧制
御スイツチであり、位相ロツク・ループがωct
に引込まれるまでの間“モノホニツク”にセツト
され、その後“ステレオ”位置に切替えられる。
関して前述したように、余弦位相検波器24の出
力は低域通過波器31(遮断周波数2―
10Hz)にも結合され、ここで出力の平均直流レ
ベルはモノ/ステレオ・モード・スイツチの制御
に使用される。モード・スイツチ33は、電圧制
御スイツチであり、位相ロツク・ループがωct
に引込まれるまでの間“モノホニツク”にセツト
され、その後“ステレオ”位置に切替えられる。
第2図は、第1図の一部を高域通過波器29
の一例と共に図示したものである。キヤパシタ3
7と抵抗器38は高域通過波器、例えば3KHz
で3dB下りを形成する。従つて、点40(ダイオ
ード41からの)に現われる信号の直流レベル
は、受信信号中に存続する高周波成分(雑音)の
函数となる。点40の信号が所定の閾値を越える
と、スイツチ回路27は、余弦位相検波器24
(cosφ+雑音)からの補正係数が除算器25に達
するのを禁止すると共に、これに換えて1に等し
い信号即ち除算器25が(L―R)cosφ信号を
1の係数で除算するような信号を供給する。一実
施例を図面によつて説明したが、高域通過波器
29への適宜な入力として、受信器内の適宜な検
出回路の出力を用いることができることは当業者
にとつて明らかである。上述した“高周波成分が
高レベルの期間”は変調サイクルのうちのわずか
な部分と同程度に短かいことも有り得ようし、多
くのサイクルにわたつて拡大されることも有り得
よう。
の一例と共に図示したものである。キヤパシタ3
7と抵抗器38は高域通過波器、例えば3KHz
で3dB下りを形成する。従つて、点40(ダイオ
ード41からの)に現われる信号の直流レベル
は、受信信号中に存続する高周波成分(雑音)の
函数となる。点40の信号が所定の閾値を越える
と、スイツチ回路27は、余弦位相検波器24
(cosφ+雑音)からの補正係数が除算器25に達
するのを禁止すると共に、これに換えて1に等し
い信号即ち除算器25が(L―R)cosφ信号を
1の係数で除算するような信号を供給する。一実
施例を図面によつて説明したが、高域通過波器
29への適宜な入力として、受信器内の適宜な検
出回路の出力を用いることができることは当業者
にとつて明らかである。上述した“高周波成分が
高レベルの期間”は変調サイクルのうちのわずか
な部分と同程度に短かいことも有り得ようし、多
くのサイクルにわたつて拡大されることも有り得
よう。
以上述べた通り、リミツタ(振幅制限器)17
の出力は、cos(ωct+φ)であり、余弦位相検
波器24の出力はcosφ、(L―R)同期検波器1
6の出力は、(L―R)cosφ及び除算器25の出
力は、L―Rである。
の出力は、cos(ωct+φ)であり、余弦位相検
波器24の出力はcosφ、(L―R)同期検波器1
6の出力は、(L―R)cosφ及び除算器25の出
力は、L―Rである。
これらのすべては、受信した信号において雑音
が少ないか存在しないものと考えられる。若し、
余弦位相検出器の出力は、高周波エネルギー(雑
音)の相当量を含む場合、高域通過波器29
は、スイツチ回路27を付勢する程充分強い制御
信号を出力し、除算器25から余弦位相検波器2
4を切離し、基準電圧源30を除算器に接続する
であろう。
が少ないか存在しないものと考えられる。若し、
余弦位相検出器の出力は、高周波エネルギー(雑
音)の相当量を含む場合、高域通過波器29
は、スイツチ回路27を付勢する程充分強い制御
信号を出力し、除算器25から余弦位相検波器2
4を切離し、基準電圧源30を除算器に接続する
であろう。
以上詳細に説明したように、余弦補正係数中の
雑音に基くエラーに起因して雑音性の信号が更に
劣化することを防止する手段が開示された。他の
修正、変形が可能であり、これらのすべてを特許
請求の範囲に含めることが意図されている。
雑音に基くエラーに起因して雑音性の信号が更に
劣化することを防止する手段が開示された。他の
修正、変形が可能であり、これらのすべてを特許
請求の範囲に含めることが意図されている。
以下本発明の実施の態様を列記する。
(1+L+R)cos(ωct+φ)、但しL及び
Rは情報信号、ωctはキヤリア周波数、φ=arc
tan〔(L―R)/(1+L+R)〕、の形式の信号
を復調して該L及びRに比例する信号を発生する
方法において、該信号を受信する段階と、該受信
信号を復調して(L+R)に比例する信号を発生
する段階と、該受信信号を復調して(L―R)
cosφに比例する信号を発生する段階と、該受信
信号の位相変調を検波してcosφに比例する信号
を発生する段階と、該cosφに比例する信号を
波して該信号中の高周波成分を示す信号を発生す
る段階と、基準信号を発生する段階と、該高周波
成分を示す信号が所定の閾値レベルより低いとき
は該(L―R)cosφに比例する信号を該cosφに
比例する信号で除算する段階と、該高周波成分を
示す信号が該所定の閾値レベルより高いときは該
(L―R)cosφに比例する信号を該基準信号で除
算する段階と、該(L+R)に比例する信号及び
該(L―R)cosφに比例する信号の該除算を行
つたのちの信号をマトリツクス処理してL及びR
に比例する出力信号を発生する段階を含むことを
特徴とするAMステレオ受信機の雑音防護方法。
Rは情報信号、ωctはキヤリア周波数、φ=arc
tan〔(L―R)/(1+L+R)〕、の形式の信号
を復調して該L及びRに比例する信号を発生する
方法において、該信号を受信する段階と、該受信
信号を復調して(L+R)に比例する信号を発生
する段階と、該受信信号を復調して(L―R)
cosφに比例する信号を発生する段階と、該受信
信号の位相変調を検波してcosφに比例する信号
を発生する段階と、該cosφに比例する信号を
波して該信号中の高周波成分を示す信号を発生す
る段階と、基準信号を発生する段階と、該高周波
成分を示す信号が所定の閾値レベルより低いとき
は該(L―R)cosφに比例する信号を該cosφに
比例する信号で除算する段階と、該高周波成分を
示す信号が該所定の閾値レベルより高いときは該
(L―R)cosφに比例する信号を該基準信号で除
算する段階と、該(L+R)に比例する信号及び
該(L―R)cosφに比例する信号の該除算を行
つたのちの信号をマトリツクス処理してL及びR
に比例する出力信号を発生する段階を含むことを
特徴とするAMステレオ受信機の雑音防護方法。
第1図は本発明の一実施例を適用したAMステ
レオ受信機のブロツク図、第2図は本発明の一実
施例の一部分の図である。第3図、第4図は夫々
先行技術のAMステレオシステムを示す。 11…RF段、12…IF段、13…L+R包絡
線検波器、14…マトリツクス、15…AGC検
出器、16…除算器、17…振幅制御器、18…
位相ロツク・ループ、19…位相検波器、20…
低域通過波器、21…電圧制御発振器、24…
余弦位相検波器、25…除算器、27…スイツチ
回路、29…高域通過波器、30…制御入力端
子、31…低域通過波器、33…モード・スイ
ツチ。
レオ受信機のブロツク図、第2図は本発明の一実
施例の一部分の図である。第3図、第4図は夫々
先行技術のAMステレオシステムを示す。 11…RF段、12…IF段、13…L+R包絡
線検波器、14…マトリツクス、15…AGC検
出器、16…除算器、17…振幅制御器、18…
位相ロツク・ループ、19…位相検波器、20…
低域通過波器、21…電圧制御発振器、24…
余弦位相検波器、25…除算器、27…スイツチ
回路、29…高域通過波器、30…制御入力端
子、31…低域通過波器、33…モード・スイ
ツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 (L+R)cos(ωct+φ)、但しL及びR
は第1、第2情報信号、ωtは搬送周波数、φ=
arc tan〔(L―R)/(1+L+R)〕の形を有
する信号を受信し、かつRF段、IF段、復調手
段、及びマトリツクス手段を具えたAMステレオ
受信機において、前記信号を受信して中間周波信
号を生ずるための入力回路と、入力回路に結合し
て中間周波信号の振幅変調を検波する第1復調手
段13と、入力回路に結合して(L―R)cosφ
に比例する出力を供給する第2復調手段16と、
入力回路と前記第2復調手段に結合され、角度φ
の余弦(cos)に比例する出力信号を与える補正
手段17,18,24と、前記補正手段の出力に
結合され、受信信号の低S/N比の期間にわたつ
て雑音の函数である信号を発生する高域通過波
器29と、基準電圧信号源30と、 前記第2復調手段からの出力信号を受信するよ
うに結合された除算器手段25と、 前記基準電圧信号源の基準信号及び前記補正手
段の出力信号を受信し、前記高域通過波器の出
力信号レベルに応答して前記信号の1つを除算手
段に選択的に結合させるスイツチ手段27と、を
具え、 前記除算器手段は、前記第2復調手段からの出
力信号を、前記スイツチ手段からの選択された信
号で除算するものであり、 前記スイツチ手段は、受信信号が許容S/N比
を有する場合、cosφに比例する余弦位相検波器
からの余弦補正係数を直接除算器に結合させる
か、受信信号の出力が高レベルの高周波成分を含
む場合、余弦位相検波器からの除算器への出力を
切離し、前記基準電圧信号源からの基準電圧信号
を除算器手段へ結合させて実効的に1に等しい補
正係数で除算する切換操作を行なうことを特徴と
するAMステレオ受信機。 2 前記補正手段は、振幅制限手段と、該振幅制
限手段に結合した位相ロツク・ループと、該振幅
制限手段及び該位相ロツク・ループの出力に結合
した余弦位相検波器手段とから成ることを特徴と
する特許請求の範囲第1項記載のAMステレオ受
信機。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/872,984 US4169968A (en) | 1978-01-27 | 1978-01-27 | Noise protection circuit for am stereo cosine correction factor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS54111203A JPS54111203A (en) | 1979-08-31 |
JPS6259941B2 true JPS6259941B2 (ja) | 1987-12-14 |
Family
ID=25360746
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP383379A Granted JPS54111203A (en) | 1978-01-27 | 1979-01-16 | Noise protecting circuit for am stereo cosine correction coefficient |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4169968A (ja) |
EP (1) | EP0003388B1 (ja) |
JP (1) | JPS54111203A (ja) |
BR (1) | BR7900489A (ja) |
CA (1) | CA1130389A (ja) |
DE (1) | DE2961839D1 (ja) |
HK (1) | HK39385A (ja) |
SG (1) | SG4885G (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6029251Y2 (ja) * | 1979-11-29 | 1985-09-04 | ソニー株式会社 | Amステレオ受信機 |
JPS56129447A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Multiplex signal receiver |
JPS5750145A (en) * | 1980-09-10 | 1982-03-24 | Toshiba Corp | Detection circuit for stereo identifying signal |
EP0060844A1 (en) * | 1980-09-29 | 1982-09-29 | Motorola, Inc. | Radio manual tuning circuit |
US4489431A (en) * | 1982-06-08 | 1984-12-18 | Motorola, Inc. | Signal interference protection circuit for AM stereo receiver |
US5014316A (en) * | 1990-03-21 | 1991-05-07 | Delco Electronics Corporation | Compatible quadrature amplitude modulation detector system |
US6459796B1 (en) * | 1998-06-24 | 2002-10-01 | Visteon Global Technologies, Inc. | AM stereo receiver with reduced distortion |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3068475A (en) * | 1959-10-07 | 1962-12-11 | Rca Corp | Stereophonic sound signalling system |
US3080453A (en) * | 1959-11-13 | 1963-03-05 | Rca Corp | Stereophonic sound receiver system |
NL6608507A (ja) * | 1966-06-18 | 1967-12-19 | ||
US4018994A (en) * | 1974-07-10 | 1977-04-19 | Kahn Leonard R | Compatible AM stereophonic receivers |
US4037057A (en) * | 1974-08-01 | 1977-07-19 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Noise-cancelling apparatus for FM stereo receiver |
-
1978
- 1978-01-27 US US05/872,984 patent/US4169968A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-01-03 DE DE7979300003T patent/DE2961839D1/de not_active Expired
- 1979-01-03 EP EP79300003A patent/EP0003388B1/en not_active Expired
- 1979-01-16 JP JP383379A patent/JPS54111203A/ja active Granted
- 1979-01-24 CA CA320,207A patent/CA1130389A/en not_active Expired
- 1979-01-26 BR BR7900489A patent/BR7900489A/pt unknown
-
1985
- 1985-01-19 SG SG48/85A patent/SG4885G/en unknown
- 1985-05-23 HK HK393/85A patent/HK39385A/xx unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SG4885G (en) | 1986-01-24 |
CA1130389A (en) | 1982-08-24 |
EP0003388B1 (en) | 1982-01-20 |
US4169968A (en) | 1979-10-02 |
BR7900489A (pt) | 1979-08-21 |
DE2961839D1 (en) | 1982-03-04 |
JPS54111203A (en) | 1979-08-31 |
EP0003388A1 (en) | 1979-08-08 |
HK39385A (en) | 1985-05-31 |
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