JPH0395469A - 実効値測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力電圧波形または、入力電流波形をディジ
タルサンプリングしてその実効値を測定するディジタル
サンプリング方式の実効値測定装置に関する。

〔概要〕

本発明は、ディジタルザンプリング方式の実効値測定装
置において、 サンプリングしたディジタル電圧値またはディジタル電
流値を二乗してその値をローパスフィルタを通過させて
開平することにより、 、入力波形とサンプリング周期とにずれがあってもすみ
やかに実効値を求めることができるようにするものであ
る。

〔従来の技術〕

アナログディジタル変換回路を用いて、入力電圧波形ま
たは、入力電流波形をディジタルサンプリングして実効
値を求める装置では、、入力波形の周期とサンプリング
周期とが一致しない場合に誤差が生じていた。

これを図面で説明すると、第７図に示す波形のようにζ
入力波形の周期Ｔ　ｉ　ｎがサンプリング周期ＴＡ７Ｄ
の整数倍でない場合、すなわち、ＴＩＩ，≠ｎ　−　Ｔ
Ａ７Ｉ１ （ｎ＝２．　　３．　　４・・・・） の場合、第７図のように端数が生ずる。このように端数
が生ずると電圧または電流の実効値の検出値に誤差を与
えてしまう。

このため、上記の端数による影響を小さくする方法とし
て、従来は、次のような方法があった。

■　入力波形のサンプリング周期ＴＡ／。をＴ　１ｎ　
＝　ｎ　’　ＴＡ／Ｄ となるように、ＴＡ／Ｄを調整制御する方法。

■　Ｔ（　ｈ一ｎ−ＴＡ／＋１　となるまで、、入力波
形の数サイクルにわたってサンプリングして、実効値を
演算する方法。

■　サンプリング周期ＴＡ，．を短くし、入力波形の周
期Ｔいに対する端数を極めて小さなものとしてその誤差
を小さくする方法。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、従来の■のサンプリング周期ＴＡ，。を
調整制御するため、周波数可変範囲の大きなフェーズロ
ック回路を必要として、回路構或が複雉になるとともに
高価なものとなる問題があった。

また従来の■の方法では、入力波形とサンプリング周期
とが一致するまでは、測定ができないため、測定応答時
間が長くなる問題があった。

さらに、従来の■の方法では、高速のアナロクディジタ
ル変換回路を必要として高価なものとなる問題があった
。

本発明は、上述の問題を解消するもので、サンプリンク
゛周期の調整を必要とせずに安価に構或でき、すみやか
に実効値の測定ができる実効値測定装置を提供すること
を目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、、入力された電圧波形または電流波形をザン
プリングしてアナログデイジタル変換する手段と、変換
されたディジタル電圧値またはデイジクル電流値を二乗
して順次積算する手段と、積算された電圧値または電流
値から実効値を演算する手段とを備えた実効値測定装置
において、上記アナログディジタル変換されたデイジタ
ル電圧値またはディジタル電流値の二乗された値が通過
するローパスフィルタ手段と、このローパスフィルタ手
段の出力を、入力側に帰還加算する手段と、ローパスフ
ィルタを通過した値を開平する演算手段とを備えたこと
を特徴とする。

〔作用〕

、入力電圧波形または電流波形がアナログデイジクル変
換回路で一定間隔のサンプリング周期によりサンプリン
グされてデイジクル信号に変換された電圧値または電流
値（瞬時値）は、演算回路によってつぎの演算処理がな
される。

演算回路では、まず、デイジタル電圧値またはディジタ
ル電流値の二乗を算出する。そしてこのディジタル電圧
値またはディジタル電流値の二乗値をディジタルのロー
パスフィルタを通し、この出力を入力側に帰還して加算
する。所定回のサンプリング値をローパスフィルタを通
過させてその値を開平して実効値をもとめると、複数回
のサンプリングの積算により、実効値の真値に漸近する
ので、所定回数にわたるサンプリング値を実効値として
取り出して表示する。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明実施例を説明する。

第１図は本発明一実施例の構或を示すものである。なお
、この実施例では、電圧波形をザンプリングして実効値
を測定する構或について説明する。

電流波形をサンプリングして実効値を測定する構或につ
いてはその構或および動作が同様であり、電圧を電流に
置き換えればよいため、その説明を省略する。

この実施例実効値測定装置は、入力された電圧波形をザ
ンプリングしてアナログディジタル変換する手段として
のアナログディジタル変換回路２と、このアナログディ
ジタル変換回路２で変換されたディジタル電圧値を二乗
して順次積算する手段および積算された電圧値から実効
値を演算する手段としてのディジタルシグナルプロセッ
サ３とを備えた実効値測定装置において、上記アナログ
ディジタル変換されたディジタル電圧値の二乗された値
が通過するローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２と、このロ
ーパスフィルタ手段の出力を、入力側に帰還加算する手
段としての加算器３４と、ローパスフィルタを通過した
値を開平する開平手段３３とを備えたことを特徴として
いる。

この実施例の実効値測定装置は、電圧が、入力される入
力回路１と、この入力回路１に、入力された電圧波形を
一定のサンプリング周期ＴＡ／。でザンブリングしてデ
ィジタル電圧値にアナログディジタル変換するアナログ
ディジタル変換回路２と、本発明の特徴とする演算処理
を行うディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）３と、
求めた実効値ＶＲｉｔＳを表示する表示装置４とを備え
る。

ディジタルシグナルプロセッサ３は、ザンプリングされ
たディジタル電圧値（瞬時値）の二乗を演算ずる乗算手
段３１と、この乗算された電圧値を通過するディジタル
のローパスフィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）３２と、ローパスフ
ィルタ３２を通過した演算値を開平する開平手段３３と
、ローパスフィルタ３２を通過した値を、入力側に帰還
加算する加算器３４とを備える。

なお、上記ディジタルシグナルプロセッサ３に代えて演
算処理を行うマイクロプロセッサあるいはその他の各種
演算処理装置を用いることができる。

次に本実施例の動作を第２図および第３図を参照して説
明する。第２図は本実施例の動作を示すフローヂャート
であり、第３図は本実施例の動作を説明する波形図であ
る。

入力回路１に入力された電圧波形はアナログディジタル
変換回路２で一定のサンプリング周期Ｔ　Ａ／Ｄでサン
プリングしてアナログディジタル変換する（ステップＳ
ｌ）。この、入力電圧波形をサンプリングする様子を第
３図（ａ）に示す。

次にディジタルシグナルプロセッザ３の乗算手段で、電
圧瞬時値Ｖｈを二乗する（ステップＳ２）。

この二乗した電圧値（Ｖゎ）２を第３図（ｂ）に示す。

次に演算した瞬時電圧値（Ｖｈ）２をローパスフィルタ
３２を通過させろくステップＳ３）。この瞬時電圧値（
Ｖ．＞２を通過させることにより、が演算される（ステ
ップＳ４）。そしてこのステップＳ２〜Ｓ４の処理をザ
ンプリングされた電圧値Ｖ．，について順次行って帰還
加算する。この処理により、第３図（Ｃ）に示すように
、演算された実効値の二乗の真値に次第に漸近していく
ことが理解できる。

また、求められたく実効値）２を開平手段３３で開平し
て実効値を求め（ステップＳ５）、表示装置４に実効値
Ｖ　ＲＭＳを表示する（ステップＳ６）。

次に本実施例での演算開始点の特徴について説明する。

第４図（ａ）に示すように、、入力電圧波形に対する演
算開始点が、変化する、入力電圧波形についてザンプリ
ングしているときは、前述の実効値の二乗の真値を求め
ることができる。

これに対して、第４図（ｂ）に示すように、演算開始点
では、入力電圧Ｖゎが「０」であり、この、入力電圧Ｉ
Ｖ．　　＝０の時間が非常に長いときには、、入力電圧
が「０」でなくなっても、実効値はすぐに大きくならず
、長い時間が経過しないと応答しない。そこで、本実施
例では、ローパスフィルタ３２を通過させることにより
、演算開始点を入力電圧波形が変化した点を演算開始点
とした。

このため、入力電圧波形が変化するまでは、実効値の表
示は第４図（Ｃ）に示すように、「零」であり、入力電
圧波形が変化し始めてから演算を開始する。

本実施例による実効値ＶＲＭＳの演算により、真値に収
束するまでに要する時間について説明する。

上記ローパスフィルタ３２の定数を０．　０００５、サ
ンプリング周期を１０　ｋ　Ｈｚとして、、入力信号周
波数を商ｑ １０ 用周波数（５０馳〜４００　Ｈｚ＞　とすると、ほぼ３
００００回（約３秒）程度のサンプリング数によって実
効値の真値０．　７０７に収束する。なお、この収束に
要するサンプリング数は、ローパスフィルタ３２の定数
、、入力信号周波数によって大きく異なる。

そのサンプリング数に対する得られた実効値の具体的な
数値を次の表に示す。

（以下本頁余白） 本発明による実効値の測定をシミュレーションによって
求めた例を第５図ないし第６図に示す。

このシミュレーションは真値への収束を早めるため、、
入力信号周波数とサンプリング周波数を商用周波数をザ
ンプリングするものに比べて高速なものとしている。

第５図は、サンプリング周期ＴＡ，．が、入力波形の周
期Ｔ　ｉ　ｎの整数倍でなく、端数が生ずる場合であり
、入力波形として正弦波を用い、入力信号周波数を９７
．　０８７３７９　−．　ｋ　Ｈｚ　（１０６／１０．
　３ヘルツ）、入力信号の振幅１．Ｏ　Ｖ（Ｐ−Ｐ）　
、サンプリング周期ＩＭＨｚで行った例である。このシ
ミュレーションでも、約２９ｍｓ程度、商用周波数で行
った場合には、約３秒で真値に収束することが理解でき
る。

また第６図は、ザンプリングで端数を生じない例であり
、、入力信号周期を３３３、３３ｋＨｚ（１周期で３サ
ンプル）、、入力信号の振幅１．Ｏ　Ｖ　（Ｐ−Ｐ）、
サンプリング周期をｌＭｌ｛ｚで行った例である。

この場合もほぼ２９ｍｓ程度で真値に収束できることが
理一解できる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明は、入力波形の周期とサンプ
リング周期との間にずれがあったとしても、サンプリン
グ周期の調整を必要とせずにすみやかに実効値の測定が
でき、装置を安価に構或することができる実効値測定装
置を実現できる効果がある。また、ローパスフィルタが
既或のものを利用できるため、ディジタル電圧値あるい
はディジタル電流値の積算を行うための特別の演算回路
を必要とせず安価に構戊できる利点がある。

さらに入力波形の変化に対応して実効値を測定できる効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明一実施例の構或図。 第２図は実施例の動作フローチャート。 第３図は実施例を説明する波形図。 第４図は実施例の演算開始点を説明する図。 第５図および第６図は実施例によって実効値を求めたシ
ミュレーション結果を示す図。 第７図は入力波形とサンプリング周期との間にｌ３ １４ ずれがある場合の波形図。 １・・・、入力回路、２・・・アナログデイジクル変換
回路、３・・・ディジタルシグナルプロセッサ、４・・
・表示装置、３１・・・乗算手段、３２・・・ローパス
フィルタ、３３・・・開平手段、３４・・加算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力された電圧波形または電流波形をサンプリング
   してアナログディジタル変換する手段と、変換されたデ
   ィジタル電圧値またはディジタル電流値を二乗して順次
   積算する手段と、 積算された電圧値または電流値から実効値を演算する手
   段と を備えた実効値測定装置において、 上記アナログディジタル変換されたディジタル電圧値ま
   たはディジタル電流値の二乗された値が通過するローパ
   スフィルタ手段と、 このローパスフィルタ手段の出力を入力側に帰還加算す
   る手段と、 ローパスフィルタを通過した値を開平する演算手段と を備えたことを特徴とする実効値測定装置。