JP3273861B2 - テレビジョン受信装置 - Google Patents
テレビジョン受信装置Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、自動車などの移動体に
搭載されて好適に使用されるテレビジョン受信装置に関
する。
搭載されて好適に使用されるテレビジョン受信装置に関
する。
【0002】
【従来の技術】自動車などの移動体でVHFおよびUH
Fの地上波のテレビジョン放送を受信する場合、特に市
街地では、ビルなどの構造物の反射によって発生するマ
ルチパス妨害が移動体の移動に伴って変化する。このマ
ルチパス妨害は、放送局からの直接波と前記構造物など
による反射波とが逆相となる場合に影響が大きく、また
テレビジョン放送の場合には映像信号は音声信号に比べ
て周波数帯域が広い分だけ影響を受けやすく、さらにま
た逆相となる周波数は前記広い映像周波数帯域の中で受
信位置の変化に応じて様々に変化する。
Fの地上波のテレビジョン放送を受信する場合、特に市
街地では、ビルなどの構造物の反射によって発生するマ
ルチパス妨害が移動体の移動に伴って変化する。このマ
ルチパス妨害は、放送局からの直接波と前記構造物など
による反射波とが逆相となる場合に影響が大きく、また
テレビジョン放送の場合には映像信号は音声信号に比べ
て周波数帯域が広い分だけ影響を受けやすく、さらにま
た逆相となる周波数は前記広い映像周波数帯域の中で受
信位置の変化に応じて様々に変化する。
【0003】また、受信画像に表れる影響も前記映像周
波数帯域内における逆相となる周波数で変化する。たと
えば映像搬送周波数付近で逆相となった場合、同期乱れ
や色相の変化が発生し、また色副搬送周波数付近で逆相
となった場合には色消え(白黒化)が発生する。
波数帯域内における逆相となる周波数で変化する。たと
えば映像搬送周波数付近で逆相となった場合、同期乱れ
や色相の変化が発生し、また色副搬送周波数付近で逆相
となった場合には色消え(白黒化)が発生する。
【0004】一方、このようなマルチパス妨害に対応す
る対策として典型的な従来技術では、複数のアンテナを
移動体上で相互に離間して配置し、受信状態の最も良好
なアンテナでの受信信号を再生する、いわゆるダイバシ
ティ受信方式が一般的に用いられている。
る対策として典型的な従来技術では、複数のアンテナを
移動体上で相互に離間して配置し、受信状態の最も良好
なアンテナでの受信信号を再生する、いわゆるダイバシ
ティ受信方式が一般的に用いられている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上述のような従来技術
では、表示画像にアンテナの切換えによるノイズが表れ
ないように、前記切換は垂直帰線期間である1/60秒
毎に行われる。また受信状態の判断も、3水平走査期間
程度の前記垂直帰線期間内に、各アンテナを順次的に接
続して受信レベルの最も高いアンテナを選択することに
よって実現される。
では、表示画像にアンテナの切換えによるノイズが表れ
ないように、前記切換は垂直帰線期間である1/60秒
毎に行われる。また受信状態の判断も、3水平走査期間
程度の前記垂直帰線期間内に、各アンテナを順次的に接
続して受信レベルの最も高いアンテナを選択することに
よって実現される。
【0006】したがって、そのような垂直帰線期間付近
の信号を元にしてしか判定を行うことができないので、
実際に再生されるべき映像信号での判別は行われず、た
とえば色副搬送波のマルチパス妨害による落込みで発生
する前記白黒化には効果がなく、このように選択された
アンテナが必ずしもマルチパス妨害を改善するために最
適なアンテナであるとは限らないという問題がある。
の信号を元にしてしか判定を行うことができないので、
実際に再生されるべき映像信号での判別は行われず、た
とえば色副搬送波のマルチパス妨害による落込みで発生
する前記白黒化には効果がなく、このように選択された
アンテナが必ずしもマルチパス妨害を改善するために最
適なアンテナであるとは限らないという問題がある。
【0007】本発明の目的は、マルチパス妨害による影
響を低減することができるテレビジョン受信装置を提供
することである。
響を低減することができるテレビジョン受信装置を提供
することである。
【0008】
【0009】
【0010】
【0011】
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明は、映像信号が振
幅変調されて残留側波帯方式で送信されているテレビジ
ョン放送をスプリットキャリア方式で受信する受信装置
において、映像信号系の中間周波段に介在され、該中間
周波段の伝送特性を変化する補正手段と、音声信号系に
おける中間周波信号から音声キャリアレベルを検出する
音声キャリアレベル検出手段と、前記映像信号系とは個
別に設けられ、映像信号の中間周波信号から映像キャリ
アレベルを検出する映像キャリアレベル検出手段と、前
記映像キャリアレベルと音声キャリアレベルとを相互に
比較し、その比較結果に対応して前記補正手段を制御す
る受信状態検出手段とを含むことを特徴とするテレビジ
ョン受信装置である。
幅変調されて残留側波帯方式で送信されているテレビジ
ョン放送をスプリットキャリア方式で受信する受信装置
において、映像信号系の中間周波段に介在され、該中間
周波段の伝送特性を変化する補正手段と、音声信号系に
おける中間周波信号から音声キャリアレベルを検出する
音声キャリアレベル検出手段と、前記映像信号系とは個
別に設けられ、映像信号の中間周波信号から映像キャリ
アレベルを検出する映像キャリアレベル検出手段と、前
記映像キャリアレベルと音声キャリアレベルとを相互に
比較し、その比較結果に対応して前記補正手段を制御す
る受信状態検出手段とを含むことを特徴とするテレビジ
ョン受信装置である。
【0013】また本発明は、前記受信状態に対応して、
映像信号中の予め定める狭帯域の信号成分を強調する強
調手段をさらに設けることを特徴とする。
映像信号中の予め定める狭帯域の信号成分を強調する強
調手段をさらに設けることを特徴とする。
【0014】また本発明は、映像信号が振幅変調されて
残留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送を受
信する受信装置において、アンテナ入力段から検波段ま
での伝送路に介在され、該伝送路の伝送特性を変化する
補正手段と、映像信号成分の検波出力に基づいて受信状
態を検出し、その検出結果に対応して前記補正手段を制
御する受信状態検出手段と、前記受信状態に対応して、
映像信号中の予め定める狭帯域の信号成分を強調する強
調手段とを含むことを特徴とするテレビジョン受信装置
である。
残留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送を受
信する受信装置において、アンテナ入力段から検波段ま
での伝送路に介在され、該伝送路の伝送特性を変化する
補正手段と、映像信号成分の検波出力に基づいて受信状
態を検出し、その検出結果に対応して前記補正手段を制
御する受信状態検出手段と、前記受信状態に対応して、
映像信号中の予め定める狭帯域の信号成分を強調する強
調手段とを含むことを特徴とするテレビジョン受信装置
である。
【0015】また本発明は、映像信号が振幅変調されて
残留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送の受
信装置において、中間周波段に介在され、受信チャネル
の信号成分を濾波するバンドパスフィルタと、映像信号
成分の検波出力に基づいて受信状態の程度を検出し、そ
の検出結果に対応して、中間周波信号を生成するための
局部発振信号の周波数を変化する受信状態検出手段と、
前記受信状態に対応して、映像信号の予め定める狭帯域
の信号成分を強調する強調手段とを含むことを特徴とす
るテレビジョン受信装置である。
残留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送の受
信装置において、中間周波段に介在され、受信チャネル
の信号成分を濾波するバンドパスフィルタと、映像信号
成分の検波出力に基づいて受信状態の程度を検出し、そ
の検出結果に対応して、中間周波信号を生成するための
局部発振信号の周波数を変化する受信状態検出手段と、
前記受信状態に対応して、映像信号の予め定める狭帯域
の信号成分を強調する強調手段とを含むことを特徴とす
るテレビジョン受信装置である。
【0016】
【0017】
【0018】
【0019】
【0020】
【0021】
【作用】本発明に従えば、映像信号が振幅変調されて残
留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送を、映
像信号系と音声信号系とのそれぞれに中間周波段を有す
るスプリットキャリア方式で受信するにあたって、前記
映像信号系の中間周波段には、該中間周波段の伝送特性
を変化する補正手段を設けておく。一方、音声キャリア
レベル検出手段によって検出された音声キャリアレベル
と、前記映像信号系とは個別に該映像信号の中間周波信
号を得る映像キャリアレベル検出手段からの映像キャリ
アレベルとを、受信状態検出手段において相互に比較し
て、その比較結果に対応して前記補正手段を制御する。
すなわち放送局からは、映像キャリアレベルが音声キャ
リアレベルよりも大きく送信されており、たとえばこれ
らの大小関係が逆転したときに、マルチパス妨害が発生
していると判定して、前記中間周波段に介在されるフィ
ルタなどの補正手段の伝送特性を変化する。
留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送を、映
像信号系と音声信号系とのそれぞれに中間周波段を有す
るスプリットキャリア方式で受信するにあたって、前記
映像信号系の中間周波段には、該中間周波段の伝送特性
を変化する補正手段を設けておく。一方、音声キャリア
レベル検出手段によって検出された音声キャリアレベル
と、前記映像信号系とは個別に該映像信号の中間周波信
号を得る映像キャリアレベル検出手段からの映像キャリ
アレベルとを、受信状態検出手段において相互に比較し
て、その比較結果に対応して前記補正手段を制御する。
すなわち放送局からは、映像キャリアレベルが音声キャ
リアレベルよりも大きく送信されており、たとえばこれ
らの大小関係が逆転したときに、マルチパス妨害が発生
していると判定して、前記中間周波段に介在されるフィ
ルタなどの補正手段の伝送特性を変化する。
【0022】これによって、インターキャリア方式では
映像信号がなくなると音声信号もなくなってしまい、補
正手段を制御するためのフィードバックの信号が得られ
ないのに対して、映像キャリアレベル検出手段を映像信
号系とは個別に設けているので、そのような不具合はな
く、オープンループで補正手段を制御することができ
る。
映像信号がなくなると音声信号もなくなってしまい、補
正手段を制御するためのフィードバックの信号が得られ
ないのに対して、映像キャリアレベル検出手段を映像信
号系とは個別に設けているので、そのような不具合はな
く、オープンループで補正手段を制御することができ
る。
【0023】さらにまた好ましくは、前記受信状態に対
応して、映像信号中の予め定める挟帯域の信号成分、た
とえば後述の図7のように色副搬送波付近の信号成分を
強調することによって、表示画像の白黒化なども抑える
ことができる。さらにたとえば後述の図10のように、
映像搬送周波数に関して、さらに図16のようにクロマ
信号に関して、信号成分の強調を行うことができる。
応して、映像信号中の予め定める挟帯域の信号成分、た
とえば後述の図7のように色副搬送波付近の信号成分を
強調することによって、表示画像の白黒化なども抑える
ことができる。さらにたとえば後述の図10のように、
映像搬送周波数に関して、さらに図16のようにクロマ
信号に関して、信号成分の強調を行うことができる。
【0024】本発明に従えば、映像信号が振幅変調され
て残留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送を
受信するにあたって、アンテナ入力段から検波段まで
の、たとえば同調段や中間周波段の伝送路に、該伝送路
の伝送特性を変化する補正手段を設けておき、検出手段
によって検出される映像信号成分の検波出力、たとえば
水平同期信号に基づいて受信状態を検出し、その検出結
果に対応して前記補正手段を制御する。すなわち、マル
チパス妨害が大きくなると、前記伝送路の信号が強調さ
れる。
て残留側波帯方式で送信されているテレビジョン放送を
受信するにあたって、アンテナ入力段から検波段まで
の、たとえば同調段や中間周波段の伝送路に、該伝送路
の伝送特性を変化する補正手段を設けておき、検出手段
によって検出される映像信号成分の検波出力、たとえば
水平同期信号に基づいて受信状態を検出し、その検出結
果に対応して前記補正手段を制御する。すなわち、マル
チパス妨害が大きくなると、前記伝送路の信号が強調さ
れる。
【0025】したがって、従来技術で述べたような、垂
直帰線期間などの極めて短い期間ではなく、画像期間に
おいてもマルチパス妨害を検出することができ、また一
画像期間中においても補正を行うことができるので、マ
ルチパス妨害による影響を低減することができる。
直帰線期間などの極めて短い期間ではなく、画像期間に
おいてもマルチパス妨害を検出することができ、また一
画像期間中においても補正を行うことができるので、マ
ルチパス妨害による影響を低減することができる。
【0026】
【0027】
【0028】
【0029】
【実施例】図1は、本発明の前提となる構成のテレビジ
ョン受信装置1の電気的構成を示すブロック図である。
このテレビジョン受信装置1は、残留側波帯方式で送信
されているテレビジョン放送の信号を受信するために用
いられ、アンテナ2と高周波増幅回路3との間にマルチ
パス妨害による影響を低減するための補正回路4が介在
されている。
ョン受信装置1の電気的構成を示すブロック図である。
このテレビジョン受信装置1は、残留側波帯方式で送信
されているテレビジョン放送の信号を受信するために用
いられ、アンテナ2と高周波増幅回路3との間にマルチ
パス妨害による影響を低減するための補正回路4が介在
されている。
【0030】前記補正回路4は、緩衝増幅器5と、前後
一対の切換スイッチ6,7と、前記切換スイッチ6,7
によって選択的に使用される複数のフィルタF1,F
2,…,Fnとを備えて構成されている。アンテナ2で
受信されたテレビジョン放送の受信信号は、緩衝増幅器
5において全チャネルの信号成分がそのまま増幅された
後、切換スイッチ6の共通接点に入力される。切換スイ
ッチ6,7は、それぞれ前記各フィルタF1〜Fnの入
出力端子に接続される個別接点を備えており、制御回路
8によって連動して切換制御される。フィルタF1〜F
nはそれぞれテレビジョン放送の各チャネル毎に対応し
て設けられており、各チャネルの映像搬送波周波数fv
を遮断周波数とするフィルタである。切換スイッチ6,
7によってこれらフィルタF1〜Fnのいずれかによっ
て選択的に濾波された受信信号は、同調回路11を介し
て前記高周波増幅回路3に入力される。
一対の切換スイッチ6,7と、前記切換スイッチ6,7
によって選択的に使用される複数のフィルタF1,F
2,…,Fnとを備えて構成されている。アンテナ2で
受信されたテレビジョン放送の受信信号は、緩衝増幅器
5において全チャネルの信号成分がそのまま増幅された
後、切換スイッチ6の共通接点に入力される。切換スイ
ッチ6,7は、それぞれ前記各フィルタF1〜Fnの入
出力端子に接続される個別接点を備えており、制御回路
8によって連動して切換制御される。フィルタF1〜F
nはそれぞれテレビジョン放送の各チャネル毎に対応し
て設けられており、各チャネルの映像搬送波周波数fv
を遮断周波数とするフィルタである。切換スイッチ6,
7によってこれらフィルタF1〜Fnのいずれかによっ
て選択的に濾波された受信信号は、同調回路11を介し
て前記高周波増幅回路3に入力される。
【0031】高周波増幅回路3の出力は、同調回路12
を介して混合器13に入力される。この混合器13には
また、局部発振回路14からの受信周波数に対応した局
部発振信号が入力されている。この局部発振回路14の
発振周波数および前記同調回路11,12の同調周波数
は、前記制御回路8によって制御される。
を介して混合器13に入力される。この混合器13には
また、局部発振回路14からの受信周波数に対応した局
部発振信号が入力されている。この局部発振回路14の
発振周波数および前記同調回路11,12の同調周波数
は、前記制御回路8によって制御される。
【0032】混合器13からの中間周波信号は、中間周
波増幅回路15で増幅された後、映像検波回路16に入
力される。映像検波回路16で復調された複合映像信号
は、カラー復調回路17および同期信号処理回路18に
入力される。これによって、カラー復調回路17からは
RGBの3原色の映像信号が復調されて、たとえば表示
装置19が陰極線管であるときには陰極に入力される。
また同期信号処理回路18で復調された同期信号は、前
記表示装置19のたとえば偏向コイルなどに入力され
る。
波増幅回路15で増幅された後、映像検波回路16に入
力される。映像検波回路16で復調された複合映像信号
は、カラー復調回路17および同期信号処理回路18に
入力される。これによって、カラー復調回路17からは
RGBの3原色の映像信号が復調されて、たとえば表示
装置19が陰極線管であるときには陰極に入力される。
また同期信号処理回路18で復調された同期信号は、前
記表示装置19のたとえば偏向コイルなどに入力され
る。
【0033】一方、前記映像検波回路16で抽出された
音声信号の中間周波信号は、音声中間周波増幅回路21
で増幅された後、音声検波回路22に入力される。音声
検波回路22で復調された音声信号は、音声増幅回路2
3で増幅された後、スピーカ24に与えられて音響化さ
れる。
音声信号の中間周波信号は、音声中間周波増幅回路21
で増幅された後、音声検波回路22に入力される。音声
検波回路22で復調された音声信号は、音声増幅回路2
3で増幅された後、スピーカ24に与えられて音響化さ
れる。
【0034】前記同期信号処理回路18に関連して受信
状態検出回路20が設けられており、この受信状態検出
回路20は後述するように、水平同期信号の乱れから受
信状態を検出し、その検出結果に対応した制御出力を前
記フィルタF1〜Fnに与えてその共振特性を変化させ
る。
状態検出回路20が設けられており、この受信状態検出
回路20は後述するように、水平同期信号の乱れから受
信状態を検出し、その検出結果に対応した制御出力を前
記フィルタF1〜Fnに与えてその共振特性を変化させ
る。
【0035】テレビジョン放送が前記残留側波帯方式で
送信されており、かつ図2(1)で示すように日本国内
で実施されているような上側波帯に全信号成分が含まれ
ている送信方式の場合には、前記フィルタF1〜Fnと
してハイパスフィルタ(略称HPF)FHが用いられ
る。
送信されており、かつ図2(1)で示すように日本国内
で実施されているような上側波帯に全信号成分が含まれ
ている送信方式の場合には、前記フィルタF1〜Fnと
してハイパスフィルタ(略称HPF)FHが用いられ
る。
【0036】図3(1)は、HPFFHの電気的構成を
示すブロック図である。前記切換スイッチ6からの出力
は、緩衝増幅器B1からラインK1を介してフィルタ本
体FHaに入力され、前記ラインK1に直列に介在され
るコンデンサC1と、前記ラインK1と接地ラインとの
間に介在されるインダクタL1とによって構成される共
振回路25に与えられる。この共振回路25からの出力
は、直流カット用の結合コンデンサC2からラインK2
に導出され、さらに結合コンデンサC3から緩衝増幅器
B2を介して前記スイッチ7に入力される。
示すブロック図である。前記切換スイッチ6からの出力
は、緩衝増幅器B1からラインK1を介してフィルタ本
体FHaに入力され、前記ラインK1に直列に介在され
るコンデンサC1と、前記ラインK1と接地ラインとの
間に介在されるインダクタL1とによって構成される共
振回路25に与えられる。この共振回路25からの出力
は、直流カット用の結合コンデンサC2からラインK2
に導出され、さらに結合コンデンサC3から緩衝増幅器
B2を介して前記スイッチ7に入力される。
【0037】前記ラインK2と接地ラインとの間にはま
た、直列に接続された抵抗R1およびダイオードD1が
介在されている。この抵抗R1とダイオードD1との接
続点には、高周波カット用のインダクタL2からダイオ
ードD2を介して、前記受信状態検出回路20からの制
御信号が入力される。ダイオードD1,D2は、PN接
合間に空乏層を備えるいわゆるPINダイオードであ
り、順方向電流が大きくなるほど、該PINダイオード
の等価直列抵抗rsが小さくなる性質を有する。前記受
信状態検出回路20からは、後述するようにマルチパス
妨害が強くなるほど電流値が小さくなる制御信号が入力
されている。
た、直列に接続された抵抗R1およびダイオードD1が
介在されている。この抵抗R1とダイオードD1との接
続点には、高周波カット用のインダクタL2からダイオ
ードD2を介して、前記受信状態検出回路20からの制
御信号が入力される。ダイオードD1,D2は、PN接
合間に空乏層を備えるいわゆるPINダイオードであ
り、順方向電流が大きくなるほど、該PINダイオード
の等価直列抵抗rsが小さくなる性質を有する。前記受
信状態検出回路20からは、後述するようにマルチパス
妨害が強くなるほど電流値が小さくなる制御信号が入力
されている。
【0038】したがって、マルチパス妨害が強くなるほ
ど前記ダイオードD1,D2の等価直列抵抗rsは大き
くなる。これによって、共振回路25からラインK2に
導出される共振電流は、ほぼそのまま緩衝増幅器B2に
与えられる。これに対して、マルチパス妨害が弱く、前
記制御信号の電流値が大きくなると、ダイオードD1,
D2の等価直列抵抗rsが小さくなって、その最小値の
状態では前記共振回路25の出力からほぼ抵抗R1の抵
抗値に対応した電流成分がバイパスされる。したがっ
て、HPFFHの周波数特性は、図4(1)で示すよう
に、映像搬送周波数fv付近が、基準レベルV0から、
前記ダイオードD1,D2の等価直列抵抗rsに対応し
て強調される可変共振特性を有することになる。
ど前記ダイオードD1,D2の等価直列抵抗rsは大き
くなる。これによって、共振回路25からラインK2に
導出される共振電流は、ほぼそのまま緩衝増幅器B2に
与えられる。これに対して、マルチパス妨害が弱く、前
記制御信号の電流値が大きくなると、ダイオードD1,
D2の等価直列抵抗rsが小さくなって、その最小値の
状態では前記共振回路25の出力からほぼ抵抗R1の抵
抗値に対応した電流成分がバイパスされる。したがっ
て、HPFFHの周波数特性は、図4(1)で示すよう
に、映像搬送周波数fv付近が、基準レベルV0から、
前記ダイオードD1,D2の等価直列抵抗rsに対応し
て強調される可変共振特性を有することになる。
【0039】また、テレビジョン放送が図2(2)で示
すように下側波帯に全信号成分が含まれる送信方式であ
るときには、前記フィルタF1〜Fnには、図3(2)
で示すようなローパスフィルタ(略称LPF)FLが用
いられることとなる。このLPFFLは、前記HPFF
Hに類似し、対応する部分には同一の参照符を付す。こ
のLPFFLでは、緩衝増幅器B1からの出力は、結合
コンデンサC2からラインK1を介してフィルタ本体F
Laに入力され、前記ラインK1に直列に介在されるイ
ンダクタL1aと、前記ラインK1と接地ラインとの間
に介在されるコンデンサC1aとから成る共振回路25
aに与えられる。この共振回路25aからラインK2を
介して緩衝増幅器B2に出力される信号レベルは、図4
(2)で示すように、前記映像搬送周波数fv付近が前
記ダイオードD1,D2の等価直列抵抗rsに対応して
強調される。
すように下側波帯に全信号成分が含まれる送信方式であ
るときには、前記フィルタF1〜Fnには、図3(2)
で示すようなローパスフィルタ(略称LPF)FLが用
いられることとなる。このLPFFLは、前記HPFF
Hに類似し、対応する部分には同一の参照符を付す。こ
のLPFFLでは、緩衝増幅器B1からの出力は、結合
コンデンサC2からラインK1を介してフィルタ本体F
Laに入力され、前記ラインK1に直列に介在されるイ
ンダクタL1aと、前記ラインK1と接地ラインとの間
に介在されるコンデンサC1aとから成る共振回路25
aに与えられる。この共振回路25aからラインK2を
介して緩衝増幅器B2に出力される信号レベルは、図4
(2)で示すように、前記映像搬送周波数fv付近が前
記ダイオードD1,D2の等価直列抵抗rsに対応して
強調される。
【0040】図5は、前記同期信号処理回路18および
受信状態検出回路20の具体的構成を示すブロック図で
ある。前記映像検波回路16からの複合映像信号は、同
期信号処理回路18の同期分離回路31に与えられて、
垂直同期信号と水平同期信号とが分離され、それぞれラ
イン32,33に導出される。前記垂直同期信号は、前
記ライン32から図示しない高圧回路などに与えられ
る。また水平同期信号は、ライン33から位相比較回路
34に入力される。
受信状態検出回路20の具体的構成を示すブロック図で
ある。前記映像検波回路16からの複合映像信号は、同
期信号処理回路18の同期分離回路31に与えられて、
垂直同期信号と水平同期信号とが分離され、それぞれラ
イン32,33に導出される。前記垂直同期信号は、前
記ライン32から図示しない高圧回路などに与えられ
る。また水平同期信号は、ライン33から位相比較回路
34に入力される。
【0041】前記位相比較回路34は、後述するフライ
バックトランス39の低圧巻線39aによって検出され
た水平駆動信号と、前記同期分離回路31からの水平同
期信号とを比較し、その比較結果に対応した交流の誤差
出力を導出する。この誤差出力は、LPF35によって
直流信号に平滑化され、電圧制御発振器36に入力され
る。この電圧制御発振器36は、入力電圧に対応した発
振周波数で発振を行い、その発振信号を、水平駆動回路
37を介して、高電圧を発生する水平出力回路38に与
える。水平出力回路38の出力は、前記フライバックト
ランス39を介して前記表示装置19の水平偏向コイル
などに与えられる。こうして位相比較回路34からフラ
イバックトランス39に亘る構成によって、安定した周
波数の水平同期信号を得るためのフェイズロックループ
が形成される。
バックトランス39の低圧巻線39aによって検出され
た水平駆動信号と、前記同期分離回路31からの水平同
期信号とを比較し、その比較結果に対応した交流の誤差
出力を導出する。この誤差出力は、LPF35によって
直流信号に平滑化され、電圧制御発振器36に入力され
る。この電圧制御発振器36は、入力電圧に対応した発
振周波数で発振を行い、その発振信号を、水平駆動回路
37を介して、高電圧を発生する水平出力回路38に与
える。水平出力回路38の出力は、前記フライバックト
ランス39を介して前記表示装置19の水平偏向コイル
などに与えられる。こうして位相比較回路34からフラ
イバックトランス39に亘る構成によって、安定した周
波数の水平同期信号を得るためのフェイズロックループ
が形成される。
【0042】前記LPF35からの出力はまた、受信状
態検出回路20の交流増幅回路41で増幅された後、A
M検波回路42に与えられる。これによってLPF35
からの出力電圧レベルの変化、すなわち前記フェイズロ
ックループの同期乱れの程度に対応したレベルの直流電
圧が該AM検波回路42から出力され、直流増幅回路4
3で増幅された後、出力回路44で反転されて前記フィ
ルタF1〜Fnへ出力される。したがって、この受信状
態検出回路20からは、水平同期信号の乱れに基づいて
作成された受信状態の程度を表す出力が前記制御信号と
して前記フィルタF1〜Fnに入力されて、その共振特
性が変化されることになる。
態検出回路20の交流増幅回路41で増幅された後、A
M検波回路42に与えられる。これによってLPF35
からの出力電圧レベルの変化、すなわち前記フェイズロ
ックループの同期乱れの程度に対応したレベルの直流電
圧が該AM検波回路42から出力され、直流増幅回路4
3で増幅された後、出力回路44で反転されて前記フィ
ルタF1〜Fnへ出力される。したがって、この受信状
態検出回路20からは、水平同期信号の乱れに基づいて
作成された受信状態の程度を表す出力が前記制御信号と
して前記フィルタF1〜Fnに入力されて、その共振特
性が変化されることになる。
【0043】このように本発明に従うテレビジョン受信
装置1では、従来技術で述べたような垂直帰線期間だけ
でなく、画像期間にもマルチパス妨害を検出して、その
妨害のレベルに対応してフィルタF1〜Fnの共振特性
を変化して、前記受信信号の伝送特性を補正し、前記妨
害の影響を低減するので、画像期間全般に亘ってマルチ
パス妨害による影響を低減することができる。また、受
信状態の検出に、画像の乱れに直接関係している同期信
号処理回路18のフェイズロックループの同期状態、す
なわち同期乱れの程度を検出して使用するので、さらに
マルチパス妨害による影響を低減することができる。
装置1では、従来技術で述べたような垂直帰線期間だけ
でなく、画像期間にもマルチパス妨害を検出して、その
妨害のレベルに対応してフィルタF1〜Fnの共振特性
を変化して、前記受信信号の伝送特性を補正し、前記妨
害の影響を低減するので、画像期間全般に亘ってマルチ
パス妨害による影響を低減することができる。また、受
信状態の検出に、画像の乱れに直接関係している同期信
号処理回路18のフェイズロックループの同期状態、す
なわち同期乱れの程度を検出して使用するので、さらに
マルチパス妨害による影響を低減することができる。
【0044】図6は本発明の他の前提となる構成のテレ
ビジョン受信装置51の電気的構成を示すブロック図で
あり、この構成は前述の構成に類似し、対応する部分に
は同一の参照符を付す。注目すべきはこの構成では、前
記補正回路4に代えて、フィルタ52が混合器13と中
間周波増幅回路15との間に介在されることである。し
たがって、アンテナ2からの受信信号は、同調回路11
から高周波増幅回路3に入力されて増幅された後、さら
に同調回路12を介して、受信すべき放送局の周波数帯
域付近の信号成分が混合器13に入力される。混合器1
3からの中間周波信号は、前記図2で示す送信方式に対
応して、前記図3(1)で示すようなHPFFH、また
は図3(2)で示すようなLPFFLで実現されるフィ
ルタ52を介して、中間周波増幅回路15に入力され
る。前記フィルタ52の共振特性は、前記受信状態検出
回路20からの制御信号の電流値に対応して変化され
る。
ビジョン受信装置51の電気的構成を示すブロック図で
あり、この構成は前述の構成に類似し、対応する部分に
は同一の参照符を付す。注目すべきはこの構成では、前
記補正回路4に代えて、フィルタ52が混合器13と中
間周波増幅回路15との間に介在されることである。し
たがって、アンテナ2からの受信信号は、同調回路11
から高周波増幅回路3に入力されて増幅された後、さら
に同調回路12を介して、受信すべき放送局の周波数帯
域付近の信号成分が混合器13に入力される。混合器1
3からの中間周波信号は、前記図2で示す送信方式に対
応して、前記図3(1)で示すようなHPFFH、また
は図3(2)で示すようなLPFFLで実現されるフィ
ルタ52を介して、中間周波増幅回路15に入力され
る。前記フィルタ52の共振特性は、前記受信状態検出
回路20からの制御信号の電流値に対応して変化され
る。
【0045】したがってこの構成では、スーパーヘテロ
ダイン方式で受信するにあたって、中間周波段にフィル
タ52を介在して伝送特性を補正するので、上述のテレ
ビジョン受信装置1の場合には受信すべき各チャネル毎
に必要であったフィルタF1〜Fnを、単一個とするこ
とができるとともに、切換スイッチ6,7を削減するこ
とができ、構成を簡略化することができる。また、フィ
ルタ52の濾波すべき周波数は前記フィルタF1〜Fn
に比べて低いので、前記コンデンサC1,C1aおよび
インダクタL1,L1aに共振特性の高い素子を使用す
ることができ、選択度を向上することができる。
ダイン方式で受信するにあたって、中間周波段にフィル
タ52を介在して伝送特性を補正するので、上述のテレ
ビジョン受信装置1の場合には受信すべき各チャネル毎
に必要であったフィルタF1〜Fnを、単一個とするこ
とができるとともに、切換スイッチ6,7を削減するこ
とができ、構成を簡略化することができる。また、フィ
ルタ52の濾波すべき周波数は前記フィルタF1〜Fn
に比べて低いので、前記コンデンサC1,C1aおよび
インダクタL1,L1aに共振特性の高い素子を使用す
ることができ、選択度を向上することができる。
【0046】図7は本発明の一実施例のテレビジョン受
信装置61の電気的構成を示すブロック図であり、前述
の実施例に類似し、対応する部分には同一の参照符を付
す。この実施例では、混合器13と中間周波増幅回路1
5との間に、バンドパスフィルタ(略称BPF)FB
1,FB2と、緩衝増幅器63〜65とを備える補正回
路62が介在されている。
信装置61の電気的構成を示すブロック図であり、前述
の実施例に類似し、対応する部分には同一の参照符を付
す。この実施例では、混合器13と中間周波増幅回路1
5との間に、バンドパスフィルタ(略称BPF)FB
1,FB2と、緩衝増幅器63〜65とを備える補正回
路62が介在されている。
【0047】前記混合器13からの中間周波信号は、緩
衝増幅器63を介して2つのBPFFB1,FB2に共
通に分配される。BPFFB1は、図8で示すように、
入力側の結合コンデンサC2と出力側の結合コンデンサ
C3との間のラインK11と、接地ラインとの間に、イ
ンダクタL11および相互に直列に接続されたコンデン
サC11,C12が並列に接続されて構成されている。
コンデンサC12は、印加電圧に対応してその容量が変
化する可変容量形のコンデンサであり、このコンデンサ
C12とコンデンサC11との接続点に前記受信状態検
出回路20からの制御信号が与えられる。
衝増幅器63を介して2つのBPFFB1,FB2に共
通に分配される。BPFFB1は、図8で示すように、
入力側の結合コンデンサC2と出力側の結合コンデンサ
C3との間のラインK11と、接地ラインとの間に、イ
ンダクタL11および相互に直列に接続されたコンデン
サC11,C12が並列に接続されて構成されている。
コンデンサC12は、印加電圧に対応してその容量が変
化する可変容量形のコンデンサであり、このコンデンサ
C12とコンデンサC11との接続点に前記受信状態検
出回路20からの制御信号が与えられる。
【0048】したがって、インダクタL11のインダク
タンスおよびコンデンサC11,C12の静電容量をそ
れぞれ参照符と同一で示すと、このBPFFB1の中心
周波数f01は下式で表すことができる。
タンスおよびコンデンサC11,C12の静電容量をそ
れぞれ参照符と同一で示すと、このBPFFB1の中心
周波数f01は下式で表すことができる。
【0049】
【数1】
【0050】前記BPFFB1の周波数特性は、図9
(1)において参照符α1で示され、局部発振回路14
の発振周波数をfL とすると、マルチパス妨害が発生し
ていない状態で、中心周波数f01は、f01=fL −fv
−1MHzとなるように選ばれている。
(1)において参照符α1で示され、局部発振回路14
の発振周波数をfL とすると、マルチパス妨害が発生し
ていない状態で、中心周波数f01は、f01=fL −fv
−1MHzとなるように選ばれている。
【0051】またBPFFB2は、前記BPFFB1の
コンデンサC12に静電容量が一定のコンデンサが使用
されて構成されており、その周波数特性は前記図9
(1)において参照符α2で示され、その中心周波数f
02は、色副搬送周波数をfcとすると、f02=fL −f
cに選ばれる。
コンデンサC12に静電容量が一定のコンデンサが使用
されて構成されており、その周波数特性は前記図9
(1)において参照符α2で示され、その中心周波数f
02は、色副搬送周波数をfcとすると、f02=fL −f
cに選ばれる。
【0052】BPFFB1,FB2からの出力は、それ
ぞれ緩衝増幅器64,65で増幅された後、相互に加算
されて合成され、中間周波増幅回路15に入力される。
したがって、緩衝増幅器64,65の利得が相互に等し
いときには、補正回路62の周波数特性は参照符α3で
示すようになる。
ぞれ緩衝増幅器64,65で増幅された後、相互に加算
されて合成され、中間周波増幅回路15に入力される。
したがって、緩衝増幅器64,65の利得が相互に等し
いときには、補正回路62の周波数特性は参照符α3で
示すようになる。
【0053】上述のように構成された補正回路62にお
いて、マルチパス妨害が大きくなると、前記受信状態検
出回路20からの制御信号の電流値が小さくなり、その
電流値の最小値で、BPFFB1の周波数特性は、図9
(2)において参照符α1aで示すように、中心周波数
がf01aにシフトする。この中心周波数f01aは、マル
チパス妨害が発生していない状態でのBPFFB1のピ
ーク値出力V1の1/2となるf01a=fL −fvに選
ばれる。緩衝増幅器64,65の利得が相互に等しいと
きには、この状態での補正回路62の周波数特性は参照
符α3aで示すようになる。
いて、マルチパス妨害が大きくなると、前記受信状態検
出回路20からの制御信号の電流値が小さくなり、その
電流値の最小値で、BPFFB1の周波数特性は、図9
(2)において参照符α1aで示すように、中心周波数
がf01aにシフトする。この中心周波数f01aは、マル
チパス妨害が発生していない状態でのBPFFB1のピ
ーク値出力V1の1/2となるf01a=fL −fvに選
ばれる。緩衝増幅器64,65の利得が相互に等しいと
きには、この状態での補正回路62の周波数特性は参照
符α3aで示すようになる。
【0054】これによって、映像搬送周波数fv付近で
の遮断周波数が高周波側に偏位し、上述の各実施例にお
ける共振レベルを増大した場合と、等価となる。このよ
うに前述の実施例のように共振特性を変化する代りに、
遮断周波数を変化することによっても、マルチパス妨害
による影響を低減することができる。また、前記BPF
FB1として下側波帯成分を除去するためのフィルタを
兼用することができ、部品点数を削減することができ
る。
の遮断周波数が高周波側に偏位し、上述の各実施例にお
ける共振レベルを増大した場合と、等価となる。このよ
うに前述の実施例のように共振特性を変化する代りに、
遮断周波数を変化することによっても、マルチパス妨害
による影響を低減することができる。また、前記BPF
FB1として下側波帯成分を除去するためのフィルタを
兼用することができ、部品点数を削減することができ
る。
【0055】なお、上述の実施例では、送信方式が上側
波帯に全信号成分を含む場合について説明したけれど
も、下側波帯に全信号成分を含む場合にも同様に、映像
搬送周波数fv側のBPFFB2が、マルチパス妨害の
発生しているときには、その中心周波数f02を低周波側
に偏位することによって、同様の動作を実現することが
できる。
波帯に全信号成分を含む場合について説明したけれど
も、下側波帯に全信号成分を含む場合にも同様に、映像
搬送周波数fv側のBPFFB2が、マルチパス妨害の
発生しているときには、その中心周波数f02を低周波側
に偏位することによって、同様の動作を実現することが
できる。
【0056】図10は本発明の他の実施例のテレビジョ
ン受信装置71の電気的構成を示すブロック図であり、
この実施例は前述のテレビジョン受信装置61に類似
し、対応する部分には同一の参照符を付す。この実施例
では、前記補正回路62と同様に、混合器13と中間周
波増幅回路15との間に、補正回路72が介在されてい
る。
ン受信装置71の電気的構成を示すブロック図であり、
この実施例は前述のテレビジョン受信装置61に類似
し、対応する部分には同一の参照符を付す。この実施例
では、前記補正回路62と同様に、混合器13と中間周
波増幅回路15との間に、補正回路72が介在されてい
る。
【0057】前記補正回路72は、中心周波数が一定の
2つのBPFFB11,FB12と、レベル補償回路7
3と、増幅器74,75とを備えて構成されている。入
力された中間周波信号は、BPFFB11で受信すべき
放送の中間周波信号の全成分が抽出され、緩衝増幅器7
4で増幅された後、レベル補償回路73およびBPFF
B12に共通に分配される。したがって、前記BPFF
B11の周波数特性は、図11(1)に示すように、ほ
ぼ音声搬送周波数fsから映像搬送周波数fv近傍まで
の濾波特性を有する。
2つのBPFFB11,FB12と、レベル補償回路7
3と、増幅器74,75とを備えて構成されている。入
力された中間周波信号は、BPFFB11で受信すべき
放送の中間周波信号の全成分が抽出され、緩衝増幅器7
4で増幅された後、レベル補償回路73およびBPFF
B12に共通に分配される。したがって、前記BPFF
B11の周波数特性は、図11(1)に示すように、ほ
ぼ音声搬送周波数fsから映像搬送周波数fv近傍まで
の濾波特性を有する。
【0058】これに対してBPFFB12は、図11
(2)で示すように、前記映像搬送周波数fvを中心周
波数とし、先鋭な濾波特性を有する。BPFFB12か
らの出力は、前記受信状態検出回路20からの制御信号
に応答して利得が変化される可変利得増幅器75を介し
て、前記レベル補償回路73からの出力と加算されて合
成された後、前記中間周波増幅回路15に入力される。
(2)で示すように、前記映像搬送周波数fvを中心周
波数とし、先鋭な濾波特性を有する。BPFFB12か
らの出力は、前記受信状態検出回路20からの制御信号
に応答して利得が変化される可変利得増幅器75を介し
て、前記レベル補償回路73からの出力と加算されて合
成された後、前記中間周波増幅回路15に入力される。
【0059】レベル補償回路73からの出力レベルを変
化することによって、図11(3)において参照符V1
1で示す前記BPFFB11の濾波信号に対するレベル
を調整することができ、また可変利得増幅器75の利得
を変化することによって、前記映像搬送周波数fv付近
の利得を増加することができる。これによってもまた、
中間周波信号の伝送特性を変化させて、マルチパス妨害
による影響を低減することができる。
化することによって、図11(3)において参照符V1
1で示す前記BPFFB11の濾波信号に対するレベル
を調整することができ、また可変利得増幅器75の利得
を変化することによって、前記映像搬送周波数fv付近
の利得を増加することができる。これによってもまた、
中間周波信号の伝送特性を変化させて、マルチパス妨害
による影響を低減することができる。
【0060】図12は本発明のさらに他の実施例のテレ
ビジョン受信装置81の電気的構成を示すブロック図で
あり、前述の実施例に対応する部分には、同一の参照符
を付す。注目すべきはこの実施例は、第1段目の局部発
振回路82および混合器83と、第2段目の局部発振回
路84および混合器85とを備え、音声信号の復調およ
びマルチパス妨害の検出を、いわゆるダブルスーパヘテ
ロダイン方式で行うようにした受信装置である。
ビジョン受信装置81の電気的構成を示すブロック図で
あり、前述の実施例に対応する部分には、同一の参照符
を付す。注目すべきはこの実施例は、第1段目の局部発
振回路82および混合器83と、第2段目の局部発振回
路84および混合器85とを備え、音声信号の復調およ
びマルチパス妨害の検出を、いわゆるダブルスーパヘテ
ロダイン方式で行うようにした受信装置である。
【0061】アンテナ2の受信信号は、同調回路11、
高周波増幅回路3および同調回路12を介して第1の混
合器83に入力され、第1の局部発振回路82からの周
波数fLO1 の第1の局部発振信号と混合された後、BP
FFB21に入力される。このBPFFB21は、図1
3(1)で示すように、ほぼ周波数fis=fLo1 −f
sからfiv=fLO1 −fvの通過帯域を有し、すなわ
ち所望とするチャネルの映像信号に対応した中間周波信
号を濾波する。その濾波出力は、共振特性が変化可能な
前記フィルタ52でマルチパス妨害の補正が行われた
後、映像中間周波増幅回路86を介して、前記映像検波
回路16に与えられる。
高周波増幅回路3および同調回路12を介して第1の混
合器83に入力され、第1の局部発振回路82からの周
波数fLO1 の第1の局部発振信号と混合された後、BP
FFB21に入力される。このBPFFB21は、図1
3(1)で示すように、ほぼ周波数fis=fLo1 −f
sからfiv=fLO1 −fvの通過帯域を有し、すなわ
ち所望とするチャネルの映像信号に対応した中間周波信
号を濾波する。その濾波出力は、共振特性が変化可能な
前記フィルタ52でマルチパス妨害の補正が行われた
後、映像中間周波増幅回路86を介して、前記映像検波
回路16に与えられる。
【0062】また、前記混合器83からの中間周波信号
は、BPFFB22を介して第2の混合器85に入力さ
れる。BPFFB22は、2つのBPFが並列に組合わ
せられて構成されており、図13(2)で示すように周
波数fisと、周波数fivとの2つの中心周波数を有
する。ただし、高域側の通過帯域幅はBPFFB21よ
りも狭く選ばれている。したがって、このBPFFB2
2からは、映像搬送波と、音声搬送波との2つの中間周
波成分が濾波されて出力される。
は、BPFFB22を介して第2の混合器85に入力さ
れる。BPFFB22は、2つのBPFが並列に組合わ
せられて構成されており、図13(2)で示すように周
波数fisと、周波数fivとの2つの中心周波数を有
する。ただし、高域側の通過帯域幅はBPFFB21よ
りも狭く選ばれている。したがって、このBPFFB2
2からは、映像搬送波と、音声搬送波との2つの中間周
波成分が濾波されて出力される。
【0063】このBPFFB22からの出力は、第2の
混合器85において、第2の局部発振回路84からの周
波数fLO2 の局部発振信号と混合された後、BPFFB
23,FB24に共通に出力される。BPFFB23
は、水平同期周波数である15750Hzの10倍程度
の濾波帯域幅を有し、これによって水平同期信号成分を
濾波する。このBPFFB23の出力は、映像第2中間
周波増幅回路87を介して、映像キャリアレベル検波回
路88に入力されて、前記水平同期信号成分から映像キ
ャリアレベルが検出される。
混合器85において、第2の局部発振回路84からの周
波数fLO2 の局部発振信号と混合された後、BPFFB
23,FB24に共通に出力される。BPFFB23
は、水平同期周波数である15750Hzの10倍程度
の濾波帯域幅を有し、これによって水平同期信号成分を
濾波する。このBPFFB23の出力は、映像第2中間
周波増幅回路87を介して、映像キャリアレベル検波回
路88に入力されて、前記水平同期信号成分から映像キ
ャリアレベルが検出される。
【0064】これに対して、前記BPFFB24の濾波
帯域は、ほぼ復調後の音声信号帯域幅に対応しており、
その濾波出力は、音声第2中間周波増幅回路89を介し
て前記音声検波回路22に与えられるとともに、音声キ
ャリアレベル検波回路90に入力されてキャリアレベル
が検出される。
帯域は、ほぼ復調後の音声信号帯域幅に対応しており、
その濾波出力は、音声第2中間周波増幅回路89を介し
て前記音声検波回路22に与えられるとともに、音声キ
ャリアレベル検波回路90に入力されてキャリアレベル
が検出される。
【0065】前記映像キャリアレベル検波回路88およ
び音声キャリアレベル検波回路90の検出結果は、受信
状態検出回路80に入力されている。この受信状態検出
回路80は、映像キャリアレベルV51と、音声キャリ
アレベルV52とを比較し、音声キャリアレベルV52
が大きくなるほど、前記フィルタ52への制御信号の電
流値を小さくする。すなわち、このテレビジョン受信装
置81では、放送局からは、たとえば映像出力が10K
Wに対して音声出力が5KWのように映像出力が音声出
力よりも大きい出力で送信されていることを利用して、
両者のキャリアレベルが逆転したことを検出して、マル
チパス妨害を検出する。
び音声キャリアレベル検波回路90の検出結果は、受信
状態検出回路80に入力されている。この受信状態検出
回路80は、映像キャリアレベルV51と、音声キャリ
アレベルV52とを比較し、音声キャリアレベルV52
が大きくなるほど、前記フィルタ52への制御信号の電
流値を小さくする。すなわち、このテレビジョン受信装
置81では、放送局からは、たとえば映像出力が10K
Wに対して音声出力が5KWのように映像出力が音声出
力よりも大きい出力で送信されていることを利用して、
両者のキャリアレベルが逆転したことを検出して、マル
チパス妨害を検出する。
【0066】また、第2の局部発振回路84および混合
器85によって音声信号の中間周波を得て、第1の局部
発振回路82および混合器83によって映像信号の中間
周波を得る、いわゆるスプリットキャリア方式を用い、
さらに前記映像信号のための系とは個別に前記第2の混
合器の出力から映像信号の中間周波を得て、前記音声信
号の中間周波と比較するので、映像信号へのマルチパス
妨害の影響が大きく、上述の各構成および実施例のよう
な、いわゆるインターキャリア方式では、表示装置19
に表示される画面および音声出力が消えてしまう場合で
も、本実施例では音声信号成分を再生することができる
とともに、受信状態検出回路80が映像キャリアレベル
と音声キャリアレベルとに応じて、いわゆるオープンル
ープで補正を行うので、上述のように映像信号が消えて
しまって、受信画像の閉ループによる補正を行うことが
できなくなるような場合でも、受信画像を補正すること
ができる。
器85によって音声信号の中間周波を得て、第1の局部
発振回路82および混合器83によって映像信号の中間
周波を得る、いわゆるスプリットキャリア方式を用い、
さらに前記映像信号のための系とは個別に前記第2の混
合器の出力から映像信号の中間周波を得て、前記音声信
号の中間周波と比較するので、映像信号へのマルチパス
妨害の影響が大きく、上述の各構成および実施例のよう
な、いわゆるインターキャリア方式では、表示装置19
に表示される画面および音声出力が消えてしまう場合で
も、本実施例では音声信号成分を再生することができる
とともに、受信状態検出回路80が映像キャリアレベル
と音声キャリアレベルとに応じて、いわゆるオープンル
ープで補正を行うので、上述のように映像信号が消えて
しまって、受信画像の閉ループによる補正を行うことが
できなくなるような場合でも、受信画像を補正すること
ができる。
【0067】図14は本発明の他の実施例のテレビジョ
ン受信装置91の電気的構成を示すブロック図であり、
この実施例は前述の図6で示す構成に類似し、対応する
部分には同一の参照符を付す。この実施例では、混合器
13と、中間周波増幅回路15との間には、濾波帯域が
一定のBPFから成るフィルタ92が設けられている。
一方、前記受信状態検出回路20からの出力は発振回路
93に与えられており、この発振回路93は、受信状態
の検出結果に対応した周波数Δfの発振信号を出力す
る。発振回路93からの発振信号は、混合器94におい
て、局部発振回路14からの周波数fL の局部発振信号
と混合されて混合器13に与えられる。
ン受信装置91の電気的構成を示すブロック図であり、
この実施例は前述の図6で示す構成に類似し、対応する
部分には同一の参照符を付す。この実施例では、混合器
13と、中間周波増幅回路15との間には、濾波帯域が
一定のBPFから成るフィルタ92が設けられている。
一方、前記受信状態検出回路20からの出力は発振回路
93に与えられており、この発振回路93は、受信状態
の検出結果に対応した周波数Δfの発振信号を出力す
る。発振回路93からの発振信号は、混合器94におい
て、局部発振回路14からの周波数fL の局部発振信号
と混合されて混合器13に与えられる。
【0068】したがって、フィルタ92からの出力は、
マルチパス妨害が発生していないときには図15(1)
で示す特性であるのに対して、マルチパス妨害が発生す
るとその妨害の大きさに対応した周波数Δfだけ混合器
94からの局部発振信号の周波数が低くなり、図15
(2)で示すように変化する。すなわち上述の各実施例
では、マルチパス妨害に対してフィルタの共振特性など
の伝送特性を変化させているのに対して、本実施例では
フィルタの特性は一定とし、これに入力される中間周波
信号の周波数を偏位させることによって、等価的にフィ
ルタの共振特性の変化に対応させている。この場合に
は、前記フィルタ92には、残留側波帯をカットするた
めに設けられているフィルタを使用することができ、簡
便な構造で実現することができる。
マルチパス妨害が発生していないときには図15(1)
で示す特性であるのに対して、マルチパス妨害が発生す
るとその妨害の大きさに対応した周波数Δfだけ混合器
94からの局部発振信号の周波数が低くなり、図15
(2)で示すように変化する。すなわち上述の各実施例
では、マルチパス妨害に対してフィルタの共振特性など
の伝送特性を変化させているのに対して、本実施例では
フィルタの特性は一定とし、これに入力される中間周波
信号の周波数を偏位させることによって、等価的にフィ
ルタの共振特性の変化に対応させている。この場合に
は、前記フィルタ92には、残留側波帯をカットするた
めに設けられているフィルタを使用することができ、簡
便な構造で実現することができる。
【0069】図16は本発明のさらに他の実施例のテレ
ビジョン受信装置101の電気的構成を示すブロック図
であり、前述の構成および実施例に対応する部分には同
一の参照符を付す。この実施例では、フィルタ52から
の中間周波信号は、レベル補償回路102を介して中間
周波増幅回路15に入力される。また、前記フィルタ5
2からの中間周波信号は、中間周波増幅回路103から
映像検波回路104を介して、カラー復調回路105に
入力される。
ビジョン受信装置101の電気的構成を示すブロック図
であり、前述の構成および実施例に対応する部分には同
一の参照符を付す。この実施例では、フィルタ52から
の中間周波信号は、レベル補償回路102を介して中間
周波増幅回路15に入力される。また、前記フィルタ5
2からの中間周波信号は、中間周波増幅回路103から
映像検波回路104を介して、カラー復調回路105に
入力される。
【0070】さらにまた、前記フィルタ52からの中間
周波信号は、BPFFB3を介して可変利得増幅器10
6に与えられる。前記BPFFB3は、中間周波信号の
色信号帯域を濾波して出力する。可変利得増幅器106
は、前記カラー復調回路105からの出力に対応した利
得で、前記BPFFB3からの出力を増幅する。この可
変利得増幅器106からの出力は、前記レベル補償回路
102からの出力と加算されて合成され、前記中間周波
増幅回路15に入力される。
周波信号は、BPFFB3を介して可変利得増幅器10
6に与えられる。前記BPFFB3は、中間周波信号の
色信号帯域を濾波して出力する。可変利得増幅器106
は、前記カラー復調回路105からの出力に対応した利
得で、前記BPFFB3からの出力を増幅する。この可
変利得増幅器106からの出力は、前記レベル補償回路
102からの出力と加算されて合成され、前記中間周波
増幅回路15に入力される。
【0071】こうして可変利得増幅器106からは、い
わゆるオートマチッククロマコントロールによって得ら
れたクロマ信号が出力されることになり、マルチパス妨
害によってクロマ信号が十分に得られなかったときに
は、そのクロマ信号も補償することができる。
わゆるオートマチッククロマコントロールによって得ら
れたクロマ信号が出力されることになり、マルチパス妨
害によってクロマ信号が十分に得られなかったときに
は、そのクロマ信号も補償することができる。
【0072】図17は本発明の他の実施例のフィルタ1
11の電気的構成を示すブロック図であり、前述の図3
(2)で示すLPFFLに類似し、対応する部分には同
一の参照符を付す。前述のLPFFLは、受信状態検出
回路20から出力されるマルチパス妨害の状態に対応し
た電流値の制御信号に対応して、共振特性が連続して変
化されたけれども、この実施例では、前記共振特性は段
階的に変化される。
11の電気的構成を示すブロック図であり、前述の図3
(2)で示すLPFFLに類似し、対応する部分には同
一の参照符を付す。前述のLPFFLは、受信状態検出
回路20から出力されるマルチパス妨害の状態に対応し
た電流値の制御信号に対応して、共振特性が連続して変
化されたけれども、この実施例では、前記共振特性は段
階的に変化される。
【0073】したがって、フィルタ本体112内におい
て、前記共振回路25aからの出力ラインK2と、接地
ラインとの間には、複数の抵抗R31〜R33と、これ
らの抵抗R31〜R33に個別的に対応するダイオード
D31〜D33とから成る直列回路が、相互に並列とな
るように介在されている。前記各抵抗R31〜R33
と、ダイオードD31〜D33との接続点には、各比較
器J1〜J3からの出力が、電流制限抵抗R41〜R4
3および広域カット用のインダクタL31〜L33をそ
れぞれ介して与えられる。各抵抗R41〜R43と、イ
ンダクタL31〜L33との接続点は、それぞれ高周波
バイパス用のコンデンサC31〜C33を介して接地さ
れている。
て、前記共振回路25aからの出力ラインK2と、接地
ラインとの間には、複数の抵抗R31〜R33と、これ
らの抵抗R31〜R33に個別的に対応するダイオード
D31〜D33とから成る直列回路が、相互に並列とな
るように介在されている。前記各抵抗R31〜R33
と、ダイオードD31〜D33との接続点には、各比較
器J1〜J3からの出力が、電流制限抵抗R41〜R4
3および広域カット用のインダクタL31〜L33をそ
れぞれ介して与えられる。各抵抗R41〜R43と、イ
ンダクタL31〜L33との接続点は、それぞれ高周波
バイパス用のコンデンサC31〜C33を介して接地さ
れている。
【0074】前記各比較器J1〜J3の非反転入力端子
には、ハイレベルの電源ライン+Bと、接地ラインとの
間に直列に介在された分圧抵抗R41〜R44によって
作成された閾値電圧VTh1〜VTh3がそれぞれ印加
されている。また、各比較器J1〜J3の反転入力端子
には、それぞれ受信状態検出回路20からマルチパス妨
害の状態に対応したレベルの電圧が印加される。
には、ハイレベルの電源ライン+Bと、接地ラインとの
間に直列に介在された分圧抵抗R41〜R44によって
作成された閾値電圧VTh1〜VTh3がそれぞれ印加
されている。また、各比較器J1〜J3の反転入力端子
には、それぞれ受信状態検出回路20からマルチパス妨
害の状態に対応したレベルの電圧が印加される。
【0075】したがって、受信状態検出回路20から各
比較器J1〜J3の反転入力端子に与えられる電圧レベ
ルが図18(1)で示すように上昇してゆくとき、まず
前記閾値電圧VTh1以上となると、図18(2)で示
すように比較器J1がハイレベルの出力を導出し、これ
によってダイオードD31が導通する。さらに上昇して
ゆくと、閾値電圧VTh2以上で比較器J2が、閾値電
圧VTh3以上で比較器J3がそれぞれハイレベルの出
力を導出し、ダイオードD32,D33を導通させてゆ
く。このように、ダイオードD31〜D33が導通して
ゆくことによって、ラインK2と接地ラインとの間の抵
抗値は小さくなってゆき、共振特性が小さくなってゆ
く。このようにして、段階的にフィルタの共振特性を変
化するようにしてもよい。
比較器J1〜J3の反転入力端子に与えられる電圧レベ
ルが図18(1)で示すように上昇してゆくとき、まず
前記閾値電圧VTh1以上となると、図18(2)で示
すように比較器J1がハイレベルの出力を導出し、これ
によってダイオードD31が導通する。さらに上昇して
ゆくと、閾値電圧VTh2以上で比較器J2が、閾値電
圧VTh3以上で比較器J3がそれぞれハイレベルの出
力を導出し、ダイオードD32,D33を導通させてゆ
く。このように、ダイオードD31〜D33が導通して
ゆくことによって、ラインK2と接地ラインとの間の抵
抗値は小さくなってゆき、共振特性が小さくなってゆ
く。このようにして、段階的にフィルタの共振特性を変
化するようにしてもよい。
【0076】
【0077】
【0078】
【0079】
【発明の効果】本発明によれば、テレビジョン放送を、
映像信号系と音声信号系とのそれぞれに中間周波段を有
するスプリットキャリア方式で受信するにあたって、前
記映像信号系の中間周波段に補正手段を設けておき、検
出された音声キャリアレベルと、前記映像信号系とは個
別に設けた映像信号の中間周波信号を得る映像キャリア
レベル検出手段からの映像キャリアレベルとの比較結果
に対応して前記補正手段を制御するので、映像キャリア
レベルが音声キャリアレベルよりも大きく送信されてい
るにもかかわらず、これらの大小関係が逆転したときに
マルチパス妨害が発生していると判定して、前記中間周
波段に介在されるフィルタなどの補正手段の伝送特性を
変化する。
映像信号系と音声信号系とのそれぞれに中間周波段を有
するスプリットキャリア方式で受信するにあたって、前
記映像信号系の中間周波段に補正手段を設けておき、検
出された音声キャリアレベルと、前記映像信号系とは個
別に設けた映像信号の中間周波信号を得る映像キャリア
レベル検出手段からの映像キャリアレベルとの比較結果
に対応して前記補正手段を制御するので、映像キャリア
レベルが音声キャリアレベルよりも大きく送信されてい
るにもかかわらず、これらの大小関係が逆転したときに
マルチパス妨害が発生していると判定して、前記中間周
波段に介在されるフィルタなどの補正手段の伝送特性を
変化する。
【0080】これによって、インターキャリア方式では
映像信号がなくなると、音声信号もなくなってしまい、
補正手段を制御するためのフィードバックの信号が得ら
れないのに対して、映像キャリアレベル検出手段を映像
信号系とは個別に設けているので、そのような不具合は
なく、オープンループで補正手段を制御することができ
る。
映像信号がなくなると、音声信号もなくなってしまい、
補正手段を制御するためのフィードバックの信号が得ら
れないのに対して、映像キャリアレベル検出手段を映像
信号系とは個別に設けているので、そのような不具合は
なく、オープンループで補正手段を制御することができ
る。
【0081】さらにまた好ましくは、前記受信状態に対
応して、映像信号中の予め定める挟帯域の信号成分、た
とえば色副搬送波付近の信号成分を強調するので、この
場合には表示画像の白黒化なども抑えることができる。
またたとえば映像搬送周波数、クロマ信号などに関して
も同様に強調することができる。
応して、映像信号中の予め定める挟帯域の信号成分、た
とえば色副搬送波付近の信号成分を強調するので、この
場合には表示画像の白黒化なども抑えることができる。
またたとえば映像搬送周波数、クロマ信号などに関して
も同様に強調することができる。
【0082】また本発明によれば、アンテナ入力段から
検波段までの、たとえば同調段や中間周波段の伝送路に
伝送特性を変化する補正手段を設けておき、たとえば水
平同期信号などの映像信号成分の検波出力に対応して前
記補正手段を制御して、マルチパス妨害が大きくなる
と、前記伝送路の信号を強調するので、垂直帰線期間な
どの極めて短い期間ではなく、画像期間においてもマル
チパス妨害を検出することができ、また一画像期間中に
おいても補正を行うことができるので、マルチパス妨害
による影響を低減することができる。
検波段までの、たとえば同調段や中間周波段の伝送路に
伝送特性を変化する補正手段を設けておき、たとえば水
平同期信号などの映像信号成分の検波出力に対応して前
記補正手段を制御して、マルチパス妨害が大きくなる
と、前記伝送路の信号を強調するので、垂直帰線期間な
どの極めて短い期間ではなく、画像期間においてもマル
チパス妨害を検出することができ、また一画像期間中に
おいても補正を行うことができるので、マルチパス妨害
による影響を低減することができる。
【0083】
【0084】
【0085】
【図1】本発明の前提となる構成のテレビジョン受信装
置1の電気的構成を示すブロックである。
置1の電気的構成を示すブロックである。
【図2】テレビジョン放送の送信方式を説明するための
周波数スペクトラムを示す図である。
周波数スペクトラムを示す図である。
【図3】前記テレビジョン受信装置1に用いられるフィ
ルタF1〜Fnの具体的構成を示すブロック図である。
ルタF1〜Fnの具体的構成を示すブロック図である。
【図4】前記フィルタF1〜Fnの周波数特性を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図5】同期信号処理回路18および受信状態検出回路
20の具体的構成を示すブロック図である。
20の具体的構成を示すブロック図である。
【図6】本発明の他の前提となる構成のテレビジョン受
信装置51の電気的構成を示すブロック図である。
信装置51の電気的構成を示すブロック図である。
【図7】本発明の一実施例のテレビジョン受信装置61
の電気的構成を示すブロック図である。
の電気的構成を示すブロック図である。
【図8】前記テレビジョン受信装置61に用いられるB
PFFB1の具体的構成を示す電気回路図である。
PFFB1の具体的構成を示す電気回路図である。
【図9】前記テレビジョン受信装置61の補正回路62
の周波数特性を示す図である。
の周波数特性を示す図である。
【図10】本発明の他の実施例のテレビジョン受信装置
71の電気的構成を示すブロック図である。
71の電気的構成を示すブロック図である。
【図11】前記テレビジョン受信装置71に用いられる
補正回路72の周波数特性を示す図である。
補正回路72の周波数特性を示す図である。
【図12】本発明のさらに他の実施例のテレビジョン受
信装置81の電気的構成を示すブロック図である。
信装置81の電気的構成を示すブロック図である。
【図13】前記テレビジョン受信装置81に用いられる
BPFFB21,FB22の周波数特性を示す図であ
る。
BPFFB21,FB22の周波数特性を示す図であ
る。
【図14】本発明の他の実施例のテレビジョン受信装置
91の電気的構成を示すブロック図である。
91の電気的構成を示すブロック図である。
【図15】前記テレビジョン受信装置91の動作を説明
するための図である。
するための図である。
【図16】本発明のさらに他の実施例のテレビジョン受
信装置101の電気的構成を示すブロック図である。
信装置101の電気的構成を示すブロック図である。
【図17】本発明の他の実施例のフィルタ111の電気
回路図である。
回路図である。
【図18】前記フィルタ111の動作を説明するための
図である。
図である。
1,51,61,71,81,91,101 テレビジ
ョン受信装置 4,62,72 補正回路 6,7 切換スイッチ 8 制御回路 13;83,85;94 混合器 14;82,84 局部発振回路 16 映像検波回路 20,80 受信状態検出回路 52,92,111,F1〜Fn フィルタ 73,102 レベル補償回路 75,106 可変利得増幅器 FB1,FB2;FB11,FB12;FB21〜FB
24 BPF FL LPF FH HPF
ョン受信装置 4,62,72 補正回路 6,7 切換スイッチ 8 制御回路 13;83,85;94 混合器 14;82,84 局部発振回路 16 映像検波回路 20,80 受信状態検出回路 52,92,111,F1〜Fn フィルタ 73,102 レベル補償回路 75,106 可変利得増幅器 FB1,FB2;FB11,FB12;FB21〜FB
24 BPF FL LPF FH HPF
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04B 1/10 H04B 7/005 H04B 7/26 H04N 5/60
Claims (4)
- 【請求項1】 映像信号が振幅変調されて残留側波帯方
式で送信されているテレビジョン放送をスプリットキャ
リア方式で受信する受信装置において、 映像信号系の中間周波段に介在され、該中間周波段の伝
送特性を変化する補正手段と、 音声信号系における中間周波信号から音声キャリアレベ
ルを検出する音声キャリアレベル検出手段と、 前記映像信号系とは個別に設けられ、映像信号の中間周
波信号から映像キャリアレベルを検出する映像キャリア
レベル検出手段と、 前記映像キャリアレベルと音声キャリアレベルとを相互
に比較し、その比較結果に対応して前記補正手段を制御
する受信状態検出手段とを含むことを特徴とするテレビ
ジョン受信装置。 - 【請求項2】 前記受信状態に対応して、映像信号中の
予め定める狭帯域の信号成分を強調する強調手段をさら
に設けることを特徴とする請求項1記載のテレビジョン
受信装置。 - 【請求項3】 映像信号が振幅変調されて残留側波帯方
式で送信されているテレビジョン放送を受信する受信装
置において、 アンテナ入力段から検波段までの伝送路に介在され、該
伝送路の伝送特性を変化する補正手段と、 映像信号成分の検波出力に基づいて受信状態を検出し、
その検出結果に対応して前記補正手段を制御する受信状
態検出手段と、 前記受信状態に対応して、映像信号中の予め定める狭帯
域の信号成分を強調する強調手段とを含むことを特徴と
するテレビジョン受信装置。 - 【請求項4】 映像信号が振幅変調されて残留側波帯方
式で送信されているテレビジョン放送の受信装置におい
て、 中間周波段に介在され、受信チャネルの信号成分を濾波
するバンドパスフィルタと、 映像信号成分の検波出力に基づいて受信状態の程度を検
出し、その検出結果に対応して、中間周波信号を生成す
るための局部発振信号の周波数を変化する受信状態検出
手段と、 前記受信状態に対応して、映像信号の予め定める狭帯域
の信号成分を強調する強調手段とを含むことを特徴とす
るテレビジョン受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13069894A JP3273861B2 (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | テレビジョン受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13069894A JP3273861B2 (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | テレビジョン受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07336248A JPH07336248A (ja) | 1995-12-22 |
JP3273861B2 true JP3273861B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=15040487
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13069894A Expired - Fee Related JP3273861B2 (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | テレビジョン受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3273861B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005318252A (ja) * | 2004-04-28 | 2005-11-10 | Renesas Technology Corp | 中間周波信号処理装置 |
JP2010016785A (ja) | 2008-06-03 | 2010-01-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信装置及び受信方法 |
-
1994
- 1994-06-13 JP JP13069894A patent/JP3273861B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07336248A (ja) | 1995-12-22 |
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