JPH0356061A - Motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To decrease cogging torque by putting the distance in the width direction of the magnetized part or a permanent magnet being the field part, in special shape which includes higher harmonics. CONSTITUTION:In case that the distance h(o) in the width direction of a magnetization generating areas in magnetic poles is expressed by formula I with respect to an AC servo motor which has four poles of permanent magnets and fifteen pieces of salient poles, m=4 (number of magnetic poles), p=15 (number of salient poles), q=1 (the greatest common measure between m/2 and p), i=15 (p/q), and j=2 (2 is taken for simplification among j=2, 4, 6...20). Accordingly, n=(iXj)+ or -1= (15X2)+ or -1=31 or 29. Finally, the distance h(o) ln the width direction of the magnetization areas becomes the one shown in formula II. What percent to set b29 and b31 to is determined from the property figure so that the cogging torque may be the minimum.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、コア型のモータに関し、そのコギングトル
クを極限まで減少させたものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a core type motor, and its cogging torque is reduced to the utmost limit.

〔従来の技術） 第１４図（ａ）．（ｂ）は従来のモータの一例を示す断
面略図と永久磁石表面の磁束密度分布図である。この図
で、１はリング状の永久磁石からなる磁極で、ＮＶｉと
Ｓ極を有し、磁気ヨーク２に固着されている。３は突極
を有するアーマチュアで、コイル４を備え、磁極１とギ
ャップｇを置いて対向配置されている。５は回転軸で、
図示していない支持部材によってアーマチュア３や磁極
１とともに支持されている。[Prior art] Figure 14(a). (b) is a schematic cross-sectional view showing an example of a conventional motor and a magnetic flux density distribution diagram on the surface of a permanent magnet. In this figure, reference numeral 1 denotes a magnetic pole made of a ring-shaped permanent magnet, which has an NVi and an S pole, and is fixed to a magnetic yoke 2. Reference numeral 3 designates an armature having a salient pole, which is provided with a coil 4 and is disposed opposite to the magnetic pole 1 with a gap g therebetween. 5 is the rotation axis,
It is supported together with the armature 3 and the magnetic pole 1 by a support member (not shown).

〔発明が解決しようとする課題） このような従来のモータで、トルクリツブルの大きな問
題となるコギングトルクを減少させるために、磁極１の
磁化分布を正弦波的になるようにしたり、着磁角度を制
御したり（特開昭６１一２５４０４５号公報参照）する
方法が考えられてきたが、いずれも完全にコギングトル
クをなくするような技術ではなかった。[Problems to be Solved by the Invention] In order to reduce cogging torque, which is a major problem of torque ripple, in such conventional motors, the magnetization distribution of the magnetic pole 1 is made sinusoidal, or the magnetization angle is changed. Although methods for controlling the cogging torque (see Japanese Patent Application Laid-open No. 61-254045) have been considered, none of them has been able to completely eliminate cogging torque.

この発明は、このような問題点を解決するためになされ
たもので、突極数と永久磁石の極数に対応して、前記永
久磁石において、着磁領域の幅方向の距離をフーリエ級
数で表した場合、ある特定のフーリエ係数を含む形状に
することによりコギングトルクがほとんどないモータを
提供することを目的とする。This invention was made to solve such problems, and the distance in the width direction of the magnetized region of the permanent magnet is calculated using a Fourier series in accordance with the number of salient poles and the number of poles of the permanent magnet. In this case, the object is to provide a motor with almost no cogging torque by creating a shape that includes a specific Fourier coefficient.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

この発明にかかるモータは、ｍ個の磁極を有する永久磁
石と、これに相対する実質上磁気的に等価なＰ個の突極
を有するモータであり、前記磁極のＮ，Ｓ極１対をモー
タ回転角方向に対して１周期Ｔとし、前記磁極において
着磁領域の幅方向距１！！ｉｈ　（θ）を回転角θに対
して次なるフーリエ級数 ｈ　（θ）”ｈｏ　　＋Σ　　ａｎｃｏｓ（２πｎθ／
Ｔ）ｎｍｌ ＋Σ　　ｂ　ｎ　　ｓｉｎ（２　ｙｒ　ｎθ／Ｔ）　　
　・（１）ｎｍ＋ ＝２．４，６，・・・・・・，２０のうち少なくとも１
つ以上のｎの値においてゼロではないフーリエ係数ｂ，
が存在する着磁パターンを有するように、前記永久磁石
を特殊なパターンに着磁を施したものである。The motor according to the present invention is a motor having a permanent magnet having m magnetic poles and P salient poles that are substantially magnetically equivalent to the permanent magnet, and a pair of N and S poles of the magnetic poles are connected to the motor. One period T in the rotation angle direction, and the widthwise distance of the magnetized region at the magnetic pole is 1! ! ih (θ) is expressed as the following Fourier series h (θ)”ho +Σ ancos(2πnθ/
T)nml +Σ b n sin(2 yr nθ/T)
・(1) nm+ = at least 1 out of 2.4, 6, ..., 20
Fourier coefficient b, which is non-zero at more than one value of n,
The permanent magnet is magnetized in a special pattern so that it has a magnetization pattern in which .

ただし、ｉはｍ／２とＰとの最大公約数をｑとしたとき
Ｐ／ｑで表される整数である。However, i is an integer expressed as P/q, where q is the greatest common divisor of m/2 and P.

またこの発明は、着磁領域の副方向距離を変える変わり
に、磁極の表面の一部を薄い軟磁性体でおおい、実質的
に突極と相対する磁極の副方向距離が　（１）式で表わ
されるようにしてもよい。In addition, in this invention, instead of changing the distance in the sub-direction of the magnetized region, a part of the surface of the magnetic pole is covered with a thin soft magnetic material, so that the distance in the sub-direction of the magnetic pole facing the salient pole is substantially equal to the equation (1). It may also be displayed.

〔作用〕[Effect]

この発明においては、界磁部である永久磁石の着磁され
ている部分の幅方向の距離を高調波を含む特殊形状にし
たので、コギングトルクが極めて小さくなる。In this invention, the distance in the width direction of the magnetized part of the permanent magnet, which is the field part, has a special shape that includes harmonics, so the cogging torque is extremely small.

〔実施例〕〔Example〕

以下、この発明の実施例について説明するが、その前に
この発明の原理について述べる。Embodiments of this invention will be described below, but before that, the principle of this invention will be described.

ラジアルギャップ型モータのトルクＴＱは下記第（２）
式で与えられる。The torque TQ of the radial gap type motor is shown in (2) below.
It is given by Eq.

・・・・・・　（２） ここで、 Ｆ，（θ）：ギャップ中でのラジアル方向磁束量 Ｆｅ　　（θ〉　：ギャップ中での回転方向磁束量Ｒ；
ギャップｇの位置の半径 υ。ギャップｇ中の磁気抵抗率である。...... (2) Here, F, (θ): Radial magnetic flux amount in the gap Fe (θ〉: Rotational direction magnetic flux amount R in the gap;
The radius υ of the position of the gap g. It is the magnetoresistivity in the gap g.

第１４図（ａ）に示す最も単純なモータである２磁極．
３突極のモータを例に説明する。ψを１突極の角度、θ
。をある突極の端の基準位置からの角度とする。トルク
ＴＱは第　（２）式に示されるように、Ｆｒ　（θ）・
Ｆｅ　　（θ）の積で発生するから、磁束密度の大きな
突極と永久磁石とのギャップ中のみで発生すると考えて
よく、第　（２）式の積分は突極のある部分のみでよい
。The simplest motor with two magnetic poles is shown in Figure 14(a).
This will be explained using a three salient pole motor as an example. ψ is the angle of one salient pole, θ
. Let be the angle of the end of a certain salient pole from the reference position. As shown in equation (2), torque TQ is Fr (θ)・
Since it occurs as a product of Fe (θ), it can be considered that it occurs only in the gap between the salient pole with a large magnetic flux density and the permanent magnet, and the integration of equation (2) only needs to be carried out in the portion where the salient pole is located.

ラジアル方向磁束量Ｆｒ（θ）を、磁極１がラジアル方
向に発生している磁束分布とし、永久磁石が発生する磁
束分布は正弦波の基本波と高調波との合成値で表す。Ｎ
，Ｓ極１対が２π、１周期Ｔであるから、２πｎθ／　
２　ｒｔ　＝　ｎθと表わすことにより次式で表すこと
ができる。The radial magnetic flux amount Fr(θ) is defined as the magnetic flux distribution generated by the magnetic pole 1 in the radial direction, and the magnetic flux distribution generated by the permanent magnet is expressed as a composite value of a fundamental wave and harmonics of a sine wave. N
, one pair of S poles is 2π and one period T, so 2πnθ/
By expressing 2 rt = nθ, it can be expressed by the following equation.

Ｆ，（θ）　＝　Ｆ．　（ｓｉｎθ＋Σ　β，−ｓｉｎ
　ｎθ）ｎ！２ ・・・・・・　（３） ただし、Ｆ０は定数である。また、永久磁石によるＦｒ
（θ）の分布式においてはＮ８ｉ，　Ｓ極の磁束量は等
しいから直流成分はゼロと表現されており、ｎは２，３
，４，・・・・・・の整数で、β。はｎ次成分の１次成
分に対する混合比を表わしている。第　（３）式におい
て、β．＝　（ｂｎ／ｂｌ　）．Ｆ．＝ｂ，とすると、
第　（１）式において直流成分ｈ０および余弦成分がゼ
ロの場合の式と形が一致する。つまり、この発明におい
ては、磁束量Ｆ（θ）は永久磁石の幅方向の着磁を施さ
れた距離ｈ（θ）と一次の関係があると考えている。F, (θ) = F. (sin θ+Σ β, −sin
nθ)n! 2 (3) However, F0 is a constant. In addition, Fr by permanent magnet
In the distribution formula for (θ), the amount of magnetic flux at N8i and S pole is equal, so the DC component is expressed as zero, and n is 2 and 3.
, 4, ..., an integer of β. represents the mixing ratio of the n-order component to the first-order component. In equation (3), β. = (bn/bl). F. = b, then
In equation (1), the form matches the equation when the DC component h0 and the cosine component are zero. That is, in the present invention, it is considered that the amount of magnetic flux F(θ) has a linear relationship with the magnetized distance h(θ) in the width direction of the permanent magnet.

回転方向の磁束Ｆ，（θ）はＦ．．（θ）の回転方向の
微分によって与えられるから、 となる．第　（２）式のＦ，（θ）・Ｆｅ　　（θ）の
項において、基本波とある１つの特定のｎ成分に注目し
て検討してみると、 −ｓｉｎ（ｎ−１）　θ｝＋−”−｛ｓｉｎ（ｎ＋１）
θ｝２ ＋ｓｉｎ（ｎ−１）　　θ＋　βｎ’　ｓｉｎ　ｎθ’
ｃｏｓｎθ］・・・・・・　（５） 基本波に対するｎ次成分の比β。は通常小さくβ。《１
と考えると最後の項は無視できる。The magnetic flux F, (θ) in the rotational direction is F. ．． Since it is given by the differential of (θ) in the direction of rotation, it becomes . In the term F, (θ)・Fe (θ) of equation (2), if we focus on the fundamental wave and one specific n component, -sin(n-1) θ}+ −”−{sin(n+1)
θ}2 + sin (n-1) θ+ βn' sin nθ'
cosnθ]... (5) Ratio β of the n-th component to the fundamental wave. is usually small β. 《1
Considering this, the last term can be ignored.

次に、磁極１が発生する磁束成分Ｆ，（θ）がｋ次成分
のみの場合、第　（２）式のＦ，（θ）・Ｆ（θ）の項
は、 ｋ　． Ｆ，（θ）・Ｆｅ　　（θ）　・−　Ｆｏ”　−７　ｓ
ｘｎ２　ｋθ（６） となる。Next, when the magnetic flux component F,(θ) generated by the magnetic pole 1 is only the k-order component, the term F,(θ)・F(θ) in equation (2) becomes k. F, (θ)・Fe (θ) ・−Fo” −7 s
xn2 kθ(6).

コギングトルクは磁極１が単独の高次正弦波の磁束分布
をもつ場合、その次数が突極の整数倍（このモータの場
合は３，６，９，・・・・・・）の場合以外はゼロであ
るため、第　（５）式においてｎ±１が３の整数倍にな
るときコギングトルクが発生する。第（５）　．　（６
）式を比較すると明らかなようにｎ±１と２ｋが対応し
ている。Cogging torque is calculated when magnetic pole 1 has a magnetic flux distribution of a single high-order sine wave, except when the order is an integral multiple of the salient pole (3, 6, 9, etc. in the case of this motor). Since it is zero, cogging torque occurs when n±1 becomes an integer multiple of 3 in equation (5). Section (5). (6
), it is clear that n±1 and 2k correspond.

つまり、このモータでは基本波にｎ次モードの高調波磁
束成分のうち（ｎ±１）／２が３の倍数になるような成
分を含む場合にコギングトルクが発生する。例えばｎ＝
５の場合、５次モード単独ではコギングトルクは発生し
ないが、基本モードに５次モードがわずかに加えられた
場合（５＋１）／２＝３となり、単独の３次高調波磁束
成分が作るコギングトルクパターンが発生する。逆に、
単独ではコギングトルクを発生するモードでもそれが基
本波と合成されている場合は、第　（５）式のβ。′の
項でしか影響を与えず、むしろコギングトルクはあまり
発生しない。つまり、基本波に高次モードが混合されて
いる場合、その高次モード単独のコギングトルクパター
ンが発生するのではなく、非線形的に作用する。That is, in this motor, cogging torque is generated when the fundamental wave includes a component such that (n±1)/2 is a multiple of 3 among the harmonic magnetic flux components of the n-th mode. For example, n=
5, the fifth-order mode alone does not generate cogging torque, but when the fifth-order mode is slightly added to the fundamental mode, (5+1)/2=3, and the cogging torque generated by the single third-order harmonic magnetic flux component. A pattern emerges. vice versa,
Even if the mode generates cogging torque by itself, if it is combined with the fundamental wave, β in equation (5). It only affects the term ′, and rather cogging torque does not occur much. In other words, when a higher-order mode is mixed with the fundamental wave, a cogging torque pattern of the higher-order mode alone is not generated, but acts nonlinearly.

なお、この発明での突極の数ｍとは、第１４図（ａ）に
示す通常の集中巻線を有するモータでは各相からなるコ
イル４の数と一致するが、第１６図で示すような分散巻
線を施し、多数の突極を有するモータでは、コイル４の
数ではなく突極の数そのものである。また、第｛７図に
示すような主突極に補助溝を有するモータでは、それら
の小さな凸部の数を意味する。Note that the number m of salient poles in this invention corresponds to the number of coils 4 of each phase in a motor having a normal concentrated winding shown in FIG. 14(a), but as shown in FIG. In a motor that is provided with distributed windings and has a large number of salient poles, it is not the number of coils 4 but the number of salient poles itself. In addition, in a motor having auxiliary grooves on the main salient pole as shown in Fig. 7, it means the number of small convex portions.

上記原理に基づくこの発明の実施例につ．．！！）で、
以下に説明する。Examples of the present invention based on the above principle. ．． ! ! )in,
This will be explained below.

第１図（ａ）．（ｂ）はこの発明の一実施例を示すもの
で、第１４図（ａ）に示した２磁極，３突極．集中巻線
（図示せず）を有するモータに、この発明を適用したも
のである。このモータはラジアルギャップ型のモータで
あるから、磁束の各高調波成分を制御するためには、永
久磁石の回転軸方向の着磁領域の高さｈを前記高調波成
分が加算された着磁パターンにする。なお、ｈはラジア
ルギャップ型のモータにおいては回転軸方向の距離、ア
クシャルギャップ型のモータにおいては半径方向の距離
である。Figure 1(a). 14(b) shows an embodiment of the present invention, which has two magnetic poles and three salient poles shown in FIG. 14(a). The present invention is applied to a motor having concentrated windings (not shown). Since this motor is a radial gap type motor, in order to control each harmonic component of the magnetic flux, the height h of the magnetized region in the direction of the rotation axis of the permanent magnet must be set to the height h of the magnetized region to which the harmonic components are added. Make it into a pattern. Note that h is the distance in the direction of the rotating shaft in the case of a radial gap type motor, and the distance in the radial direction in the case of an axial gap type motor.

第２図（ａ）．（ｂ）．（ｃ）は、例えば５次の高調波
成分を加える方法についての模式的説明である。第２図
（ａ）は５次のモード、第２図（ｂ）は基本モードを示
している。ただし、この図では基本モードの形状を正弦
波ではなく簡単にするために四角形で表わしている。し
たがって、第２図（ａ）と（ｂ）を合わせると第２図（
Ｃ）で示すようになり、磁極１の着磁領域の幅方向の距
離を変えるだけで各高次モードが入れられることがわか
る。Figure 2(a). (b). (c) is a schematic explanation of a method of adding, for example, a fifth-order harmonic component. FIG. 2(a) shows the fifth-order mode, and FIG. 2(b) shows the fundamental mode. However, in this figure, the shape of the fundamental mode is not represented as a sine wave but as a rectangle for simplicity. Therefore, when Figure 2 (a) and (b) are combined, Figure 2 (
As shown in C), it can be seen that each higher-order mode can be introduced simply by changing the distance in the width direction of the magnetized region of the magnetic pole 1.

第１４図（ａ）に示された従来のモータの永久磁石の磁
化の方向は、通常同図に示すようにラジアル方向か、あ
るいは第１５図（ａ）に示すように一方向である。この
場合、磁極１表面の磁束の分布は、第１４図（ｂ），第
１５図（ｂ）に示すように、１方向の場合は正弦波的、
ラジアル方向のときは方形または台形的である。しかし
、磁束分布が方形や台形的であっても、これらをフーリ
工級数に展開した場合、最も大きな成分は１次の基本波
である。したがって、この基本波に各高次成分を加える
ことによって検討を行えばよい。The direction of magnetization of the permanent magnets of the conventional motor shown in FIG. 14(a) is usually the radial direction as shown in the same figure, or one direction as shown in FIG. 15(a). In this case, the distribution of magnetic flux on the surface of the magnetic pole 1 is sinusoidal in one direction, as shown in FIGS. 14(b) and 15(b).
In the radial direction, it is square or trapezoidal. However, even if the magnetic flux distribution is rectangular or trapezoidal, when these are expanded into a Fourier series, the largest component is the first-order fundamental wave. Therefore, the study can be performed by adding each higher-order component to this fundamental wave.

第３図は、第１４図（ａ）の従来のモータの磁極１表面
の回転方向に対する磁束分布を示したもので、基本波以
外に高次の奇数モードを含んでいる。このモータのコギ
ングトルクを第４図に示す。コギングトルクは６０”　
　　３０”　　　１５°の周期からなる各コギングトル
クを含んでいる。前述のように、６０゜周期は磁束の５
．７次成分、３０゜は１１，１３次成分、１５＠は１７
，１９次成分の影響と考えられる。FIG. 3 shows the magnetic flux distribution with respect to the rotating direction of the surface of the magnetic pole 1 of the conventional motor shown in FIG. 14(a), which includes higher-order odd modes in addition to the fundamental wave. The cogging torque of this motor is shown in FIG. Cogging torque is 60”
30" contains each cogging torque consisting of a period of 15 degrees. As mentioned above, a period of 60 degrees is equal to 5 of the magnetic flux.
．． 7th order component, 30° is 11th, 13th order component, 15@ is 17
, this is thought to be due to the influence of the 19th order component.

第５図は、もともともっている永久磁石の５，７次モー
ドを打ち消すために５次および７次モードをそれぞれ基
本波に対して−８％．−３％入れた磁石形状の模式図、
および第６図はそのときのコギングトルクを示したもの
である。Fig. 5 shows that in order to cancel the 5th and 7th modes of the permanent magnet, the 5th and 7th modes are each set to -8% relative to the fundamental wave. - Schematic diagram of magnet shape with 3% added,
6 shows the cogging torque at that time.

第６図から明らかなように、５次．７次の磁束モードを
減少させると、６０”周期のコギングトルクはほぼ消え
高次のコギングトルクが残る。As is clear from Figure 6, the fifth order. When the 7th order magnetic flux mode is reduced, the 60'' cycle cogging torque almost disappears, leaving a higher order cogging torque.

３０゜周期のコギングトルクは同様の方法で１１次，１
３次モードを磁石形状に入れることによって減少させる
ことができる。The cogging torque with a period of 30° is calculated using the same method as the 11th and 1st order.
The third order mode can be reduced by placing it in the magnet shape.

第７図は５次モードのみ−５％を永久磁石の着磁パター
ンに入れた場合の模式図であり、ＩＩｆｌ極１が発生す
る磁束成分のうち５次および７次の成分がほぼ同じ値に
なるようにしたものである。この場合も第８図で示すよ
うに、６０゜周期のコギングトルクは非常に小さな値と
なる。つまり、５次，７次の磁束成分によって発生する
コギングトルクは、位相が逆であるため、５次．７次成
分を含んでいてもその値が同符号で値も同程度であれば
、そのモードのコギングトルクは非常に小さな値となる
。Figure 7 is a schematic diagram when -5% of the 5th mode only is included in the magnetization pattern of the permanent magnet, and the 5th and 7th order components of the magnetic flux components generated by IIfl pole 1 have almost the same value. It was made so that it would become so. In this case as well, as shown in FIG. 8, the cogging torque at a period of 60° is a very small value. In other words, the cogging torques generated by the 5th and 7th order magnetic flux components have opposite phases, so the 5th and 7th order magnetic flux components have opposite phases. Even if a seventh-order component is included, if the values are of the same sign and approximately the same, the cogging torque in that mode will be a very small value.

第９図は、第１４図（ａ）の従来のモータにおいて、永
久磁石の着磁パターンに５次および１１次のモードを加
えたもので、第１０図に示すように、コギングトルクが
極めて小さくなる。Figure 9 shows the conventional motor shown in Figure 14(a) with the 5th and 11th modes added to the magnetization pattern of the permanent magnet, and as shown in Figure 10, the cogging torque is extremely small. Become.

第１６図はＡＣサーボモータによく利用される分散巻線
を有する４極の永久磁石．１５個の突極を有する従来の
モータを示したものである。通常の永久磁石を用いるこ
の場合のコギングトルクの周期は、６゜．３゜　・・・
・・・となる。Figure 16 shows a four-pole permanent magnet with distributed windings that is often used in AC servo motors. A conventional motor with 15 salient poles is shown. The period of cogging torque in this case using a normal permanent magnet is 6°. 3゜...
...becomes...

上記モータにこの発明を適用する場合、ｍ＝４　　　　
（磁極数） Ｐ＝１５　　　　（突極数） ｑ＝１　　　　　（一とＰの最大公約数）２ Ｐ ｉ＝ｔｓ　　　　（　　） ｑ ｊ＝２　　　　　　　（ｊ＝２．４．６．　　・・・・
・・２０のうち簡単のため２を とる） したがって、 ｎ＝（ｉｘｊ）±１ ＝　（１　５Ｘ２）±１＝３１　　ｏｒ最終的にｈ（θ
）は ｈ（θ）　＝　ｈｏ十ｂ２９ｓｉｎ２　９θ＋　ｂ　３
，ｓｉｎ　３　１θ ２９ となる。ｂ　２Ｇｌ．　　ｂ　３１を何％にするかはコ
ギングトルクが最小になるようコギングトルク特性図か
ら決める。When applying this invention to the above motor, m=4
(Number of magnetic poles) P=15 (Number of salient poles) q=1 (Greatest common divisor of 1 and P) 2 P i=ts ( ) q j=2 (j=2.4.6. ...
...take 2 out of 20 for simplicity) Therefore, n = (ixj) ± 1 = (1 5X2) ± 1 = 31 or finally h (θ
) is h(θ) = ho + b29sin2 9θ+ b 3
, sin 3 1θ 29 . b 2Gl. What percentage should be set for b31 is determined from the cogging torque characteristic diagram so that the cogging torque is minimized.

また、第１７図は突極に補助溝を有する従来のモータで
ある。この従来のモータにこの発明を適用する場合、コ
ギングトルクに影響を与える突極数としては６となり、
Ｎ，Ｓ磁極対に対してｎ＝６ｊ±１　（ｊ＝２．４，・
・・・・・）のモードを永久磁石の着磁パターンに入れ
ればよい。Furthermore, FIG. 17 shows a conventional motor having auxiliary grooves on the salient poles. When this invention is applied to this conventional motor, the number of salient poles that affect the cogging torque is 6,
n=6j±1 (j=2.4,・
. . . ) mode should be included in the magnetization pattern of the permanent magnet.

これまではラジアル方向の磁化分布を有する磁石につい
て形状を変化させたが、この発明は第１５図（ａ）に示
したような１方向の磁化成分を有する永久磁石を用いた
モータの場合もほぼ同様のやり方でリップルを消すこと
ができる。この場合は永久磁石の着磁されている幅方向
距離ｈ（θ）がθに対して一定の状態で、すでに１次の
成分が大部分である。したがって、この永久磁石に、例
えば幅方向の着磁パターンを変えてｎ次の高調波を加え
るのは、βｎｓｉｎ　ｎθｌｓｉｎθ１の高調波を加え
たことを意味する。Until now, the shape of a magnet with a magnetization distribution in the radial direction was changed, but this invention can also be applied to a motor using a permanent magnet with a magnetization component in one direction as shown in FIG. 15(a). You can eliminate ripples in a similar way. In this case, the distance h(θ) in the width direction where the permanent magnet is magnetized is constant with respect to θ, and the primary component is already the majority. Therefore, adding n-th harmonics to this permanent magnet by changing the magnetization pattern in the width direction, for example, means adding harmonics of βn sin nθlsinθ1.

第１１図はｎ＝５，βｓ＝ｌを加えた時、実際にはどの
ような高調波が加わるかを示したものである。同図から
明らかなように、加えた５次成分は加えた値の約６０％
に減少するが、そのまま存在し、負の７次成分が約２０
％．その他３Ｘｋ（ｋ＝１．２，・・・・・・）の成分
がわずかに発生する。したがって、こうした減少する割
合を予測して加える成分の値を制御すればよく、ラジア
ル方向に磁化成分を有する永久磁石を用いたのと同様の
効果を得ることができる。FIG. 11 shows what kind of harmonics are actually added when n=5 and βs=l are added. As is clear from the figure, the added 5th order component is approximately 60% of the added value.
However, it remains as it is, and the negative seventh order component is approximately 20
%. In addition, a slight component of 3Xk (k=1.2, . . . ) is generated. Therefore, the value of the added component can be controlled by predicting this rate of decrease, and the same effect as using a permanent magnet having a magnetization component in the radial direction can be obtained.

第１８図は１方向に磁化を有し、１極の角度が１８０゜
に満たないＣ型磁石を用いた従来のモータを示したもの
である。このような従来のモータにこの発明を通用する
場合を説明する。FIG. 18 shows a conventional motor using a C-shaped magnet that is magnetized in one direction and has one pole having an angle of less than 180°. A case where the present invention is applicable to such a conventional motor will be explained.

第１２図は角度が１５０゜のＣ型磁石が発生する表面の
磁束分布を各次数の高調波に分解したものである。１方
向に磁化をもつ永久磁石を用いた場合は、永久磁石のな
い部分でも第（３）式におけるＦ，（θ）成分がゼロで
はなく、全体としては基本波にわずかの高調波成分が加
わった形になっている。こうした永久磁石に着磁領域の
着磁パターンを変えてｎ次の高調波を加えた場合、Ｆ，
（θ）＝βｎ’　Ｓｌｎ　ｎθ−］ｓｉｎθＦ，（θ）
＝０ で示される磁束の高調波を加えたことを意味する。FIG. 12 shows the magnetic flux distribution on the surface generated by a C-type magnet having an angle of 150°, broken down into harmonics of each order. When a permanent magnet with magnetization in one direction is used, the F and (θ) components in equation (3) are not zero even in areas without permanent magnets, and the overall result is that a slight harmonic component is added to the fundamental wave. It is shaped like this. If we change the magnetization pattern of the magnetized region and add n-th harmonics to such a permanent magnet, F,
(θ)=βn' Sln nθ-]sinθF, (θ)
= 0 means that the harmonics of the magnetic flux are added.

第１３図はｎ＝５．β，＝１のとき、どのような高調波
が加わるかを調べたものである。この場合も、第１５図
（ａ）で示した全周に永久磁石が存在する従来のモータ
と同様であり、ただ加えた成分以外に３ｋ，３ｋ±１　
（ｋ＝１．２，・・・・・・）の高次成分が発生するだ
けである。したがって、こうした全周に永久磁石が存在
しないモータにおいても永久磁石の存在する部分におい
て高次成分を加えた着磁パターンにすることによって同
様の効果を゛得ることができる。この場合、磁束分布に
おいて高次成分を多く含んでいるため、すでに存在して
いる高次モードの比率を考慮して新たに加える高次モー
ドの量を制御することが重要である。In Figure 13, n=5. This study investigated what kind of harmonics are added when β,=1. In this case as well, it is similar to the conventional motor in which permanent magnets exist around the entire circumference as shown in Fig. 15(a), and in addition to the added components, 3k, 3k±1
Only higher-order components (k=1.2, . . . ) are generated. Therefore, even in such a motor where permanent magnets are not present around the entire circumference, the same effect can be obtained by creating a magnetization pattern that includes higher-order components in the portion where permanent magnets are present. In this case, since the magnetic flux distribution contains many high-order components, it is important to control the amount of newly added high-order modes in consideration of the ratio of already existing high-order modes.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上詳細に説明したように、この発明は、ｍ極の永久磁
石からなる界磁部と、これに相対する実質上磁気的に等
価なＰ個の突極をもつモータにおいて、前記磁極のＮ，
Ｓ極１対をモータ回転角方向に対して１周期Ｔとし、前
記磁極の着磁された領域の距離ｈ（θ）を回転角θに対
して第　（１）式なるフーリエ級数で表わしたとき、Ｎ
，Ｓ各磁極対毎にｎ＝（ｉｘｊ）±１　（ｊ＝２．４，
・・・・・・）においてフーリエ係数ｂｎのいずれかが
ゼロではない値をもつ着磁パターンにしたので、コギン
グトルクが極めて小さい高品質のモータにすることがで
きる利点があり、工業的意義の大きいものである。As described above in detail, the present invention provides a motor having a field section consisting of m-pole permanent magnets and P salient poles that are substantially magnetically equivalent and opposed to the field section, N,
When one pair of S poles is defined as one period T in the motor rotation angle direction, and the distance h(θ) of the magnetized area of the magnetic poles is expressed with respect to the rotation angle θ by the Fourier series given by equation (1). , N
, S for each magnetic pole pair n=(ixj)±1 (j=2.4,
), the magnetization pattern has a non-zero value for one of the Fourier coefficients bn, which has the advantage of producing a high-quality motor with extremely low cogging torque, making it of industrial significance. It's big.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図（ａ）．（ｂ）はこの発明の一実施例を示す断面
略図および永久磁石の斜視図、第２図（ａ），（ｂ），
（ｃ）はこの発明による高調波成分の加え方の説明図、
第３図は従来のモータのｌｉｆｉ極表面の回転方向に対
する磁束分布図、第４図は同じくコギングトルク特性図
、第５図は同じくこの発明による５次，７次モードを加
えた場合の永久磁石の着磁領域を示す模式図、第６図は
同じくコギングトルク特性図、第７図は同じく５次モー
ドのみを入れた永久磁石の着磁領域の形状を示す模式図
、第８図はその場合のコギングトルク特性図、第９図は
従来のモータに５次．１１次モードを加えた場合の永久
磁石の着磁領域の形状を示す模式図、第１０図は、第９
図におけるコギングトルク特性図、第１１図は従来のモ
ータに５次モードを加えた時の駆動トルク特性図、第１
２図は従来のＣ型磁石を用いたモータの表面磁束分布図
、第１３図はこの従来のモータに５次モードを加えた場
合の駆動トルク特性図、第１４図〜第１８図はいずれも
従来のモータを示すもので、第１４図（ａ）は永久磁石
の磁化方向がラジアル方向であるモータの断面略図、第
１４図（ｂ）はその表面の磁束密度分布図、第１５図（
ａ）は同じく磁化方向が一方向のモータの断面略図、第
１５図（ｂ）はその表面の磁束密度分布図、第１６図は
４極の永久磁石と１５個の突極を有するモータの断面略
図、第１７図は突極に補助溝を有するモータの断面略図
、第１８図はＣ型磁石を用いたモータの断面略図である
。 図中、１磁極、２は磁気ヨーク、３はアーマチュア、４
はコイル、５は回転軸である。 第 １ 図 第 ２ 図 ５次モード 甚木モード 第 ３ 図 第 ５ 図 第 ６ 図 第 ７ 図 第 ８ 図 第 ９ 図 第 ］１ 図 第 １２ 図 第 １３ 図 第 １４ 図 第 １５ 図 第 １６ 図Figure 1(a). (b) is a schematic cross-sectional view and a perspective view of a permanent magnet showing one embodiment of the present invention; FIGS. 2(a), (b),
(c) is an explanatory diagram of how to add harmonic components according to the present invention,
Figure 3 is a magnetic flux distribution diagram for the rotational direction of the lifi pole surface of a conventional motor, Figure 4 is a cogging torque characteristic diagram, and Figure 5 is a permanent magnet according to the present invention when the 5th and 7th modes are added. Figure 6 is a diagram showing the cogging torque characteristics, Figure 7 is a diagram showing the shape of the magnetized area of a permanent magnet with only the 5th mode, and Figure 8 is a diagram showing the shape of the magnetized area of the permanent magnet. Figure 9 shows the cogging torque characteristic diagram of the conventional motor. Figure 10 is a schematic diagram showing the shape of the magnetized region of a permanent magnet when the 11th mode is added.
The cogging torque characteristic diagram in Figure 11 is the drive torque characteristic diagram when the 5th mode is added to the conventional motor.
Figure 2 is a surface magnetic flux distribution diagram of a motor using a conventional C-type magnet, Figure 13 is a drive torque characteristic diagram when a 5th mode is added to this conventional motor, and Figures 14 to 18 are all diagrams. 14(a) is a schematic cross-sectional view of a motor in which the magnetization direction of the permanent magnet is in the radial direction, FIG. 14(b) is a diagram of the magnetic flux density distribution on its surface, and FIG.
Figure 15(b) is a diagram of the magnetic flux density distribution on its surface, and Figure 16 is a cross-sectional diagram of a motor with 4 permanent magnets and 15 salient poles. FIG. 17 is a schematic cross-sectional view of a motor having auxiliary grooves on salient poles, and FIG. 18 is a schematic cross-sectional view of a motor using C-shaped magnets. In the figure, 1 is a magnetic pole, 2 is a magnetic yoke, 3 is an armature, and 4 is a magnetic pole.
is a coil, and 5 is a rotating shaft. Fig. 1 Fig. 2 Fig. 5-order mode Bingi mode 3 Fig. 5 Fig. 6 Fig. 7 Fig. 8 Fig. 9 Fig. 1 Fig. 12 Fig. 13 Fig. 14 Fig. 15 Fig. 16

Claims (1)

【特許請求の範囲】 ｍ個の磁極からなる永久磁石からなる界磁部と、これに
相対するＰ個の突極をもつモータにおいて、前記磁極の
Ｎ、Ｓ極１対をモータ回転角方向に対して１周期Ｔとし
、前記磁極における磁化発生領域の幅方向距離ｈ（θ）
を回転角θに対して下記フーリエ級数 ▲数式、化学式、表等があります▼ で表した場合、ｎ＝（ｉ×ｊ）±１としたときｊ＝２，
４，６，……，２０のうち少なくとも１つ以上のｎの値
においてゼロではないフーリエ係数ｂ＿ｎが存在する磁
化発生パターンを有する前記界磁部からなることを特徴
とするモータ。 ただし、ｈ＿０は直流成分、ａ＿ｎはフーリエ係数、ｉ
はｑをｍ／２とＰの最大公約数としたときＰ／ｑで表さ
れる整数である。[Scope of Claims] In a motor having a field part made of a permanent magnet having m magnetic poles and P salient poles facing the field part, a pair of N and S poles of the magnetic poles are arranged in the motor rotation angle direction. The distance in the width direction of the magnetization generation region in the magnetic pole is h(θ).
is expressed as the following Fourier series ▲ There are mathematical formulas, chemical formulas, tables, etc. ▼ for the rotation angle θ, and when n = (i × j) ± 1, j = 2,
A motor characterized in that the field portion has a magnetization generation pattern in which a non-zero Fourier coefficient b_n exists at at least one value of n among 4, 6, . . . , 20. However, h_0 is the DC component, a_n is the Fourier coefficient, i
is an integer expressed as P/q, where q is the greatest common divisor of m/2 and P.