JPH0352589A - 可変リラクタンスモータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の目的 （産業上の利用分野） 本発明１上　可変リラクタンスモータの多相の励磁巻線
をその回転子の回転角度に応じて適宜励磁する可変リラ
クタンスモータの駆動装置に関し、特に励磁巻線に流れ
る励磁電流を変調して回転子に発生するトルクを所定値
に制御する可変リラクタンスモータの駆動装置に関する
。

（従来の技術） 従来より可変リラクタンスモータの駆動装置として、次
のような技術が知られている。

可変リラクタンスモータを駆動するために（よ回転子の
回転角度１二応じた励磁期間だけ各相の励磁巻線を順次
励磁する。更に　その出力トルクを所定値に制御するた
めに（よ　その励磁期間中にわたって励磁巻線に通じる
励磁電流を所定パターンに制御する、いわゆる電流パタ
ーン制御を行う必要がある．そこで従来（上　第４図（
Ａ）１二示すごとく可変リラクタンスモータの各相の励
磁巻線ＳＬの両端にスイッチング素子としてトランジス
タＴｒｌ，Ｔｒ２を接続し、これに第４図（Ｂ）ｌ：示
すような所望の電流パターンをＰＷＭ制御したスイッチ
ング信号を入力している。また、図（Ａ）において、各
トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２と励磁巻線ＳＬとに並列接
続されるダイオードＤＩ，Ｄ２　１ｉ　　上記スイッチ
ング信号によりトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２が共に遮断
状態となったとき、励磁巻線ＳＬに蓄えられた電磁エネ
ルギーを電源の平滑コンデンサＣＣに回生ずるためのも
のである。

上記可変リラクタンスモータの駆動装置により、可変リ
ラクタンスモータの励磁巻線ＳＬに通じられる励磁電流
の実効値は目標としている電流パターンに近似すること
になり、出力トルクを制御することが可能となる。

（発明が解決しようとする課題） 従来の駆動装置に（上　次の課題が未解決である。

既述のごとく従来の駆動装置で（志　励磁電流の実効値
を目標とする電流パターンに一致させるために励磁電流
のＰＷＭ制御が採用されている。しかし、そのＰＷＭ制
御による励磁電流の制御精度がきわめて低く、このため
出力トルクを自在に制御することができなかつ翫 励磁巻線ＳＬに流れる励磁電流の実効値が目標とする電
流パターンと完全に一致するために（よ励磁巻線ＳＬに
流れる励磁電流の波形は第４図（８）にトランジスタＴ
ｒｌ，Ｔｒ２のベース信号として示したパルス列に一致
することが望ましい。

すなわち、励磁巻線ＳＬに流れる励磁電流の立ち上がり
時間及び立ち下がり時間が短く、トランジスタＴｒｉ，
Ｔｒ２の○Ｎ／ＯＦＦ制御に瞬時に追随しなければなら
ない。

しかし、実際に励磁巻線励磁巻線ＳＬに流れる電流の波
形（友　同図に示すごとく比較的滑らかな立ち上がり及
び立ち下がり特性を示すため、目標とする電流パターン
の波形とは異なるものとなる。

特１：，励磁電流の立ち下がり特性は悪く，励磁期間の
終了後にも比較的長期間にわたって励磁電流が流れ続け
る．これ（友　励磁電流が立ち下がる電磁エネルギーの
回生時（；おいて形成される第４図（Ａ）点線で示す回
生回路が、大きな値の時定数丁を有するからである。す
なわち、回生回路の時定数Ｔは次式により表される。

Ｌｍ Ｔ＝ Ｒｍ ここで、Ｌｍは励磁巻線ＳＬのインダクタンス、Ｒｍは
励磁巻線ＳＬの電気抵抗である．この抵抗値Ｒｍはきわ
めて小さな値であり、　したがって時定数Ｔは大きな値
になるのである． また、この様な励磁電流の立ち下がり特性の不良１友　
大きな励磁電流を通じる高負荷または高速回転の場合に
は更に顕著な悪影Ｗを及ぼし、可変ノラクタンスモータ
の構成によっては励磁期間終了後に流れ続ける励磁電流
のため制動トルクが発生して電気一機械変換効率を大き
く低下させるなど，種々の問題を誘発する。

本発明（上　可変リラクタンスモータの駆動装置に未解
決であった上記課題を解決するためになされたものであ
り、励磁巻線に通じる励磁電流の制御性を大幅に改善し
、出力トルクを所望の値に制御することができると共に
可変リラクタンスモータの電気一機械変換効率を高める
ことのできる優れた可変リラクタンスモータの駆動装置
を提供することを目的としている． 発明の構成 （課題を解決するための手段） 上記課題を解決するために本発明の構成した手段１よ 可変リラクタンスモータの励磁巻線両端に設けられ、　
スイッチング信号に基づき前記励磁巻線と電源との接続
を遮断し、あるいは一方向のみの通電による励磁を許可
するスイッチング素子と、前記励磁巻線両端に設けられ
るスイッチング素子の一方と当該励磁巻線とに並列に接
続され　当該一方のスイッチング素子の通電方向と逆方
向の導通を許可する並列回路を形成する第１のダイオー
　ドと、 前記励磁巻線両端に設けられるスイッチング素子の他方
と当該励磁巻線とに並列に接続され、　当該他方のスイ
ッチング素子の通電方向と逆方向の導通を許可する並列
回路を形成する第２のダイオー　ドと、 前記スイッチング素子の作動を制御して前記励磁巻線に
流れる励磁電流を調節して前記可変リラクタンスモータ
に発生する回転トルクを所定値とする励磁タイミング制
御回路と、 を有する可変リラクタンスモータの駆動装置において、 前記第１のダイオードの形成する並列回路及び／または
前記第２のダイオードの形成する並列回路に、前記スイ
ッチング素子の耐圧に応じた値の抵抗器を直列接続した
ことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆動装置を
その要旨としている。

（作用） 本発明の可変リラクタンスモータの駆動装置｛社励磁巻
線に蓄積された電磁エネルギーを回生ずる回生回路を構
成するために設けられた第１のダイオードの形成する並
列回路及び／または第２のダイオードの形成する並列回
路ｌｍ，　　ｔｌＥ抗器を直列接続して構成される．従
って、回生回路の時定数千１上　当該抵抗器の抵抗値に
応じて小さく改善される。

このため、励磁電流の立ち下がり特性は良好となりスイ
ッチング素子の○Ｎ／Ｏ　Ｆ　Ｆ制御への追随性が向上
する。

また、上記並列回路に直列接続される抵抗器の抵抗値１
表　スイッチング素子の耐圧に応じた値に選択される．
従って、スイッチング素子の耐久性を低下させることは
なく、駆動装置としての信頼性は従来同様に確保される
。

以下、本発明をより具体的に説明するために実施例を挙
げて説明する。

（実施例） 第１図（よ　実施例の可変リラクタンスモータ１０の駆
動装置の回路構成を示すブロック図である。

図の制御系（上　簡略化のため、一相の励磁巻線１２の
励磁電流を制御する部分のみを示し、またその制御系は
電流フィードバック・ループのみを記述し、その他の位
置及び速度フィードバック・ループは省略している。従
って実際に１社　第１図に示す制御系に位置及び速度フ
ィードバック・ループを付加したものを、可変リラクタ
ンスモータ１０の励磁巻線の相数に対応する個数だけ設
けて構成される。

図示するごとく、可変リラクタンスモータ１０の励磁巻
線１２両端と電源との間に１社　スイッチング素子とし
てトランジスタ１４．１６が接続されている。また、こ
の励磁巻線１２及びトランジスタ１４と並列関係にある
並列回路１表　ダイオード１８及び後述する抵抗値Ｒ１
を有する抵抗器１９の直列接続により構成されている。

同様に、励磁巻線１２及びトランジスタ１６の並列回路
（戴ダイオード２０及び後述する抵抗値Ｒ２を有する抵
抗器２１の直列接続により構成される。これらトランジ
スタ１４，１６、ダイオード１８．２０及び抵抗器１９
．２１により励磁巻線１２に通電される電流が制御され
るが、実際にどの様な励磁電流が流れているかを検出す
るため、トランジスタ１４と励磁巻線１２との接続線に
は電流検出コイル２２が装着されている。また、その様
な励磁電流により可変リラクタンスモータ１０が実際に
どの様に回転駆動されているかを検出するため、可変リ
ラクタンスモータ１０の出力軸には回転方向及び回転角
度を検出するエンコーダ２４、回転子と固定子との位相
関係を検出する極パルスセンサ２６が装着されている。

上記トランジスタ１４．１６の導通状態を所定のタイミ
ングで制御するため、各トランジスタのペースはトラン
ジスタ駆動回路３０，３２に接続されている。ここでト
ランジスタ駆動回路３　０．３２と１よ　後述するタイ
ミング信号を入力すると、そのタイミング信号１二忠実
１ニトランジスタ］４，１６を導通状態とするベース信
号を発生するものであり、ＴＴＬ回路などにより構成さ
れる。

本実施例において、上記タイミング信号を作成する回路
として次の回路が用いられる。

まず、電流パターン発生回路４　０　１Ｌ　　図示しな
い速度制御系からトルク指令Ｔ・及びトルクの正・負信
号ＴＳを入力すると共１気　現在の可変リラクタンスモ
ータ１０の回転状態をエンコーダ２４及び極パルスセン
サ２６の出力信号から検出する。

そして、これらの情報に基づき、回転子の角度位置に適
合した位相により目標としているトルクを発生するため
に必要とする電流パターン（第２図（Ａ）参照）を決定
し、回転子の所定回転角度に同期してその電流パターン
信号を出力する。

この電流パターンに適合した励磁電流を励磁巻線丁２に
通じるため、一定電圧Ｖｐの電圧源と励磁巻線１２との
接続状態をＰＷＭ制御する必要がある。そこで、上記電
流パターン発生回路４０から出力される電流パターン信
号は、ＰＷＭ回路４２に入力される。この際、励磁電流
の制御精度を向上させるため、電流パターン信号と電流
検出コイル２２の検出信号を比較し、その結果を比例・
積分調節器（ＰＩ調節器）４４を介して応答性を改善し
た後に、目的としてぃるＰＷＭ回路４２に入力している
。このＰＷＭ回路４２により、第２図（Ａ）に示すごと
く目標としている励磁電流の電流パターンとＰＷＭ用の
三角波キャリアとの比較が行わ札　その比較結果から第
２図（Ｂ）に示すような最終目的としている導通タイミ
ング信号が得られる。こうして作成された導通タイミン
グ信号が前述したトランジスタ１４．１６用のトランジ
スタ駆動回路３０．３２に入力され、　目的としている
励磁電流のＰＷＭ制御が達成される。

以上のごとく構成される本実施例の可変リラクタンスモ
ータの駆動装置によれ｛ヱ　励磁巻線１２の励磁期間中
に次のような励磁電流が流札ＰＷＭ制御の制御精度が改
善され、　可変リラクタンスモータ１０の出力トルクを
任意に調節することができる。

本実施例の可変リラクタンスモータの駆動装置により励
磁巻線１２には第３図に示すような励磁電流及び回生電
流が流れる。導通タイミング信号が出力されてトランジ
スタ１４．１６が導通状態となる期間（よ　「電源一ト
ランジスタ１４一励磁巻線１２−トランジスタ１６−グ
ランド」の閉回路が形成されて第３図に一点鎖線で示す
励磁電流が流へ　励磁巻線１２は励磁モードとなって磁
気エネルギーが蓄積される。

また、導通タイミング信号に基づきトランジスタ１４．
１６がＯＦＦする期間には「グランドー抵抗器２１−ダ
イオード２０一励磁巻線１２−ダイオード１８一抵抗器
１９一電源」の閉回路が形成され、　第３図に点線で示
す回生電流が流れる．すなわち、この期間には励磁巻線
１２に蓄積された電磁エネルギーが電源側へ回生される
。そして、その回生電流は回生回路の抵抗分であるダイ
オード１８．２０及び電源の内部抵抗そして抵抗器１９
．　２１により熱エネルギーに変換されながら減少する
。この回生回路の時定数Ｔｃとしては、第３図の回路図
より視覚により次式を得る。

Ｒｍ＋Ｒ１＋Ｒ２ 上記右辺から明らかなように、回生回路の抵抗分（．ｔ
，抵抗器１９．２１を新たに追加したことにより時定数
Ｔｃは従前の時定数丁に比較して小さな値となり、励磁
電流の立ち下がり特性が改善される。従って、第１図の
駆動回路により励磁巻線１２に流れる励磁電流を図示す
るなら１１　　第２図（Ｃ）に示すごとき波形となり、
一見して従前の励磁電流波形（第４図（Ｂ））に比較し
て目標としている電流パターン１こ近似することが理解
できる。

この様に　抵抗器１９．２１により励磁電流の立ち下が
り特性が改善されるため、その抵抗値８１，Ｒ２は大き
な値であることが望ましい。　しがし、一方１二おいて
この回生モード期間中においてトランジスタ］４には、
励磁巻線１２に印加される電源電圧Ｖｐとダイオード１
８及び抵抗器１つの抵抗分による電圧降下Ｖ「の和に等
しい電圧ＶＲ　（＝Ｖ　ｐ＋Ｖ　ｒ）が印加されること
になり、抵抗器１９の抵抗値Ｒ１の上昇により電圧ＶＲ
も上昇する。従って、抵抗器１９の抵抗値Ｒ１の上限（
上トランジスタ１６の耐圧特性により決定される。同様
１：，抵抗器２１の上限｛上トランジスタ１４の耐圧特
性により決定される。

なお、上記実施例の可変リラクタンスモータの駆動装置
において、励磁電流の立ち下がり特性が向上することで
第２図（Ｃ）に示すごとく励磁電流波形の歪率が大きく
なるごとく感じられるが、これは説明の都合上ＰＷＭ制
御における三角波キャリアの周波数ｆを低くして作図し
ているためであり、この周波数ｆを向上させることで励
磁電流は歪の少ない波形となり、より一層目標とする電
流パターンへ近づくのである。

以上のごとく構成される本実施例の可変リラクタンスモ
ータの駆動装置によれ１ヱ　励磁巻線１２に流れる電流
波形は目標とする電流パターンにきわめて近似する特性
を示す。従って、可変リラクタンスモータ１０の出力ト
ルクを完全に所望の値に制御することができる。また、
励磁期間を経過した後に不要な励磁が実行されないため
、不測の制動トルクが発生することもなく、可変リラク
タンスモータの電気一機械変換効率を高めることができ
る。

また、時定数Ｔｃは抵抗器１９．２１の合成抵抗値（Ｒ
１＋Ｒ２）に応じて改善されるが、各トランジスタ１４
．１６の逆電圧は各抵抗器１９，２１の抵抗値Ｒ１また
は抵抗値Ｒ２のみ基づく小さな上昇に留まる。従って、
　トランジスタ１４，１６として逆耐圧が比較的低く、
スイッチング速度の高い素子、例えばバワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ等が使用可能となり、ＰＷＭ制御の三角波キャリア
の周波数ｆを容易に高めることができる。

以上本発明の一実施例につき説明したが、本発明は上記
実施例に何ら限定されるものではなく、その要旨を逸脱
しない種々の態様により具現化されるものである。例え
｛Ｌ　前記実施例では抵抗器１９．２１を使用してトラ
ンジスタ１４．１６の逆耐圧の上昇を抑える構成を採用
しら　しかし、何れか一方のトランジスタ１４あるいは
トランジスタ１６の逆耐圧に充分な余裕がある場合、そ
の逆耐圧に余裕のあるトランジスタ１４または１６に対
して並列関係にある抵抗器１９または２１のみを採用し
、他方の抵抗器２１または１９を省略することができる
。この様に一方の抵抗器を省略するならｆｉ　　駆動回
路の簡略イし　部品管理等に優札　量産への適応性に富
む構成となる。

発明の効果 以上実施例を挙げて詳述したごとく本発明の可変リラク
タンスモータの駆動装置（上　回生回路である第１のダ
イオードの形成する並列回路及び／または第２のダイオ
ードの形成する並列回路に、スイッチング素子の耐圧に
応じた値の抵抗器を直列接続して構成したものである。

従って、励磁巻線に通じる励磁電流の立ち下がり特性が
改善され、　電流パターン制御の制御精度が向上する。

これにより、出力トルクを所望の値に容易に調整するこ
とができる。また、励磁期間終了後に不要な励磁電流が
継続しないため、可変リラクタンスモータの電気一機械
変換効率を高める効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例である可変リラクタンスモー
タの駆動装置の電気回路ブロックは　第２図（Ａ）．　
　（Ｂ）．　　（ｃ）は同実施例における各部の電流波
形、第３図は同実施例における励磁巻線に流れる電流の
モード説明は　第４図（Ａ）及び（Ｂ）は従来の可変リ
ラクタンスモータ駆動装置の電気回路及び各部の電流波
形の説明は　を示している。 １０・・・可変リラクタンスモータ　１２・・・励磁巻
線１４．１６・・・トランジスタ １８．２０・・・ダイオード　１９．２１・・・抵抗器
２２・・・電流検出コイル　　　　２４・・・エンコー
ダ２６・・・極パルスセンサ ３０．３２・・・トランジスタ駆動回路４０・・・電流
パターン発生回路　４２・・・ＰＷＭ回路４４・・・比
例・積分調節器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　可変リラクタンスモータの励磁巻線両端に設けられ
   、スイッチング信号に基づき前記励磁巻線と電源との接
   続を遮断し、あるいは一方向のみの通電による励磁を許
   可するスイッチング素子と、前記励磁巻線両端に設けら
   れるスイッチング素子の一方と当該励磁巻線とに並列に
   接続され、当該一方のスイッチング素子の通電方向と逆
   方向の導通を許可する並列回路を形成する第１のダイオ
   ードと、 前記励磁巻線両端に設けられるスイッチング素子の他方
   と当該励磁巻線とに並列に接続され、当該他方のスイッ
   チング素子の通電方向と逆方向の導通を許可する並列回
   路を形成する第２のダイオードと、 前記スイッチング素子の作動を制御して前記励磁巻線に
   流れる励磁電流を調節して前記可変リラクタンスモータ
   に発生する回転トルクを所定値とする励磁タイミング制
   御回路と、を有する可変リラクタンスモータの駆動装置
   において、 前記第１のダイオードの形成する並列回路及び／または
   前記第２のダイオードの形成する並列回路に、前記スイ
   ッチング素子の耐圧に応じた値の抵抗器を直列接続した
   ことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆動装置。