JPH0352589A - 可変リラクタンスモータの駆動装置 - Google Patents
可変リラクタンスモータの駆動装置Info
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- JPH0352589A JPH0352589A JP1185259A JP18525989A JPH0352589A JP H0352589 A JPH0352589 A JP H0352589A JP 1185259 A JP1185259 A JP 1185259A JP 18525989 A JP18525989 A JP 18525989A JP H0352589 A JPH0352589 A JP H0352589A
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の目的
(産業上の利用分野)
本発明1上 可変リラクタンスモータの多相の励磁巻線
をその回転子の回転角度に応じて適宜励磁する可変リラ
クタンスモータの駆動装置に関し、特に励磁巻線に流れ
る励磁電流を変調して回転子に発生するトルクを所定値
に制御する可変リラクタンスモータの駆動装置に関する
。
をその回転子の回転角度に応じて適宜励磁する可変リラ
クタンスモータの駆動装置に関し、特に励磁巻線に流れ
る励磁電流を変調して回転子に発生するトルクを所定値
に制御する可変リラクタンスモータの駆動装置に関する
。
(従来の技術)
従来より可変リラクタンスモータの駆動装置として、次
のような技術が知られている。
のような技術が知られている。
可変リラクタンスモータを駆動するために(よ回転子の
回転角度1二応じた励磁期間だけ各相の励磁巻線を順次
励磁する。更に その出力トルクを所定値に制御するた
めに(よ その励磁期間中にわたって励磁巻線に通じる
励磁電流を所定パターンに制御する、いわゆる電流パタ
ーン制御を行う必要がある.そこで従来(上 第4図(
A)1二示すごとく可変リラクタンスモータの各相の励
磁巻線SLの両端にスイッチング素子としてトランジス
タTrl,Tr2を接続し、これに第4図(B)l:示
すような所望の電流パターンをPWM制御したスイッチ
ング信号を入力している。また、図(A)において、各
トランジスタTrl,Tr2と励磁巻線SLとに並列接
続されるダイオードDI,D2 1i 上記スイッチ
ング信号によりトランジスタTrl,Tr2が共に遮断
状態となったとき、励磁巻線SLに蓄えられた電磁エネ
ルギーを電源の平滑コンデンサCCに回生ずるためのも
のである。
回転角度1二応じた励磁期間だけ各相の励磁巻線を順次
励磁する。更に その出力トルクを所定値に制御するた
めに(よ その励磁期間中にわたって励磁巻線に通じる
励磁電流を所定パターンに制御する、いわゆる電流パタ
ーン制御を行う必要がある.そこで従来(上 第4図(
A)1二示すごとく可変リラクタンスモータの各相の励
磁巻線SLの両端にスイッチング素子としてトランジス
タTrl,Tr2を接続し、これに第4図(B)l:示
すような所望の電流パターンをPWM制御したスイッチ
ング信号を入力している。また、図(A)において、各
トランジスタTrl,Tr2と励磁巻線SLとに並列接
続されるダイオードDI,D2 1i 上記スイッチ
ング信号によりトランジスタTrl,Tr2が共に遮断
状態となったとき、励磁巻線SLに蓄えられた電磁エネ
ルギーを電源の平滑コンデンサCCに回生ずるためのも
のである。
上記可変リラクタンスモータの駆動装置により、可変リ
ラクタンスモータの励磁巻線SLに通じられる励磁電流
の実効値は目標としている電流パターンに近似すること
になり、出力トルクを制御することが可能となる。
ラクタンスモータの励磁巻線SLに通じられる励磁電流
の実効値は目標としている電流パターンに近似すること
になり、出力トルクを制御することが可能となる。
(発明が解決しようとする課題)
従来の駆動装置に(上 次の課題が未解決である。
既述のごとく従来の駆動装置で(志 励磁電流の実効値
を目標とする電流パターンに一致させるために励磁電流
のPWM制御が採用されている。しかし、そのPWM制
御による励磁電流の制御精度がきわめて低く、このため
出力トルクを自在に制御することができなかつ翫 励磁巻線SLに流れる励磁電流の実効値が目標とする電
流パターンと完全に一致するために(よ励磁巻線SLに
流れる励磁電流の波形は第4図(8)にトランジスタT
rl,Tr2のベース信号として示したパルス列に一致
することが望ましい。
を目標とする電流パターンに一致させるために励磁電流
のPWM制御が採用されている。しかし、そのPWM制
御による励磁電流の制御精度がきわめて低く、このため
出力トルクを自在に制御することができなかつ翫 励磁巻線SLに流れる励磁電流の実効値が目標とする電
流パターンと完全に一致するために(よ励磁巻線SLに
流れる励磁電流の波形は第4図(8)にトランジスタT
rl,Tr2のベース信号として示したパルス列に一致
することが望ましい。
すなわち、励磁巻線SLに流れる励磁電流の立ち上がり
時間及び立ち下がり時間が短く、トランジスタTri,
Tr2の○N/OFF制御に瞬時に追随しなければなら
ない。
時間及び立ち下がり時間が短く、トランジスタTri,
Tr2の○N/OFF制御に瞬時に追随しなければなら
ない。
しかし、実際に励磁巻線励磁巻線SLに流れる電流の波
形(友 同図に示すごとく比較的滑らかな立ち上がり及
び立ち下がり特性を示すため、目標とする電流パターン
の波形とは異なるものとなる。
形(友 同図に示すごとく比較的滑らかな立ち上がり及
び立ち下がり特性を示すため、目標とする電流パターン
の波形とは異なるものとなる。
特1:,励磁電流の立ち下がり特性は悪く,励磁期間の
終了後にも比較的長期間にわたって励磁電流が流れ続け
る.これ(友 励磁電流が立ち下がる電磁エネルギーの
回生時(;おいて形成される第4図(A)点線で示す回
生回路が、大きな値の時定数丁を有するからである。す
なわち、回生回路の時定数Tは次式により表される。
終了後にも比較的長期間にわたって励磁電流が流れ続け
る.これ(友 励磁電流が立ち下がる電磁エネルギーの
回生時(;おいて形成される第4図(A)点線で示す回
生回路が、大きな値の時定数丁を有するからである。す
なわち、回生回路の時定数Tは次式により表される。
Lm
T=
Rm
ここで、Lmは励磁巻線SLのインダクタンス、Rmは
励磁巻線SLの電気抵抗である.この抵抗値Rmはきわ
めて小さな値であり、 したがって時定数Tは大きな値
になるのである. また、この様な励磁電流の立ち下がり特性の不良1友
大きな励磁電流を通じる高負荷または高速回転の場合に
は更に顕著な悪影Wを及ぼし、可変ノラクタンスモータ
の構成によっては励磁期間終了後に流れ続ける励磁電流
のため制動トルクが発生して電気一機械変換効率を大き
く低下させるなど,種々の問題を誘発する。
励磁巻線SLの電気抵抗である.この抵抗値Rmはきわ
めて小さな値であり、 したがって時定数Tは大きな値
になるのである. また、この様な励磁電流の立ち下がり特性の不良1友
大きな励磁電流を通じる高負荷または高速回転の場合に
は更に顕著な悪影Wを及ぼし、可変ノラクタンスモータ
の構成によっては励磁期間終了後に流れ続ける励磁電流
のため制動トルクが発生して電気一機械変換効率を大き
く低下させるなど,種々の問題を誘発する。
本発明(上 可変リラクタンスモータの駆動装置に未解
決であった上記課題を解決するためになされたものであ
り、励磁巻線に通じる励磁電流の制御性を大幅に改善し
、出力トルクを所望の値に制御することができると共に
可変リラクタンスモータの電気一機械変換効率を高める
ことのできる優れた可変リラクタンスモータの駆動装置
を提供することを目的としている. 発明の構成 (課題を解決するための手段) 上記課題を解決するために本発明の構成した手段1よ 可変リラクタンスモータの励磁巻線両端に設けられ、
スイッチング信号に基づき前記励磁巻線と電源との接続
を遮断し、あるいは一方向のみの通電による励磁を許可
するスイッチング素子と、前記励磁巻線両端に設けられ
るスイッチング素子の一方と当該励磁巻線とに並列に接
続され 当該一方のスイッチング素子の通電方向と逆方
向の導通を許可する並列回路を形成する第1のダイオー
ドと、 前記励磁巻線両端に設けられるスイッチング素子の他方
と当該励磁巻線とに並列に接続され、 当該他方のスイ
ッチング素子の通電方向と逆方向の導通を許可する並列
回路を形成する第2のダイオー ドと、 前記スイッチング素子の作動を制御して前記励磁巻線に
流れる励磁電流を調節して前記可変リラクタンスモータ
に発生する回転トルクを所定値とする励磁タイミング制
御回路と、 を有する可変リラクタンスモータの駆動装置において、 前記第1のダイオードの形成する並列回路及び/または
前記第2のダイオードの形成する並列回路に、前記スイ
ッチング素子の耐圧に応じた値の抵抗器を直列接続した
ことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆動装置を
その要旨としている。
決であった上記課題を解決するためになされたものであ
り、励磁巻線に通じる励磁電流の制御性を大幅に改善し
、出力トルクを所望の値に制御することができると共に
可変リラクタンスモータの電気一機械変換効率を高める
ことのできる優れた可変リラクタンスモータの駆動装置
を提供することを目的としている. 発明の構成 (課題を解決するための手段) 上記課題を解決するために本発明の構成した手段1よ 可変リラクタンスモータの励磁巻線両端に設けられ、
スイッチング信号に基づき前記励磁巻線と電源との接続
を遮断し、あるいは一方向のみの通電による励磁を許可
するスイッチング素子と、前記励磁巻線両端に設けられ
るスイッチング素子の一方と当該励磁巻線とに並列に接
続され 当該一方のスイッチング素子の通電方向と逆方
向の導通を許可する並列回路を形成する第1のダイオー
ドと、 前記励磁巻線両端に設けられるスイッチング素子の他方
と当該励磁巻線とに並列に接続され、 当該他方のスイ
ッチング素子の通電方向と逆方向の導通を許可する並列
回路を形成する第2のダイオー ドと、 前記スイッチング素子の作動を制御して前記励磁巻線に
流れる励磁電流を調節して前記可変リラクタンスモータ
に発生する回転トルクを所定値とする励磁タイミング制
御回路と、 を有する可変リラクタンスモータの駆動装置において、 前記第1のダイオードの形成する並列回路及び/または
前記第2のダイオードの形成する並列回路に、前記スイ
ッチング素子の耐圧に応じた値の抵抗器を直列接続した
ことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆動装置を
その要旨としている。
(作用)
本発明の可変リラクタンスモータの駆動装置{社励磁巻
線に蓄積された電磁エネルギーを回生ずる回生回路を構
成するために設けられた第1のダイオードの形成する並
列回路及び/または第2のダイオードの形成する並列回
路lm, tlE抗器を直列接続して構成される.従
って、回生回路の時定数千1上 当該抵抗器の抵抗値に
応じて小さく改善される。
線に蓄積された電磁エネルギーを回生ずる回生回路を構
成するために設けられた第1のダイオードの形成する並
列回路及び/または第2のダイオードの形成する並列回
路lm, tlE抗器を直列接続して構成される.従
って、回生回路の時定数千1上 当該抵抗器の抵抗値に
応じて小さく改善される。
このため、励磁電流の立ち下がり特性は良好となりスイ
ッチング素子の○N/O F F制御への追随性が向上
する。
ッチング素子の○N/O F F制御への追随性が向上
する。
また、上記並列回路に直列接続される抵抗器の抵抗値1
表 スイッチング素子の耐圧に応じた値に選択される.
従って、スイッチング素子の耐久性を低下させることは
なく、駆動装置としての信頼性は従来同様に確保される
。
表 スイッチング素子の耐圧に応じた値に選択される.
従って、スイッチング素子の耐久性を低下させることは
なく、駆動装置としての信頼性は従来同様に確保される
。
以下、本発明をより具体的に説明するために実施例を挙
げて説明する。
げて説明する。
(実施例)
第1図(よ 実施例の可変リラクタンスモータ10の駆
動装置の回路構成を示すブロック図である。
動装置の回路構成を示すブロック図である。
図の制御系(上 簡略化のため、一相の励磁巻線12の
励磁電流を制御する部分のみを示し、またその制御系は
電流フィードバック・ループのみを記述し、その他の位
置及び速度フィードバック・ループは省略している。従
って実際に1社 第1図に示す制御系に位置及び速度フ
ィードバック・ループを付加したものを、可変リラクタ
ンスモータ10の励磁巻線の相数に対応する個数だけ設
けて構成される。
励磁電流を制御する部分のみを示し、またその制御系は
電流フィードバック・ループのみを記述し、その他の位
置及び速度フィードバック・ループは省略している。従
って実際に1社 第1図に示す制御系に位置及び速度フ
ィードバック・ループを付加したものを、可変リラクタ
ンスモータ10の励磁巻線の相数に対応する個数だけ設
けて構成される。
図示するごとく、可変リラクタンスモータ10の励磁巻
線12両端と電源との間に1社 スイッチング素子とし
てトランジスタ14.16が接続されている。また、こ
の励磁巻線12及びトランジスタ14と並列関係にある
並列回路1表 ダイオード18及び後述する抵抗値R1
を有する抵抗器19の直列接続により構成されている。
線12両端と電源との間に1社 スイッチング素子とし
てトランジスタ14.16が接続されている。また、こ
の励磁巻線12及びトランジスタ14と並列関係にある
並列回路1表 ダイオード18及び後述する抵抗値R1
を有する抵抗器19の直列接続により構成されている。
同様に、励磁巻線12及びトランジスタ16の並列回路
(戴ダイオード20及び後述する抵抗値R2を有する抵
抗器21の直列接続により構成される。これらトランジ
スタ14,16、ダイオード18.20及び抵抗器19
.21により励磁巻線12に通電される電流が制御され
るが、実際にどの様な励磁電流が流れているかを検出す
るため、トランジスタ14と励磁巻線12との接続線に
は電流検出コイル22が装着されている。また、その様
な励磁電流により可変リラクタンスモータ10が実際に
どの様に回転駆動されているかを検出するため、可変リ
ラクタンスモータ10の出力軸には回転方向及び回転角
度を検出するエンコーダ24、回転子と固定子との位相
関係を検出する極パルスセンサ26が装着されている。
(戴ダイオード20及び後述する抵抗値R2を有する抵
抗器21の直列接続により構成される。これらトランジ
スタ14,16、ダイオード18.20及び抵抗器19
.21により励磁巻線12に通電される電流が制御され
るが、実際にどの様な励磁電流が流れているかを検出す
るため、トランジスタ14と励磁巻線12との接続線に
は電流検出コイル22が装着されている。また、その様
な励磁電流により可変リラクタンスモータ10が実際に
どの様に回転駆動されているかを検出するため、可変リ
ラクタンスモータ10の出力軸には回転方向及び回転角
度を検出するエンコーダ24、回転子と固定子との位相
関係を検出する極パルスセンサ26が装着されている。
上記トランジスタ14.16の導通状態を所定のタイミ
ングで制御するため、各トランジスタのペースはトラン
ジスタ駆動回路30,32に接続されている。ここでト
ランジスタ駆動回路3 0.32と1よ 後述するタイ
ミング信号を入力すると、そのタイミング信号1二忠実
1ニトランジスタ]4,16を導通状態とするベース信
号を発生するものであり、TTL回路などにより構成さ
れる。
ングで制御するため、各トランジスタのペースはトラン
ジスタ駆動回路30,32に接続されている。ここでト
ランジスタ駆動回路3 0.32と1よ 後述するタイ
ミング信号を入力すると、そのタイミング信号1二忠実
1ニトランジスタ]4,16を導通状態とするベース信
号を発生するものであり、TTL回路などにより構成さ
れる。
本実施例において、上記タイミング信号を作成する回路
として次の回路が用いられる。
として次の回路が用いられる。
まず、電流パターン発生回路4 0 1L 図示しな
い速度制御系からトルク指令T・及びトルクの正・負信
号TSを入力すると共1気 現在の可変リラクタンスモ
ータ10の回転状態をエンコーダ24及び極パルスセン
サ26の出力信号から検出する。
い速度制御系からトルク指令T・及びトルクの正・負信
号TSを入力すると共1気 現在の可変リラクタンスモ
ータ10の回転状態をエンコーダ24及び極パルスセン
サ26の出力信号から検出する。
そして、これらの情報に基づき、回転子の角度位置に適
合した位相により目標としているトルクを発生するため
に必要とする電流パターン(第2図(A)参照)を決定
し、回転子の所定回転角度に同期してその電流パターン
信号を出力する。
合した位相により目標としているトルクを発生するため
に必要とする電流パターン(第2図(A)参照)を決定
し、回転子の所定回転角度に同期してその電流パターン
信号を出力する。
この電流パターンに適合した励磁電流を励磁巻線丁2に
通じるため、一定電圧Vpの電圧源と励磁巻線12との
接続状態をPWM制御する必要がある。そこで、上記電
流パターン発生回路40から出力される電流パターン信
号は、PWM回路42に入力される。この際、励磁電流
の制御精度を向上させるため、電流パターン信号と電流
検出コイル22の検出信号を比較し、その結果を比例・
積分調節器(PI調節器)44を介して応答性を改善し
た後に、目的としてぃるPWM回路42に入力している
。このPWM回路42により、第2図(A)に示すごと
く目標としている励磁電流の電流パターンとPWM用の
三角波キャリアとの比較が行わ札 その比較結果から第
2図(B)に示すような最終目的としている導通タイミ
ング信号が得られる。こうして作成された導通タイミン
グ信号が前述したトランジスタ14.16用のトランジ
スタ駆動回路30.32に入力され、 目的としている
励磁電流のPWM制御が達成される。
通じるため、一定電圧Vpの電圧源と励磁巻線12との
接続状態をPWM制御する必要がある。そこで、上記電
流パターン発生回路40から出力される電流パターン信
号は、PWM回路42に入力される。この際、励磁電流
の制御精度を向上させるため、電流パターン信号と電流
検出コイル22の検出信号を比較し、その結果を比例・
積分調節器(PI調節器)44を介して応答性を改善し
た後に、目的としてぃるPWM回路42に入力している
。このPWM回路42により、第2図(A)に示すごと
く目標としている励磁電流の電流パターンとPWM用の
三角波キャリアとの比較が行わ札 その比較結果から第
2図(B)に示すような最終目的としている導通タイミ
ング信号が得られる。こうして作成された導通タイミン
グ信号が前述したトランジスタ14.16用のトランジ
スタ駆動回路30.32に入力され、 目的としている
励磁電流のPWM制御が達成される。
以上のごとく構成される本実施例の可変リラクタンスモ
ータの駆動装置によれ{ヱ 励磁巻線12の励磁期間中
に次のような励磁電流が流札PWM制御の制御精度が改
善され、 可変リラクタンスモータ10の出力トルクを
任意に調節することができる。
ータの駆動装置によれ{ヱ 励磁巻線12の励磁期間中
に次のような励磁電流が流札PWM制御の制御精度が改
善され、 可変リラクタンスモータ10の出力トルクを
任意に調節することができる。
本実施例の可変リラクタンスモータの駆動装置により励
磁巻線12には第3図に示すような励磁電流及び回生電
流が流れる。導通タイミング信号が出力されてトランジ
スタ14.16が導通状態となる期間(よ 「電源一ト
ランジスタ14一励磁巻線12−トランジスタ16−グ
ランド」の閉回路が形成されて第3図に一点鎖線で示す
励磁電流が流へ 励磁巻線12は励磁モードとなって磁
気エネルギーが蓄積される。
磁巻線12には第3図に示すような励磁電流及び回生電
流が流れる。導通タイミング信号が出力されてトランジ
スタ14.16が導通状態となる期間(よ 「電源一ト
ランジスタ14一励磁巻線12−トランジスタ16−グ
ランド」の閉回路が形成されて第3図に一点鎖線で示す
励磁電流が流へ 励磁巻線12は励磁モードとなって磁
気エネルギーが蓄積される。
また、導通タイミング信号に基づきトランジスタ14.
16がOFFする期間には「グランドー抵抗器21−ダ
イオード20一励磁巻線12−ダイオード18一抵抗器
19一電源」の閉回路が形成され、 第3図に点線で示
す回生電流が流れる.すなわち、この期間には励磁巻線
12に蓄積された電磁エネルギーが電源側へ回生される
。そして、その回生電流は回生回路の抵抗分であるダイ
オード18.20及び電源の内部抵抗そして抵抗器19
. 21により熱エネルギーに変換されながら減少する
。この回生回路の時定数Tcとしては、第3図の回路図
より視覚により次式を得る。
16がOFFする期間には「グランドー抵抗器21−ダ
イオード20一励磁巻線12−ダイオード18一抵抗器
19一電源」の閉回路が形成され、 第3図に点線で示
す回生電流が流れる.すなわち、この期間には励磁巻線
12に蓄積された電磁エネルギーが電源側へ回生される
。そして、その回生電流は回生回路の抵抗分であるダイ
オード18.20及び電源の内部抵抗そして抵抗器19
. 21により熱エネルギーに変換されながら減少する
。この回生回路の時定数Tcとしては、第3図の回路図
より視覚により次式を得る。
Rm+R1+R2
上記右辺から明らかなように、回生回路の抵抗分(.t
,抵抗器19.21を新たに追加したことにより時定数
Tcは従前の時定数丁に比較して小さな値となり、励磁
電流の立ち下がり特性が改善される。従って、第1図の
駆動回路により励磁巻線12に流れる励磁電流を図示す
るなら11 第2図(C)に示すごとき波形となり、
一見して従前の励磁電流波形(第4図(B))に比較し
て目標としている電流パターン1こ近似することが理解
できる。
,抵抗器19.21を新たに追加したことにより時定数
Tcは従前の時定数丁に比較して小さな値となり、励磁
電流の立ち下がり特性が改善される。従って、第1図の
駆動回路により励磁巻線12に流れる励磁電流を図示す
るなら11 第2図(C)に示すごとき波形となり、
一見して従前の励磁電流波形(第4図(B))に比較し
て目標としている電流パターン1こ近似することが理解
できる。
この様に 抵抗器19.21により励磁電流の立ち下が
り特性が改善されるため、その抵抗値81,R2は大き
な値であることが望ましい。 しがし、一方1二おいて
この回生モード期間中においてトランジスタ]4には、
励磁巻線12に印加される電源電圧Vpとダイオード1
8及び抵抗器1つの抵抗分による電圧降下V「の和に等
しい電圧VR (=V p+V r)が印加されること
になり、抵抗器19の抵抗値R1の上昇により電圧VR
も上昇する。従って、抵抗器19の抵抗値R1の上限(
上トランジスタ16の耐圧特性により決定される。同様
1:,抵抗器21の上限{上トランジスタ14の耐圧特
性により決定される。
り特性が改善されるため、その抵抗値81,R2は大き
な値であることが望ましい。 しがし、一方1二おいて
この回生モード期間中においてトランジスタ]4には、
励磁巻線12に印加される電源電圧Vpとダイオード1
8及び抵抗器1つの抵抗分による電圧降下V「の和に等
しい電圧VR (=V p+V r)が印加されること
になり、抵抗器19の抵抗値R1の上昇により電圧VR
も上昇する。従って、抵抗器19の抵抗値R1の上限(
上トランジスタ16の耐圧特性により決定される。同様
1:,抵抗器21の上限{上トランジスタ14の耐圧特
性により決定される。
なお、上記実施例の可変リラクタンスモータの駆動装置
において、励磁電流の立ち下がり特性が向上することで
第2図(C)に示すごとく励磁電流波形の歪率が大きく
なるごとく感じられるが、これは説明の都合上PWM制
御における三角波キャリアの周波数fを低くして作図し
ているためであり、この周波数fを向上させることで励
磁電流は歪の少ない波形となり、より一層目標とする電
流パターンへ近づくのである。
において、励磁電流の立ち下がり特性が向上することで
第2図(C)に示すごとく励磁電流波形の歪率が大きく
なるごとく感じられるが、これは説明の都合上PWM制
御における三角波キャリアの周波数fを低くして作図し
ているためであり、この周波数fを向上させることで励
磁電流は歪の少ない波形となり、より一層目標とする電
流パターンへ近づくのである。
以上のごとく構成される本実施例の可変リラクタンスモ
ータの駆動装置によれ1ヱ 励磁巻線12に流れる電流
波形は目標とする電流パターンにきわめて近似する特性
を示す。従って、可変リラクタンスモータ10の出力ト
ルクを完全に所望の値に制御することができる。また、
励磁期間を経過した後に不要な励磁が実行されないため
、不測の制動トルクが発生することもなく、可変リラク
タンスモータの電気一機械変換効率を高めることができ
る。
ータの駆動装置によれ1ヱ 励磁巻線12に流れる電流
波形は目標とする電流パターンにきわめて近似する特性
を示す。従って、可変リラクタンスモータ10の出力ト
ルクを完全に所望の値に制御することができる。また、
励磁期間を経過した後に不要な励磁が実行されないため
、不測の制動トルクが発生することもなく、可変リラク
タンスモータの電気一機械変換効率を高めることができ
る。
また、時定数Tcは抵抗器19.21の合成抵抗値(R
1+R2)に応じて改善されるが、各トランジスタ14
.16の逆電圧は各抵抗器19,21の抵抗値R1また
は抵抗値R2のみ基づく小さな上昇に留まる。従って、
トランジスタ14,16として逆耐圧が比較的低く、
スイッチング速度の高い素子、例えばバワーMOS−F
ET等が使用可能となり、PWM制御の三角波キャリア
の周波数fを容易に高めることができる。
1+R2)に応じて改善されるが、各トランジスタ14
.16の逆電圧は各抵抗器19,21の抵抗値R1また
は抵抗値R2のみ基づく小さな上昇に留まる。従って、
トランジスタ14,16として逆耐圧が比較的低く、
スイッチング速度の高い素子、例えばバワーMOS−F
ET等が使用可能となり、PWM制御の三角波キャリア
の周波数fを容易に高めることができる。
以上本発明の一実施例につき説明したが、本発明は上記
実施例に何ら限定されるものではなく、その要旨を逸脱
しない種々の態様により具現化されるものである。例え
{L 前記実施例では抵抗器19.21を使用してトラ
ンジスタ14.16の逆耐圧の上昇を抑える構成を採用
しら しかし、何れか一方のトランジスタ14あるいは
トランジスタ16の逆耐圧に充分な余裕がある場合、そ
の逆耐圧に余裕のあるトランジスタ14または16に対
して並列関係にある抵抗器19または21のみを採用し
、他方の抵抗器21または19を省略することができる
。この様に一方の抵抗器を省略するならfi 駆動回
路の簡略イし 部品管理等に優札 量産への適応性に富
む構成となる。
実施例に何ら限定されるものではなく、その要旨を逸脱
しない種々の態様により具現化されるものである。例え
{L 前記実施例では抵抗器19.21を使用してトラ
ンジスタ14.16の逆耐圧の上昇を抑える構成を採用
しら しかし、何れか一方のトランジスタ14あるいは
トランジスタ16の逆耐圧に充分な余裕がある場合、そ
の逆耐圧に余裕のあるトランジスタ14または16に対
して並列関係にある抵抗器19または21のみを採用し
、他方の抵抗器21または19を省略することができる
。この様に一方の抵抗器を省略するならfi 駆動回
路の簡略イし 部品管理等に優札 量産への適応性に富
む構成となる。
発明の効果
以上実施例を挙げて詳述したごとく本発明の可変リラク
タンスモータの駆動装置(上 回生回路である第1のダ
イオードの形成する並列回路及び/または第2のダイオ
ードの形成する並列回路に、スイッチング素子の耐圧に
応じた値の抵抗器を直列接続して構成したものである。
タンスモータの駆動装置(上 回生回路である第1のダ
イオードの形成する並列回路及び/または第2のダイオ
ードの形成する並列回路に、スイッチング素子の耐圧に
応じた値の抵抗器を直列接続して構成したものである。
従って、励磁巻線に通じる励磁電流の立ち下がり特性が
改善され、 電流パターン制御の制御精度が向上する。
改善され、 電流パターン制御の制御精度が向上する。
これにより、出力トルクを所望の値に容易に調整するこ
とができる。また、励磁期間終了後に不要な励磁電流が
継続しないため、可変リラクタンスモータの電気一機械
変換効率を高める効果もある。
とができる。また、励磁期間終了後に不要な励磁電流が
継続しないため、可変リラクタンスモータの電気一機械
変換効率を高める効果もある。
第1図は本発明の一実施例である可変リラクタンスモー
タの駆動装置の電気回路ブロックは 第2図(A).
(B). (c)は同実施例における各部の電流波
形、第3図は同実施例における励磁巻線に流れる電流の
モード説明は 第4図(A)及び(B)は従来の可変リ
ラクタンスモータ駆動装置の電気回路及び各部の電流波
形の説明は を示している。 10・・・可変リラクタンスモータ 12・・・励磁巻
線14.16・・・トランジスタ 18.20・・・ダイオード 19.21・・・抵抗器
22・・・電流検出コイル 24・・・エンコー
ダ26・・・極パルスセンサ 30.32・・・トランジスタ駆動回路40・・・電流
パターン発生回路 42・・・PWM回路44・・・比
例・積分調節器
タの駆動装置の電気回路ブロックは 第2図(A).
(B). (c)は同実施例における各部の電流波
形、第3図は同実施例における励磁巻線に流れる電流の
モード説明は 第4図(A)及び(B)は従来の可変リ
ラクタンスモータ駆動装置の電気回路及び各部の電流波
形の説明は を示している。 10・・・可変リラクタンスモータ 12・・・励磁巻
線14.16・・・トランジスタ 18.20・・・ダイオード 19.21・・・抵抗器
22・・・電流検出コイル 24・・・エンコー
ダ26・・・極パルスセンサ 30.32・・・トランジスタ駆動回路40・・・電流
パターン発生回路 42・・・PWM回路44・・・比
例・積分調節器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 可変リラクタンスモータの励磁巻線両端に設けられ
、スイッチング信号に基づき前記励磁巻線と電源との接
続を遮断し、あるいは一方向のみの通電による励磁を許
可するスイッチング素子と、前記励磁巻線両端に設けら
れるスイッチング素子の一方と当該励磁巻線とに並列に
接続され、当該一方のスイッチング素子の通電方向と逆
方向の導通を許可する並列回路を形成する第1のダイオ
ードと、 前記励磁巻線両端に設けられるスイッチング素子の他方
と当該励磁巻線とに並列に接続され、当該他方のスイッ
チング素子の通電方向と逆方向の導通を許可する並列回
路を形成する第2のダイオードと、 前記スイッチング素子の作動を制御して前記励磁巻線に
流れる励磁電流を調節して前記可変リラクタンスモータ
に発生する回転トルクを所定値とする励磁タイミング制
御回路と、を有する可変リラクタンスモータの駆動装置
において、 前記第1のダイオードの形成する並列回路及び/または
前記第2のダイオードの形成する並列回路に、前記スイ
ッチング素子の耐圧に応じた値の抵抗器を直列接続した
ことを特徴とする可変リラクタンスモータの駆動装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1185259A JP2792122B2 (ja) | 1989-07-18 | 1989-07-18 | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1185259A JP2792122B2 (ja) | 1989-07-18 | 1989-07-18 | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0352589A true JPH0352589A (ja) | 1991-03-06 |
JP2792122B2 JP2792122B2 (ja) | 1998-08-27 |
Family
ID=16167693
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1185259A Expired - Fee Related JP2792122B2 (ja) | 1989-07-18 | 1989-07-18 | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2792122B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013132093A (ja) * | 2011-12-20 | 2013-07-04 | Fujitsu General Ltd | スイッチドリラクタンスモータ用駆動回路およびスイッチドリラクタンスモータ |
WO2023221531A1 (zh) * | 2022-05-20 | 2023-11-23 | 中国矿业大学 | 一种绕组切换型开关磁阻电机功率电路及其控制方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61191300A (ja) * | 1985-02-19 | 1986-08-25 | Nippon Parusumootaa Kk | パルスモ−タ制御用ユニポ−ラチヨツパ回路 |
JPS62272851A (ja) * | 1986-05-19 | 1987-11-27 | Secoh Giken Inc | リラクタンス型半導体電動機 |
-
1989
- 1989-07-18 JP JP1185259A patent/JP2792122B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61191300A (ja) * | 1985-02-19 | 1986-08-25 | Nippon Parusumootaa Kk | パルスモ−タ制御用ユニポ−ラチヨツパ回路 |
JPS62272851A (ja) * | 1986-05-19 | 1987-11-27 | Secoh Giken Inc | リラクタンス型半導体電動機 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013132093A (ja) * | 2011-12-20 | 2013-07-04 | Fujitsu General Ltd | スイッチドリラクタンスモータ用駆動回路およびスイッチドリラクタンスモータ |
WO2023221531A1 (zh) * | 2022-05-20 | 2023-11-23 | 中国矿业大学 | 一种绕组切换型开关磁阻电机功率电路及其控制方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2792122B2 (ja) | 1998-08-27 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |