JPH0348686B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、大容量リアクタンスをIC（集積回
路）内に等価的に形成する為の回路に関するもの
で、特に温度変化に対して安定な容量リアクタン
スを得んとするものである。[Detailed Description of the Invention] The present invention relates to a circuit for equivalently forming a large capacitance reactance in an IC (integrated circuit), and particularly to a circuit for obtaining a capacitance reactance that is stable against temperature changes. It is.

音響機器等のIC化が盛んであるが、コイル等
の誘導リアクタンスや大容量のコンデンサ等の容
量リアクタンスは、モノリシツクIC内に組み込
むことが出来ないので、従来はICから接続ピン
を出し、それに外付けするのが一般的であつた。
しかして、誘導リアクタンスについては、トラン
ジスタや抵抗等のIC化が容易な回路素子を用い
て等価的にIC内に形成する技術が開発されてお
り、現実にIC内に組み込まれている例もあるが、
大容量リアクタンスについては、末だIC化の例
を見ない。 The use of ICs in audio equipment, etc. is popular, but inductive reactances such as coils and capacitive reactances such as large capacitors cannot be incorporated into monolithic ICs. It was common to attach
However, with regard to inductive reactance, technology has been developed to equivalently form it inside an IC using circuit elements such as transistors and resistors that can be easily integrated into an IC, and there are cases where it is actually incorporated into an IC. but,
As for large-capacity reactance, we have yet to see any examples of ICs being used.

ところで、第１図に示される如き容量リアクタ
ンス回路が、本発明と同一の出願人により出願さ
れている。これは、エミツタが共通接続された第
１及び第２トランジスタ１及び２と、該第１トラ
ンジスタ１のコレクタ・ベース間に接続された容
易にIC化が出来る小容量コンデンサ３と、前記
第１及び第２トランジスタ１及び２のベース間に
接続された抵抗と、前記第１及び第２トランジス
タ１及び２の共通にエミツタに接続された電流源
５とを備えるもので、端子６から見た場合に、等
価的な大容量リアクタンスを得ることが出来るも
のである。第１図の回路において、端子６の電圧
をe₀、入力電流をi₁、コンデンサ３に流れる電流
をi₂とすれば、第１トランジスタ１のベース電圧
e₁は、第２トランジスタ２のベース電圧を基準と
して、 e₁＝Ri₂ ……(1) （ただしＲは抵抗４の抵抗値） となり、入力電流i₁は、 i₁＝e₁・gm＋i₂ ……(2) （ただしgmは第１トランジスタ１の相互コ
ンダクタンス） となる。ところで一般的に第１トランジスタ１の
コレクタ電流は、コンデンサ３に流れる電流より
も十分に大であるので、第(2)式は i₁＝e₁・gm ……(2)′ となる。また、コンデンサ３に流れる電流i₂は、 i₂＝e₀／Ｒ＋１／jωc ……(3) （ただし、Ｃはコンデンサ３の容量リアクタ
ンス、ωは角周波数） となる。従つて、第(1)、第(2)′及び(3)式から、入
力電流i₁は、 i₁＝e₀／１／gm＋１／jω・Ｒ・gm・ｃ……(4) と表わすことが出来、これは第１図の回路が、第
２図に示す如く、抵抗値が１／gmの抵抗７と、
容量リアクタンスがR.gm・Ｃのコンデンサ８と
の直列回路と等価であることを示している。第(4)
式における相互コンダクタンス（gm）は、更に
第(5)式の如く電流源５に流れる電流Ｉの関数とし
て示される。 Incidentally, a capacitive reactance circuit as shown in FIG. 1 has been filed by the same applicant as the present invention. This consists of first and second transistors 1 and 2 whose emitters are commonly connected, a small-capacity capacitor 3 connected between the collector and base of the first transistor 1 that can be easily integrated into an IC, and the first and second transistors. It comprises a resistor connected between the bases of the second transistors 1 and 2, and a current source 5 connected to the common emitter of the first and second transistors 1 and 2, when viewed from the terminal 6. , it is possible to obtain an equivalent large-capacity reactance. In the circuit shown in FIG. 1, if the voltage at terminal 6 is e ₀ , the input current is i ₁ , and the current flowing through capacitor 3 is i ₂ , then the base voltage of first transistor 1 is
e ₁ is based on the base voltage of the second transistor 2, e ₁ = Ri ₂ ...(1) (where R is the resistance value of the resistor 4), and the input current i ₁ is i ₁ = e ₁ · gm + i ₂ ...(2) (where gm is the mutual conductance of the first transistor 1). By the way, since the collector current of the first transistor 1 is generally sufficiently larger than the current flowing through the capacitor 3, the equation (2) becomes i ₁ =e ₁ ·gm . . . (2)'. Further, the current i ₂ flowing through the capacitor 3 is i ₂ =e ₀ /R+1/jωc (3) (where C is the capacitive reactance of the capacitor 3 and ω is the angular frequency). Therefore, from equations (1), (2)', and (3), the input current i ₁ is expressed as i ₁ = e ₀ /1/gm+1/jω・R・gm・c...(4) This is because the circuit shown in Figure 1 is connected to a resistor 7 with a resistance value of 1/gm, as shown in Figure 2.
This shows that the capacitive reactance is equivalent to a series circuit with capacitor 8 of R.gm·C. the 4th)
The mutual conductance (gm) in the equation is further expressed as a function of the current I flowing through the current source 5 as shown in equation (5).

gm＝ｑＩ／２／2kT＝qI／4kT ……(5) （ ただし、ｋはボルツマン定数 Ｔは絶対温度 ｑは電子の電荷量） 従つて、第(5)式より等価容量リアクタンスは、 Ｒ・gm・Ｃ＝ｑ／4kT・Ｒ・Ｃ・Ｉ ……(6) となり、電流源５に流れる電流Ｉに比例したもの
となる。それ故、前記電流源５に流れる電流Ｉを
変化すれば、第１図の回路は、可変容量リアクタ
ンスともなる。 gm=qI/2/2kT=qI/4kT...(5) (where k is Boltzmann's constant, T is absolute temperature, and q is the amount of electron charge) Therefore, from equation (5), the equivalent capacitance reactance is R・gm・C=q/4kT・R・C・I (6) and is proportional to the current I flowing through the current source 5. Therefore, if the current I flowing through the current source 5 is changed, the circuit shown in FIG. 1 also becomes a variable capacitance reactance.

上述の如く、第１図の回路は、IC化の可能な
素子のみの使用で等価容量リアクタンスを得るこ
とが出来るので、IC化の自由度が増すという便
利なものであるが、ｑ／kTの項が温度に対して不安 定な為に、前記第１図の回路を発振素子の並列容
量として用いる場合には、発振周波数の変動が生
じる等の欠点を有していた。 As mentioned above, the circuit shown in Figure 1 is convenient because it can obtain equivalent capacitance reactance by using only elements that can be integrated into an IC, increasing the degree of freedom in integration into an IC. Since the term is unstable with respect to temperature, when the circuit shown in FIG. 1 is used as a parallel capacitor of an oscillation element, there is a drawback that the oscillation frequency fluctuates.

本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、以
下実施例に基づき、図面を参照しながら説明す
る。第３図は本発明の一実施例を示すもので、９
はエミツタが共通接続された第１及び第２トラン
ジスタ１０及び１１から成る第１差動増幅回路、
１２は前記第１トランジスタ１０のコレクタ・ベ
ース間に接続された小容量のコンデンサ、１３は
前記第１及び第２トランジスタ１０及び１１の共
通エミツタに接続された第１電流源、１４はダイ
オード接続され、そのベースが前記第１トランジ
スタ１０のベースに接続された第３トランジスタ
１５と、ベースが前記第２トランジスタ１１のベ
ースに接続された第４トランジスタ１６とから成
る第２差動増幅回路、１７は前記第３及び第４ト
ランジスタ１５及び１６の共通エミツタに接続さ
れた第２電流源、１８は前記第２及び第４トラン
ジスタ１１及び１５のベースに基準電圧を供給す
る為の定電圧源、１９はPNPトランジスタ２０
とダイオード２１とから成り、第１及び第２トラ
ンジスタ１０及び１１のコレクタ電流を供給する
為の第１電流ミラー回路、及び２２はPNPトラ
ンジスタ２３とダイオード２４とから成り、第３
及び第４トランジスタ１５及び１６のコレクタ電
流を供給する為の第２電流ミラー回路である。 The present invention has been made in view of the above points, and will be described below based on embodiments and with reference to the drawings. FIG. 3 shows an embodiment of the present invention. 9
is a first differential amplifier circuit consisting of first and second transistors 10 and 11 whose emitters are commonly connected;
12 is a small capacitor connected between the collector and base of the first transistor 10, 13 is a first current source connected to the common emitter of the first and second transistors 10 and 11, and 14 is a diode connected. A second differential amplifier circuit 17 includes a third transistor 15 whose base is connected to the base of the first transistor 10, and a fourth transistor 16 whose base is connected to the base of the second transistor 11. a second current source connected to the common emitters of the third and fourth transistors 15 and 16; 18 a constant voltage source for supplying a reference voltage to the bases of the second and fourth transistors 11 and 15; 19 a constant voltage source; PNP transistor 20
and a diode 21 for supplying the collector currents of the first and second transistors 10 and 11; 22 is a PNP transistor 23 and a diode 24;
and a second current mirror circuit for supplying the collector currents of the fourth transistors 15 and 16.

しかして、第３図において、第３トランジスタ
１５のベース・エミツタ間の接合抵抗R_Eは、第
２電流源１７の電流をI_Eとすれば、 R_E＝kT／ｑ・IE／２＝2kT／ｑ・I_E ……(7) となり、第４トランジスタ１６のベース・エミツ
タ間の接合抵抗R_Eも第(7)式の如くなる。従つて、
第３トランジスタ１５のベースから第４トランジ
スタ１６のベースを見た等価インピーダンスR_Z
は R_Z＝2R_E＝4kT／ｑ・I_E ……(8) となり、前記第(6)及び第(8)式から、第３図の回路
における端子２５から見た等価容量リアクタンス
は、 R_Z・gm・Ｃ＝4kT／ｑ・I_E・qI／4kT・ＣＩ／I_E……(9
) となる。第(9)式から明らかな如く、第３図に示さ
れる回路の等価容量リアクタンスは、コンデンサ
１２の容量Ｃと、第１及び第２電流源１３及び１
７に流れる電流Ｉ及びI_Eの比Ｉ／I_Eとによつて決ま り、ｑ／hTという要素を含まない。その為、第３図 の回路は温度に対して極めて安定な回路となり、
特に発振器に利用して好適なものとなる。 Therefore, in FIG. 3, the junction resistance R _E between the base and emitter of the third transistor 15 is R _E =kT/q・IE/2=2kT, where _IE is the current of the second current source 17. /q·I _E (7), and the junction resistance R _E between the base and emitter of the fourth transistor 16 also becomes as shown in equation (7). Therefore,
Equivalent impedance R _Z when looking from the base of the third transistor 15 to the base of the fourth transistor 16
is R _Z = 2R _E = 4kT/q・I _E ...(8) From equations (6) and (8) above, the equivalent capacitance reactance seen from terminal 25 in the circuit of Figure 3 is R _Z・gm・C=4kT/q・I _E・qI/4kT・CI/I _E ……(9
) becomes. As is clear from equation (9), the equivalent capacitance reactance of the circuit shown in FIG.
It is determined by the current I flowing through IE and the ratio I/ _IE of _IE , and does not include the element q/hT. Therefore, the circuit shown in Figure 3 is extremely stable with respect to temperature.
It is particularly suitable for use in oscillators.

また、第(9)式から明らかな如く、第１電流源１
３の電流Ｉと第２電流源１７の電流I_Eの少くとも
一方を制御信号により可変とすれば、等価容量リ
アクタンスを変化させることが出来、第３図の回
路を可変容量リアクタンスとして利用出来る。特
に、第１電流源１３の電流Ｉを変化させると容量
リアクタンスを直線的に変化させることが出来、
電圧制御発振器の如く、温度に対して安定でかつ
直線的に変化する可変容量リアクタンスを必要と
する機器のIC化が極めて容易となる。 Furthermore, as is clear from equation (9), the first current source 1
By making at least one of the current I of No. 3 and the current I _E of the second current source 17 variable by a control signal, the equivalent capacitance reactance can be changed, and the circuit of FIG. 3 can be used as a variable capacitance reactance. In particular, by changing the current I of the first current source 13, the capacitive reactance can be changed linearly.
This makes it extremely easy to integrate devices such as voltage-controlled oscillators that require variable capacitance reactance that is stable and linearly variable with respect to temperature into an IC.

以上述べた如く、本発明に係る容量リアクタン
ス回路は、IC化に適し、かつ温度に対して安定
な特性を有する優れたものである。 As described above, the capacitive reactance circuit according to the present invention is suitable for IC implementation and has excellent characteristics that are stable with respect to temperature.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は、本発明の基本となる容量リアクタン
ス回路を示す回路図、第２図はその等価回路図、
及び第３図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。 主な図番の説明、１０，１１，１５，１６…ト
ランジスタ、１２…コンデンサ、１３…第１電流
源、１７…第２電流源。 Figure 1 is a circuit diagram showing a capacitive reactance circuit which is the basis of the present invention, Figure 2 is its equivalent circuit diagram,
and FIG. 3 are circuit diagrams showing one embodiment of the present invention. Explanation of main figure numbers, 10, 11, 15, 16...transistor, 12...capacitor, 13...first current source, 17...second current source.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ エミツタが共通接続された第１の一対のトラ
ンジスタと、該一対のトランジスタのうちの一方
のトランジスタのコレクタ・ベース間に接続され
たコンデンサと、前記一対のトランジスタのエミ
ツタ電流を定める為の第１電流源と、前記一対の
トランジスタのベースにそれぞれ共通接続される
ベースを有する第２の一対のトランジスタと、該
第２の一対のトランジスタのエミツタ電流を定め
る為の第２電流源とから成り、前記第１の一対の
トランジスタのうちの一方のトランジスタのコレ
クタから見た等価容量を、前記コンデンサの容量
と前記第１及び第２電流源の電流比とによつて定
める様に成したことを特徴とする容量リアクタン
ス回路。 ２ 前記第１及び第２電流源の少くとも一方は、
制御信号に応じて流れる電流が変化する可変電流
源であり、前記可変電流源に流れる電流に応じた
可変等価容量が得られる様に成したことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の容量リアクタン
ス回路。[Scope of Claims] 1. A first pair of transistors whose emitters are commonly connected, a capacitor connected between the collector and base of one of the pair of transistors, and an emitter current of the pair of transistors. a first current source for determining the emitter current of the second pair of transistors; a second pair of transistors each having a base commonly connected to the bases of the pair of transistors; source, such that the equivalent capacitance seen from the collector of one of the first pair of transistors is determined by the capacitance of the capacitor and the current ratio of the first and second current sources. A capacitive reactance circuit characterized by the following. 2. At least one of the first and second current sources,
The variable current source is a variable current source whose current flows in accordance with a control signal, and is configured such that a variable equivalent capacity can be obtained in accordance with the current flowing through the variable current source. Capacitive reactance circuit.