JPS6326017A - Variable reactance circuit - Google Patents
Variable reactance circuitInfo
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 16
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 abstract description 10
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 239000003292 glue Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、動作電流の制御によって等価的なりアクタ
ンス値を変える可変リアクタンス回路に係り、特に、等
価リアクタンスの制御形態に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a variable reactance circuit that changes an equivalent reactance value by controlling an operating current, and particularly relates to a form of controlling equivalent reactance.
一般に、可変リアクタンス回路を用いた位相同期ループ
（Ｐ Ｌ Ｌ）は、第３図に示すように、特定の発振周
波数ｆｒのセラミック共振子２を発振素子として発振回
路４を設置し、この発振回路４に対して制御信号（電流
または電圧）によって等価リアクタンスを可変する可変
リアクタンス回路６を設置することにより、制御信号に
よって発振周波数を変化させる電圧制御発振器を構成し
ている。この電圧制御発振器を構成している発振回路４
の発振出力は、バッファ回路としての増幅器８を通して
増幅した後、分周回路１０で分周し、その分周回路１０
の出力と同期すべき信号ｆｓとの位相差を位相比較回路
１２で検出し、その位相差をバッファ回路としての増幅
器１３を通して制御信号に変換し、この制御信号は可変
リアクタンス回路６に加えられて、発振回路４の発振周
波数の制御に用いられる。In general, a phase-locked loop (PLL) using a variable reactance circuit, as shown in FIG. 4 is provided with a variable reactance circuit 6 that varies the equivalent reactance in response to a control signal (current or voltage), thereby constructing a voltage controlled oscillator that varies the oscillation frequency in accordance with the control signal. Oscillation circuit 4 configuring this voltage controlled oscillator
The oscillation output of
A phase comparison circuit 12 detects the phase difference between the output of the output and the signal fs to be synchronized, converts the phase difference into a control signal through an amplifier 13 serving as a buffer circuit, and this control signal is added to the variable reactance circuit 6. , is used to control the oscillation frequency of the oscillation circuit 4.
ところで、可変リアクタンス回路６には、たとえば、特
開昭５９−５７５１５号「可変リアクタンス回路」が提
案されている。By the way, as the variable reactance circuit 6, for example, ``Variable Reactance Circuit'' has been proposed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-57515.
この可変リアクタンス回路６を用いて構成された電圧制
御発振器を第４０に示す。この可変リアクタンス回路６
は、第４図に示すように、第１および第２の差動増幅器
１４．１６を備え、差動増幅器１４は一対のトランジス
タ１８．２０および制御信号によって電流値が加減され
る可変電流源２２で構成され、また、差動増幅器１６は
同一の回路形態でトランジスタ２４．２６および可変電
流源２日によって構成されている。そして、各差動増幅
器１４．１６は、トランジスタ１８とトランジスタ２６
、トランジスタ２０とトランジスタ２４のヘースを共通
に接続し、各ベース間に抵抗３０を設置するとともに、
ダイオード３２およびトランジスタ３４からなるカレン
トミラー回路を以て共通の負荷としており、各差動増幅
器１４．１６の入出力部間には共通のキャパシタ３６に
よって帰還回路を設置したものである。A voltage controlled oscillator configured using this variable reactance circuit 6 is shown in the 40th figure. This variable reactance circuit 6
As shown in FIG. 4, the differential amplifier 14 includes a pair of transistors 18.20 and a variable current source 22 whose current value is adjusted by a control signal. The differential amplifier 16 has the same circuit configuration as transistors 24 and 26 and a variable current source. Each differential amplifier 14, 16 includes a transistor 18 and a transistor 26.
, the bases of the transistor 20 and the transistor 24 are connected in common, and a resistor 30 is installed between each base,
A current mirror circuit consisting of a diode 32 and a transistor 34 serves as a common load, and a feedback circuit is provided between the input and output sections of each differential amplifier 14, 16 using a common capacitor 36.
したがって、可変電流ｔＪ、２２に流れる電流をＩＩ、
可変電流源２８に流れる電流をｒｚ−出力点Ｐの電圧を
ｅｏ、キャパシタ３６に流れる電流を１１、抵抗３０の
抵抗値をＲとし、電流１２＝０に設定した場合、電圧ｅ
Ｏと電流ｉＩとは９０度の位相差を持ち、電流１１はキ
ャパシタ３６から抵抗３０に流れる。そこで、トランジ
スタ１８のベース電圧ｅ１は、
ｅＩミＲ・ｉＩ ・・・（１）となり、
また、電流１１は、
１Ｉ＝ｅｏ ／ （Ｒ＋ （１／ ｊωＣ）１・・・（
２）
となる。ただし、１／ｊωＣはキャパシタ３６の容量リ
アクタンスである。また、出力点Ｐに流入する電流を１
２とすると、電流１２は、ｉ２ ＝ｅ１ ・ｇｍ＋ｉｌ
・・・（３）となる。ただし、ｇｍは相互コ
ンダクタンスである。Therefore, the current flowing through the variable current tJ,22 is II,
The current flowing through the variable current source 28 is rz - the voltage at the output point P is eo, the current flowing through the capacitor 36 is 11, the resistance value of the resistor 30 is R, and when the current 12 is set to 0, the voltage e
O and current iI have a phase difference of 90 degrees, and current 11 flows from capacitor 36 to resistor 30. Therefore, the base voltage e1 of the transistor 18 is eImiR・iI (1),
In addition, the current 11 is 1I=eo/(R+ (1/jωC)1...(
2) It becomes. However, 1/jωC is the capacitive reactance of the capacitor 36. Also, the current flowing into the output point P is 1
2, the current 12 is i2 = e1 ・gm+il
...(3). However, gm is mutual conductance.
次に、トランジスタ１８のコレクタ電流をｉ〕とすると
、１３＝ｅｌ ・ｇｍであるから、ｉ３＞＞１１の場
合、１２ ＝ｅ１ ・ｇｍとなる。この場合、ｉ３の位
相は電流ｉＩの位相に等しく、電流１２ｉ２ ＝ｅｏ
／ （（１／ｇｍ）
＋ （１／ｊωＲ−Ｃ−ｇｍ））
・ ・ ・（４）
となる。したがって、出力点Ｐから見ると、抵抗値が１
７ ｇ ｍの抵抗３０、容量リアクタンスがＲ・Ｃ・ｇ
ｍのキャパシタ３６とからなる直列回路に等価であるこ
とが分かる。そこで、１ ／ ｇ ｍを十分に小さいも
のであると仮定すれば、第４図に示す回路は、等低容量
リアクタンスがＲ−Ｃ・ｇｍのキャパシタであると見做
すことができる。Next, if the collector current of the transistor 18 is i], then 13=el.gm, so if i3>>11, 12=e1.gm. In this case, the phase of i3 is equal to the phase of current iI, and current 12i2 = eo
/ ((1/gm) + (1/jωR-C-gm)) ・ ・ ・(4) Therefore, when viewed from the output point P, the resistance value is 1
7 g m resistance 30, capacitive reactance R・C・g
It can be seen that this is equivalent to a series circuit consisting of m capacitors 36. Therefore, assuming that 1/g m is sufficiently small, the circuit shown in FIG. 4 can be regarded as a capacitor with an equal low capacitance reactance of R-C·gm.
また、相互コンダクタンスｇｍは、 ｇｍ−αｑＩ＋ Ｘ２／４ｋＴ ＝（α１５２）ｒ＋ ・・・（５）となる。Also, the mutual conductance gm is gm-αqI+X2/4kT =(α152)r+ (5).
ただし、ｋはポルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子
の電荷量、αは電流増幅率である。However, k is the Portzmann constant, T is the absolute temperature, q is the amount of electron charge, and α is the current amplification factor.
次に、可変電流源２２に流れる電流１１−０、可変電流
源２８に流れる電流Ｉ２を流し、そのとき、キャパシタ
３６に流れる電流をｉ４とすると、トランジスタ２４の
ベース電圧ｅ３は、ｅ３−Ｒ−ｉ４
・ ・ ・（６）となり、また、電流ｉ４は、
１４＝ｅｏ ／ （Ｒ＋ （１／ｊωＣ）１・・・（７
）
となる。ただし、１／ｊωＣはキャパシタ３６の容量リ
アクタンスである。また、出力点Ｐに流れる電流をｉ５
とすると、電２Ｉｔｉ ｓは、ＩＳ＝”ｆｆ ・ｇ
ｍ ＋ ｉ ４ ・・・（８）となる。ただし、
ｇｍは相互コンダクタンスである。Next, if a current 11-0 flows through the variable current source 22 and a current I2 flows through the variable current source 28, and the current flowing through the capacitor 36 is i4, the base voltage e3 of the transistor 24 is e3-R- i4
・ ・ ・(6), and the current i4 is 14=eo/(R+ (1/jωC)1...(7
) becomes. However, 1/jωC is the capacitive reactance of the capacitor 36. Also, the current flowing to the output point P is i5
Then, electric 2Itis is IS=”ff ・g
m + i 4 (8). however,
gm is mutual conductance.
次に、トランジスタ２６のコレクタ電流をｉ６とすると
、ｉ６−−ｅ、 ・ｇｍであるから、ｉ６〉〉ｉ４の
場合、１５＝−ｅゴ ・ｇｍとなる。この場合、電流ｉ
６の位相は電流ｉ４の位相に等しく、電流ｉ５は、
１５＝ｅｏ ／ （（１／ｇｍ）
−（１／ｊωＲ−Ｃ−ｇｍ）１
・ ・ ・ （９）
となる。したがって、出力点Ｐから見ると、抵抗値が一
１／ｇｍの抵抗３０、容量リアクタンスが−Ｒ−Ｃ−ｇ
ｍのキャパシタ３６とからなる直列回路に等価であるこ
とが分かる。そこで、−１／ｇｍを十分に小さいもので
あると仮定すれば、第４図に示す回路は、等価容量リア
クタンスがＲ・Ｃ′ｇｍのキャパシタであると見做すこ
とができる。Next, if the collector current of the transistor 26 is i6, then i6--e, .gm. Therefore, if i6>>i4, 15=-ego.gm. In this case, the current i
6 is equal to the phase of current i4, and current i5 is 15=eo / ((1/gm) - (1/jωR-C-gm)1 . . . . (9). Therefore, the output point P When viewed from the surface, a resistor 30 with a resistance value of 11/gm and a capacitive reactance of -R-C-g
It can be seen that this is equivalent to a series circuit consisting of m capacitors 36. Therefore, assuming that -1/gm is sufficiently small, the circuit shown in FIG. 4 can be regarded as a capacitor with an equivalent capacitance reactance of R.multidot.C'gm.
また、相互コンダクタンスｇｍは、
ｇｍ＝ （α１５２）Ｉｚ ・・・α〔とな
る。Further, the mutual conductance gm is as follows: gm=(α152)Iz...α[.
したがって、このような可変リアクタンス回路６では、
可変電流＃２２によって差動増幅器１４に流れる動作電
流１１を加減することにより、差動増幅器１４側にＯ〜
正の等価リアクタンスが得られ、また、可変電流源２８
によって差動増幅器１６に流れる動作電流■２を加減す
ることにより、差動増幅器１６側に０〜負の等価リアク
タンスが得られる。Therefore, in such a variable reactance circuit 6,
By adjusting the operating current 11 flowing to the differential amplifier 14 using the variable current #22, the voltage from O to the differential amplifier 14 side is adjusted.
A positive equivalent reactance is obtained, and the variable current source 28
By adjusting the operating current (2) flowing through the differential amplifier 16, an equivalent reactance of 0 to negative can be obtained on the differential amplifier 16 side.
この場合、可変リアクタンス回路６において、抵抗３０
を１にΩ、キャパシタ３６の容量を１０ｐＦを設定した
場合の周波数（ｆ）−インビーダンスリＺ ｌ）特性を
第５図に示す。この特性から明らかなように、出力点Ｐ
には等価リアクタンスが得られ、この等価リアクタンス
がセラミック共振子２に付加される結果、発振回路４の
発振周波数ｆが調整され、セラミック共振子２の固有の
共振周波数ｆｒに対して、設定される電流■１、Ｉ２の
値に応じて発振周波数「が得られ、その発振出力が出力
端子３８から取り出される。In this case, in the variable reactance circuit 6, the resistor 30
FIG. 5 shows the frequency (f) vs. impedance resistance characteristics when the capacitance of the capacitor 36 is set to 1Ω and the capacitance of the capacitor 36 is set to 10 pF. As is clear from this characteristic, the output point P
An equivalent reactance is obtained, and as a result of this equivalent reactance being added to the ceramic resonator 2, the oscillation frequency f of the oscillation circuit 4 is adjusted and set to the unique resonance frequency fr of the ceramic resonator 2. An oscillation frequency is obtained according to the values of the currents 1 and I2, and the oscillation output is taken out from the output terminal 38.
ところで、このような可変リアクタンス回路６を用いて
電圧制御発振器を構成した場合、中心周波数を任意の値
に設定するには、セラミック共振子２の共振周波数ｆｒ
によって中心周波数が決定されるので、セラミック共振
子２の共振周波数「ｒをその中心周波数に応じて＠数値
まで正確に設定する必要がある。By the way, when a voltage controlled oscillator is constructed using such a variable reactance circuit 6, in order to set the center frequency to an arbitrary value, the resonant frequency fr of the ceramic resonator 2
Since the center frequency is determined by , it is necessary to accurately set the resonant frequency "r" of the ceramic resonator 2 up to the numerical value according to the center frequency.
また、発振周波数ｆを制御するには、可変電流源２２．
２８によって電流ＩＩ、１２の双方の制御が必要である
。Further, in order to control the oscillation frequency f, a variable current source 22.
It is necessary to control both currents II and 12 by 28.
そして、この可変リアクタンス回路６は、差動増幅器１
４からなる正のりアクタンス回路および差動増幅器１６
からなる負のりアクタンス回路を以て構成されており、
このような正負のリアクタンス回路の電流１１、Ｉ’２
を制御した場合、第４図に示した位相同期ループにおけ
るキャプチャ・ロックレンジは、第６図に示すように、
電流変化量に対して周波数偏移量が異なって、中心周波
数ｆｏ （＝１９ｉ＜Ｈｚ）を中心にして左右対称に
ならない欠点がある。第６図において、Ａはキャプチャ
レンジ、Ｂはロックレンジを表わす。This variable reactance circuit 6 is connected to the differential amplifier 1
4 positive actance circuit and differential amplifier 16
It is composed of a negative glue actance circuit consisting of
The current 11, I'2 of such a positive and negative reactance circuit
When controlled, the capture lock range in the phase locked loop shown in Fig. 4 is as shown in Fig. 6,
There is a drawback that the amount of frequency deviation differs with respect to the amount of current change and is not symmetrical about the center frequency fo (=19i<Hz). In FIG. 6, A represents a capture range and B represents a lock range.
そこで、この発明は、電流制御を簡単にするとともに、
中心周波数を中心にして電流制御に対する周波数偏移量
を等しくした可変リアクタンス回路の提供を目的とする
。Therefore, this invention simplifies current control and
The object of the present invention is to provide a variable reactance circuit in which the amount of frequency deviation for current control is equalized around a center frequency.
ｃ問題点を解決するための手段〕
この発明の可変リアクタンス回路は、第１図に示すよう
に、共通のキャパシタ３６を用いて帰還回路とするとと
もに、共通の能動負荷を接続して正の等価リアクタンス
を呈する第１０差動増幅器１４と、負の等価リアクタン
スを呈する第２の差動増幅器１６とを設置してなる可変
リアクタンス回路において、第１または第２の差動増幅
器１４．１６の一方の動作電流を定電流源２３によって
固定値に設定し、他方の差動増幅器１６または１４の動
作電流を可変電流源２８によって加減するようにしたも
のである。Means for Solving Problem c] As shown in FIG. 1, the variable reactance circuit of the present invention uses a common capacitor 36 as a feedback circuit, and connects a common active load to form a positive equivalent circuit. In a variable reactance circuit including a tenth differential amplifier 14 exhibiting reactance and a second differential amplifier 16 exhibiting negative equivalent reactance, one of the first or second differential amplifier 14.16 The operating current is set to a fixed value by a constant current source 23, and the operating current of the other differential amplifier 16 or 14 is adjusted by a variable current source 28.
このように構成すると、固定電流によって第１または第
２の差動増幅器１４．１６によって定まる正または負の
等価リアクタンスが付加される。With this configuration, the fixed current adds a positive or negative equivalent reactance determined by the first or second differential amplifier 14.16.
たとえば、第１の差動増幅器１４の電流を固定して、正
の等価リアクタンスを設定するものとし、その場合の第
２の差動増幅器１６の電流を中心にして増減させると、
設定された正の等価リアクタンスを中心にして第２の差
動増幅器１６によって負の等価リアクタンスが加算され
、任意の等価リアクタンスが得られる。For example, if the current of the first differential amplifier 14 is fixed and a positive equivalent reactance is set, and the current of the second differential amplifier 16 in that case is increased or decreased,
Negative equivalent reactances are added by the second differential amplifier 16 around the set positive equivalent reactance to obtain an arbitrary equivalent reactance.
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図は、ごの発明の可変リアクタンス回路の実施例を
示す。FIG. 1 shows an embodiment of the variable reactance circuit of the invention.
第１図に示すように、この可変リアクタンス回路６は、
第４図に示した可変リアクタンス回路６と同様に、第１
および第２の差動増幅器１４．１６を備え、差動増幅器
１４は一対のトランジスタ１８．２０および電流値を固
定した定電流源２３で構成され、また、差動増幅器１６
は同一の回路形態でトランジスタ２４．２６および可変
電流ａ２８によって構成されている。As shown in FIG. 1, this variable reactance circuit 6 is
Similar to the variable reactance circuit 6 shown in FIG.
and a second differential amplifier 14.16, the differential amplifier 14 is composed of a pair of transistors 18.20 and a constant current source 23 with a fixed current value.
are constituted by transistors 24 and 26 and variable current a28 in the same circuit form.
そして、各差動増幅器１４．１６は、トランジスタ１８
とトランジスタ２６、トランジスタ２０とトランジスタ
２４のベースを共通に接続して各ベース間に１氏抗３０
を設置し、ダイオード３２およびトランジスタ３４から
なるカレントミラー回路を以て共通の能動負荷とすると
ともに、各差動増幅！Ｓ１４．１６の人出力部間に共通
のキャパシタ３６からなる帰還回路を設置している。And each differential amplifier 14.16 is connected to a transistor 18.
The bases of transistor 26, transistor 20, and transistor 24 are connected in common, and a resistor of 1°C is connected between each base.
A current mirror circuit consisting of a diode 32 and a transistor 34 is used as a common active load, and each differential amplification! A feedback circuit consisting of a common capacitor 36 is installed between the human output sections of S14.16.
したがって、定電流源２３によって差動増幅器１４の電
流が設定されているので、その電流によって定まる正の
等価リアクタンスがセラミック共振子２にイ」加される
。Therefore, since the current of the differential amplifier 14 is set by the constant current source 23, a positive equivalent reactance determined by the current is applied to the ceramic resonator 2.
そして、差動増幅器１６側の電流は可変電ｊ流源２８に
よって設定され、その電流を加減すると、差動増幅器１
４によって設定された正の等価リアクタンスに、電流の
加減によって差動増幅器１６に得られる負の等価リアク
タンスが加算され、正の等価リアクタンス値を中心に増
減する負の等価リアクタンスが加わる。The current on the differential amplifier 16 side is set by the variable current source 28, and when the current is adjusted or subtracted, the differential amplifier 1
The negative equivalent reactance obtained in the differential amplifier 16 by adjusting the current is added to the positive equivalent reactance set by 4, and the negative equivalent reactance that increases or decreases around the positive equivalent reactance value is added.
この結果、可変リアクタンス回路６を設置して電圧制御
発振器を構成した位相同期ループにおいて、電圧制御発
振器の中心周波数ｆ、は、セラミック共振子２の固有周
波数ｆｒに、定電流ａ２３の定電流によって差動増幅器
１４側で設定される正の等価リアクタンスによって任意
に設定される。As a result, in the phase-locked loop in which the variable reactance circuit 6 is installed to configure a voltage-controlled oscillator, the center frequency f of the voltage-controlled oscillator is different from the natural frequency fr of the ceramic resonator 2 by the constant current a23. It is arbitrarily set by the positive equivalent reactance set on the dynamic amplifier 14 side.
このため、中心周波数ｆ、はセラミック共振子２の固有
周波数で設定する必要がなく、中心周波数ｆ、が特殊な
値でも、正の等価リアクタンス値で補正するので、セラ
ミック共振子２には汎用の任意の周波数のものを採用で
き、設定周波数に適合する特別なセラミック共振子を設
定する必要がないので、コストの低減が図られる。Therefore, the center frequency f does not need to be set at the natural frequency of the ceramic resonator 2, and even if the center frequency f is a special value, it is corrected with a positive equivalent reactance value. Since any frequency can be used and there is no need to set up a special ceramic resonator that matches the set frequency, costs can be reduced.
そして、中心周′／１ｉ、数ｆｏを中心にした発振周波
数ｒの制御は、単一の可変電流ａ２８を外部から制御す
ることによって、等しい変動幅±Δｆで加減することが
でき、単一の可変電流源２８によるため、制御が簡単で
ある。The control of the oscillation frequency r around the central circumference '/1i and the number fo can be adjusted within the same fluctuation range ±Δf by externally controlling the single variable current a28. Since the variable current source 28 is used, control is simple.
このような正の等価リアクタンス値を固定し、負の等価
リアクタンス値の可変による一極性の可変リアクタンス
回路６を用いた場合、第２図に示すように、中心周波数
ｒｏを中心にして等価リアクタンス値が正負に等しい変
動幅となり、キャプチャ・ロックレンジは中心周波数ｆ
ｏを中心にして左右対称になる。第２図において、Ａは
キャプチャレンジ、Ｂはロックレンジを表わす。When using a unipolar variable reactance circuit 6 in which such a positive equivalent reactance value is fixed and a negative equivalent reactance value is varied, the equivalent reactance value changes around the center frequency ro, as shown in FIG. has a fluctuation width equal to positive and negative, and the capture lock range is the center frequency f
It is symmetrical with o as the center. In FIG. 2, A represents a capture range and B represents a lock range.
なお、実施例では差動増幅器１４側を定電流源２３とし
て正の等価リアクタンス値を固定し、差動増幅器１６側
を可変電流源２８として負の等価リアクタンス値を可変
するようにしたが、可変電流ａ２８を定電；流源とし、
定電流源２３を可変電流源として、負の等価リアクタン
スを同定し、正の等価リアクタンスを可変しても同様の
作用効果が得られる。In the embodiment, the positive equivalent reactance value is fixed by using the constant current source 23 on the differential amplifier 14 side, and the negative equivalent reactance value is varied by using the variable current source 28 on the differential amplifier 16 side. The current a28 is a constant current source;
Similar effects can be obtained by using the constant current source 23 as a variable current source, identifying the negative equivalent reactance, and varying the positive equivalent reactance.
以上説明したように、この発明によれば、第１または第
２の差動増幅器の一方の動作電流を定電流源によって固
定値に設定し、他方の差動増幅器の動作電流を可変電流
源によって加減するようにしたので、正または負の等価
リアクタンスを固定し、その同定された正または負の等
価リアクタンスに負または正の等価リアクタンスを加算
して等価リアクタンスを設定しており、電流制御が単一
化でき、容易に等価リアクタンスを調整できる。As explained above, according to the present invention, the operating current of one of the first or second differential amplifiers is set to a fixed value by a constant current source, and the operating current of the other differential amplifier is set to a fixed value by a variable current source. Since the positive or negative equivalent reactance is fixed and the negative or positive equivalent reactance is added to the identified positive or negative equivalent reactance to set the equivalent reactance, current control is simple. It can be integrated and the equivalent reactance can be easily adjusted.
したがって、このような可変リアクタンス回路を用いて
発振器を構成した場合、定電流の設定で中心周波数を任
意に設定でき、共振子の国有周波数は中心周波数とは相
違してもよく共振子は汎用のものを使用でき、コストの
低減を図ることができる。また、このような正または負
の等価リアクタンスを呈する可変リアクタンス回路を用
いて位相同期ループを構成した場合、中心周波数を中心
にしてロックレンジを左右対称にすることができる。Therefore, when an oscillator is configured using such a variable reactance circuit, the center frequency can be set arbitrarily by setting the constant current, and the national frequency of the resonator may be different from the center frequency. can be used to reduce costs. Further, when a phase-locked loop is constructed using such a variable reactance circuit exhibiting positive or negative equivalent reactance, the lock range can be made symmetrical about the center frequency.
第１図はこの発明の可変リアクタンス回路を実施した電
圧制御発振器を示す回路図、第２図は第１図に示した電
圧制御発振器を用いた位相同期ループにおけるキャプチ
ャ・ロックレンジを示す図、第３図は一般的な位相同期
ループを示すブロック図、第４図は従来の可変リアクタ
ンス回路を用いた電圧制御発振器を示す回路図、第５図
は第４図に示した可変リアクタンス回路における周波数
−インピーダンス特性を示す図、第６図は第４図に示し
た電圧制御発振器を用いた位相同期ループにおけるキャ
プチャ・ロックレンジを示す図である。
１４・・・第１の差動増幅器、１６・・・第２の差動増
幅器、３６・・・キャパシタ、２３・・・定電流源、２
８・・・可変電流源。
（ｍＶｒｍｓ）
第２図Fig. 1 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator implementing the variable reactance circuit of the present invention, Fig. 2 is a diagram showing the capture lock range in a phase locked loop using the voltage controlled oscillator shown in Fig. 1, Figure 3 is a block diagram showing a general phase-locked loop, Figure 4 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator using a conventional variable reactance circuit, and Figure 5 shows the frequency of the variable reactance circuit shown in Figure 4. FIG. 6 is a diagram showing impedance characteristics and a capture lock range in a phase locked loop using the voltage controlled oscillator shown in FIG. 4. 14... First differential amplifier, 16... Second differential amplifier, 36... Capacitor, 23... Constant current source, 2
8...Variable current source. (mVrms) Figure 2
Claims (1)
通の能動負荷を接続して、正の等価リアクタンスを呈す
る第１の差動増幅器と、負の等価リアクタンスを呈する
第２の差動増幅器とを設置してなる可変リアクタンス回
路において、 第１または第２の差動増幅器の一方の動作電流を定電流
源によって固定値に設定し、他方の差動増幅器の動作電
流を可変電流源によって加減することを特徴とする可変
リアクタンス回路。[Claims] A first differential amplifier that uses a common capacitor as a feedback circuit and connects a common active load to exhibit a positive equivalent reactance, and a second differential amplifier that exhibits a negative equivalent reactance. In a variable reactance circuit including a differential amplifier, the operating current of one of the first or second differential amplifier is set to a fixed value by a constant current source, and the operating current of the other differential amplifier is set to a fixed value by a variable current source. A variable reactance circuit characterized by adjusting depending on the source.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16871686A JPS6326017A (en) | 1986-07-17 | 1986-07-17 | Variable reactance circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16871686A JPS6326017A (en) | 1986-07-17 | 1986-07-17 | Variable reactance circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6326017A true JPS6326017A (en) | 1988-02-03 |
Family
ID=15873121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16871686A Pending JPS6326017A (en) | 1986-07-17 | 1986-07-17 | Variable reactance circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6326017A (en) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58172010A (en) * | 1982-04-01 | 1983-10-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Capacitive reactance circuit |
| JPS58191506A (en) * | 1982-05-04 | 1983-11-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Oscillating circuit |
| JPS5957515A (en) * | 1982-09-27 | 1984-04-03 | Sanyo Electric Co Ltd | Variable reactance circuit |
-
1986
- 1986-07-17 JP JP16871686A patent/JPS6326017A/en active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58172010A (en) * | 1982-04-01 | 1983-10-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Capacitive reactance circuit |
| JPS58191506A (en) * | 1982-05-04 | 1983-11-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Oscillating circuit |
| JPS5957515A (en) * | 1982-09-27 | 1984-04-03 | Sanyo Electric Co Ltd | Variable reactance circuit |
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