JPH03236643A - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信装置Info
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- JPH03236643A JPH03236643A JP2032782A JP3278290A JPH03236643A JP H03236643 A JPH03236643 A JP H03236643A JP 2032782 A JP2032782 A JP 2032782A JP 3278290 A JP3278290 A JP 3278290A JP H03236643 A JPH03236643 A JP H03236643A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/70712—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation with demodulation by means of convolvers, e.g. of the SAW type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
本発明は、スペクトラム拡散によって、種々の情報を送
受信するスペクトラム拡散通信装置の妨害波除去のため
の改善に関するものである。
受信するスペクトラム拡散通信装置の妨害波除去のため
の改善に関するものである。
[発明の概要]
受信器のIF段に相関器を用いたスペクトラム拡散通信
装置において、干渉波あるいは妨害波と希望するスペク
トラム拡散信号とを、相関器の前段又は後段において信
号処理することにより、干渉波又は妨害波を除去し、希
望するスペクトラム拡散信号を取り出すように構成され
ているものである。
装置において、干渉波あるいは妨害波と希望するスペク
トラム拡散信号とを、相関器の前段又は後段において信
号処理することにより、干渉波又は妨害波を除去し、希
望するスペクトラム拡散信号を取り出すように構成され
ているものである。
[従来の技術]
通信の方式として現在までに種々の方式が研究・開発さ
れているが、信頼性の高い1つの方式として、スペクト
ラム拡散通信方式が知られている。
れているが、信頼性の高い1つの方式として、スペクト
ラム拡散通信方式が知られている。
このスペクトラム拡散通信方式は、送信側でベースバン
ド情報の狭帯域のデータや音声等の1次変調信号を、広
帯域の複数の周波数へ高速にホップさせたり(FH方式
、Frequency Hopping) 。
ド情報の狭帯域のデータや音声等の1次変調信号を、広
帯域の複数の周波数へ高速にホップさせたり(FH方式
、Frequency Hopping) 。
あるいは高速の擬似雑音符号(PNコード)により広帯
域にスペクトラム拡散したり(DS方式、D 1rec
t S aquanca) 、あるいはこれらの組み合
わせ(FH/DS方式)によってスペクトラム拡散して
送信し、受信側でその広帯域信号を相関器によってもと
の狭帯域1次変調信号に逆拡散させて情報信号を再生す
るものである。このスペクトラム拡散通信方式は、外部
干渉や雑音に強く、更に秘匿性が高い等の見地から、近
年非常に高信頼性の通信方式として注目されている。
域にスペクトラム拡散したり(DS方式、D 1rec
t S aquanca) 、あるいはこれらの組み合
わせ(FH/DS方式)によってスペクトラム拡散して
送信し、受信側でその広帯域信号を相関器によってもと
の狭帯域1次変調信号に逆拡散させて情報信号を再生す
るものである。このスペクトラム拡散通信方式は、外部
干渉や雑音に強く、更に秘匿性が高い等の見地から、近
年非常に高信頼性の通信方式として注目されている。
さて、このスペクトラム拡散通信方式の最大のポイント
は、受信側の相関器の構成である。現在、無線のスペク
トラム拡散通信においては、最も簡便で信頼性の高いと
考えられている相関器は弾性表面波(S AW、 5u
rface Acoustic Wave)を利用した
装置である。
は、受信側の相関器の構成である。現在、無線のスペク
トラム拡散通信においては、最も簡便で信頼性の高いと
考えられている相関器は弾性表面波(S AW、 5u
rface Acoustic Wave)を利用した
装置である。
SAW相関器として、一般にコリレータ型(タップ・ド
・デイレイライン型)とコンボルバ型がある。ここで、
コリレータ型は構造が単純で一般に効率もよいが、基板
の温度係数の影響も大きく受ける。また、コンボルバ型
は、温度変化の影響は受けにくいが、一般に低効率であ
る。ただし、上述のPNコードの可変に対して、コリレ
ータ型は固定で対応できないが、コンボルバ型は自由に
PNコードの種類を変えられる。従って、効率が実用レ
ベルにあれば、コンボルバ型の相関器の方が非常に使い
やすい。
・デイレイライン型)とコンボルバ型がある。ここで、
コリレータ型は構造が単純で一般に効率もよいが、基板
の温度係数の影響も大きく受ける。また、コンボルバ型
は、温度変化の影響は受けにくいが、一般に低効率であ
る。ただし、上述のPNコードの可変に対して、コリレ
ータ型は固定で対応できないが、コンボルバ型は自由に
PNコードの種類を変えられる。従って、効率が実用レ
ベルにあれば、コンボルバ型の相関器の方が非常に使い
やすい。
また、スペクトラム拡散方式において、DS方式は高速
のPNコードをミクサ1つで、ベースバンド情報と混合
して広帯域化するので非常に簡便に実現できるが妨害や
他のチャンネルとのセパレーションあるいは遠近問題に
は1弱点がある。
のPNコードをミクサ1つで、ベースバンド情報と混合
して広帯域化するので非常に簡便に実現できるが妨害や
他のチャンネルとのセパレーションあるいは遠近問題に
は1弱点がある。
PNコードにより直接拡散された信号は、受信側IF段
で相関器により参照信号と相関処理がされ、送受信間で
PNコードが一致したときに、相関器から相関ピークが
出力される。しかし、妨害等のスペクトラムの総パワー
とスペクトラム拡散信号の総パワーの比が相関器のプロ
セスゲイン(処理利得)に近付くか又はより大きくなる
とスペクトラム拡散通信とはいえ、DS方式のみでは。
で相関器により参照信号と相関処理がされ、送受信間で
PNコードが一致したときに、相関器から相関ピークが
出力される。しかし、妨害等のスペクトラムの総パワー
とスペクトラム拡散信号の総パワーの比が相関器のプロ
セスゲイン(処理利得)に近付くか又はより大きくなる
とスペクトラム拡散通信とはいえ、DS方式のみでは。
通信エラーが発生する。
第7図及び第8図に従来の方式の問題点を図示する。こ
れらの図はDS方式で相関器としてSAWコンボルバを
用いて、ベースバンド情報# 137のときコンボリュ
ーションピークが出力され、情報“O”のときコンボリ
ューションピークが出力されないようにシステムの変調
方式が決めである例を示す。
れらの図はDS方式で相関器としてSAWコンボルバを
用いて、ベースバンド情報# 137のときコンボリュ
ーションピークが出力され、情報“O”のときコンボリ
ューションピークが出力されないようにシステムの変調
方式が決めである例を示す。
第7図に示したように、妨害等がないときは、情報パ1
”、情報“O”に従って、コンボリューションピークが
正しく復調される。ところが、第8図に示すように、妨
害等のスペクトラムの総パワーとスペクトラム拡散信号
の総パワーの比か、コンボルバのプロセスゲインに近付
くか又はより大きくなると情報゛′1” 0”の判別
ができなくなり、エラーを発生する。
”、情報“O”に従って、コンボリューションピークが
正しく復調される。ところが、第8図に示すように、妨
害等のスペクトラムの総パワーとスペクトラム拡散信号
の総パワーの比か、コンボルバのプロセスゲインに近付
くか又はより大きくなると情報゛′1” 0”の判別
ができなくなり、エラーを発生する。
従って、何らかの別の信号処理によって、この妨害波等
を除去して、耐妨害性を改善することが必要である。
を除去して、耐妨害性を改善することが必要である。
1つの改善方法は、第8図(a)の妨害スペクトラムを
フィルターで取り除くことが有効であるが、妨害による
スペクトラムの位置は、どこへ発生するかあらかじめわ
からないので、リアルタイムのプログラマブルフィルタ
ーを必要とする。
フィルターで取り除くことが有効であるが、妨害による
スペクトラムの位置は、どこへ発生するかあらかじめわ
からないので、リアルタイムのプログラマブルフィルタ
ーを必要とする。
しかしこのフィルターとして、現在の技術レベルでは、
まだ充分なものは開発されていない。
まだ充分なものは開発されていない。
[発明が解決しようとする課題]
上述したように、妨害等は、希望するスペクトラム拡散
通信のスペクトラムのどの周波数の位置に出現するかあ
らかじめ判断できないので、いかなる周波数の位置に妨
害波がきても、妨害によるS/N劣化を改善することが
望まれる。
通信のスペクトラムのどの周波数の位置に出現するかあ
らかじめ判断できないので、いかなる周波数の位置に妨
害波がきても、妨害によるS/N劣化を改善することが
望まれる。
[発明の目的]
従って本発明は、かかる点を考慮してなされたもので、
複雑なプログラマブルフィルターを必要とせずに、簡便
な手法で妨害波等を除去し、高信頼性の通信を確保する
ことを目的とする。
複雑なプログラマブルフィルターを必要とせずに、簡便
な手法で妨害波等を除去し、高信頼性の通信を確保する
ことを目的とする。
[課題を解決するための手段]
本発明は上記目的を達成するため、スペクトラム拡散通
信装置において、受信側でスペクトラム拡散信号を逆拡
散後、希望する相関ピーク以外に妨害等から発生する余
分な成分を、効率よくかつ簡便に除去する手段が設けら
れている。
信装置において、受信側でスペクトラム拡散信号を逆拡
散後、希望する相関ピーク以外に妨害等から発生する余
分な成分を、効率よくかつ簡便に除去する手段が設けら
れている。
この手段として第1の発明は2乗特性を有するミクサを
用いる構成であり、第2の発明は相関器の参照信号をF
M変調する構成をとり、第3の発明は妨害に弱いスペク
トラム拡散信号のスペクトラムの中心をフィルターで除
去しておく構成をとる。これらの第1から第3の発明の
構成は、各々1つのみでも効果があるが、各々を組み合
わせると更に効果的である。
用いる構成であり、第2の発明は相関器の参照信号をF
M変調する構成をとり、第3の発明は妨害に弱いスペク
トラム拡散信号のスペクトラムの中心をフィルターで除
去しておく構成をとる。これらの第1から第3の発明の
構成は、各々1つのみでも効果があるが、各々を組み合
わせると更に効果的である。
[作用コ
上述した第1の発明の構成によれば、妨害波の重畳した
相関出力を2乗し、バンドパスフィルタ(B、P、F、
)を分けることによって、妨害波成分が除去される。こ
れは、妨害波成分が、2乗されることによって周波数的
には直流付近のものと、もとの妨害波成分周波数の2倍
の周波数付近に集中するので、これらの直流付近と2倍
周波数成分をバンドパスフィルタ(B、P、F、)によ
って除去すれば、妨害波成分を除去し、希望のスペクト
ラム拡散信号成分が良好なS/N比を以って検出できる
からである。
相関出力を2乗し、バンドパスフィルタ(B、P、F、
)を分けることによって、妨害波成分が除去される。こ
れは、妨害波成分が、2乗されることによって周波数的
には直流付近のものと、もとの妨害波成分周波数の2倍
の周波数付近に集中するので、これらの直流付近と2倍
周波数成分をバンドパスフィルタ(B、P、F、)によ
って除去すれば、妨害波成分を除去し、希望のスペクト
ラム拡散信号成分が良好なS/N比を以って検出できる
からである。
次に第2の発明の構成である参照信号のFM変調方式に
よれば、相関器に入力する参照信号の中6周波数をFM
変調する手段を設けることによって妨害波の周波数成分
と常に時間的にずれが生じるようになり、相関処理時に
、相関器の出力に妨害波成分が出力されるのを防ぐこと
ができる。
よれば、相関器に入力する参照信号の中6周波数をFM
変調する手段を設けることによって妨害波の周波数成分
と常に時間的にずれが生じるようになり、相関処理時に
、相関器の出力に妨害波成分が出力されるのを防ぐこと
ができる。
更に第3の発明の構成であるフィルタ一方式によれば、
スペクトラム拡散信号のスペクトラムにおいて、中心付
近に電力が集中しているので、特に中心付近が妨害波に
弱くなるが、これを防ぐため、あらかじめフィルターを
用いて相関器に入力されるまえに、中心付近に入ってく
る妨害波成分を除去することによって、S/N比の良い
相関出力を得ることができる。
スペクトラム拡散信号のスペクトラムにおいて、中心付
近に電力が集中しているので、特に中心付近が妨害波に
弱くなるが、これを防ぐため、あらかじめフィルターを
用いて相関器に入力されるまえに、中心付近に入ってく
る妨害波成分を除去することによって、S/N比の良い
相関出力を得ることができる。
[実施例]
以下1図面を参照しながら、本発明の各実施例について
説明する。
説明する。
第1図は本発明による2乗特性を有するミクサとしてダ
ブル・バランス・ミクサ(D、B、M、)を用いた構成
によるスペクトラム拡散通信装置の主要部(D、B、M
、信号処理部)の実施例である。
ブル・バランス・ミクサ(D、B、M、)を用いた構成
によるスペクトラム拡散通信装置の主要部(D、B、M
、信号処理部)の実施例である。
第1図において、1は増幅器、2はダブル・バランス・
ミクサ(D、B、M、) 、3は減衰器である。
ミクサ(D、B、M、) 、3は減衰器である。
妨害波を伴ったスペクトラム拡散信号の相関器出力が受
信器のIF段において、増幅器1で増幅されたあと、2
つに分割され、一方は直接り、B、M。
信器のIF段において、増幅器1で増幅されたあと、2
つに分割され、一方は直接り、B、M。
2へ、他方は信号レベル調整のために減衰器3を通した
あと、D、B、M、2の別の入力へ導かれる。
あと、D、B、M、2の別の入力へ導かれる。
このあとバンドパスフィルタ(B、P、F、)4を通す
と妨害波が除去され、希望する相関出力が良好なS/N
比を以って取り出される。
と妨害波が除去され、希望する相関出力が良好なS/N
比を以って取り出される。
このり、B、M、信号処理の様子の1例を第2図と第3
図に示す。
図に示す。
第2図(a)は受信器の相関器の出力の周波数スペクト
ラムであるが、希望するスペクトラム拡散信号の相関出
力であるブロードなスペクトラム以外に、妨害波による
鋭いピークが(イ)の部分に現われている。
ラムであるが、希望するスペクトラム拡散信号の相関出
力であるブロードなスペクトラム以外に、妨害波による
鋭いピークが(イ)の部分に現われている。
また、このときの時間軸に対する波形が、第2図(b)
に示されているが、この波形では(ロ)が希望する相関
ピークであり、妨害波はベースラインに大きくうねり波
(ハ)となって観測される。
に示されているが、この波形では(ロ)が希望する相関
ピークであり、妨害波はベースラインに大きくうねり波
(ハ)となって観測される。
このように、相関ピークは、妨害波に重なっているため
、S/Nが悪く、相関ピーク検出によるベースバンド情
報復調時にエラーが発生する。
、S/Nが悪く、相関ピーク検出によるベースバンド情
報復調時にエラーが発生する。
しかし、第1図に示したり、B、M、構成の信号処理回
路を用い、かつ第3図(a)のような特性をもつバンド
パスフィルタを用いれば、第3図(b)に示したような
妨害波が抑制されたS/N比の良い相関ピーク(ニ)の
時間軸波形が得られる。S/N比が改善されたのは、D
、B、M、2によって、妨害波の重畳した相関出力を2
乗し、妨害波の周波数成分を直流付近のものと、もとの
妨害波成分の2倍の周波数付近に移動させ、B、P。
路を用い、かつ第3図(a)のような特性をもつバンド
パスフィルタを用いれば、第3図(b)に示したような
妨害波が抑制されたS/N比の良い相関ピーク(ニ)の
時間軸波形が得られる。S/N比が改善されたのは、D
、B、M、2によって、妨害波の重畳した相関出力を2
乗し、妨害波の周波数成分を直流付近のものと、もとの
妨害波成分の2倍の周波数付近に移動させ、B、P。
F、4によって相関ピークの周波数成分のみを選択でき
たことによっている。
たことによっている。
上述した実施例は、妨害波が1波の場合に有効な方法で
あった。第4図に示した実施例は、妨害波が2波以上あ
る場合、D、B、M、とB、P、F、を多段に構成する
ことによって、2波以上の妨害波を除去できるようにし
たものである。同図において、5,9.13は増幅器、
6,10.14はダブルバランスミクサ、7,11.1
5は減衰器、8.12,16はB、P、F、である、妨
害波が2波以上ある場合、第1段目のり、B、M、6で
、妨害波を2波以上含む相関器出力を2乗すると、お互
いの妨害波同士の周波数の差の周波数成分(これを代表
としてΔfと呼ぶ)が、相関ピークの周波数帯域(これ
を相関ピーク情報帯域と呼ぶ〉に出てしまう0本実施例
は、妨害波同士の周波数の差の周波数成分Δfの値がい
かなる場合にも、妨害波の除去を可能とするものである
。
あった。第4図に示した実施例は、妨害波が2波以上あ
る場合、D、B、M、とB、P、F、を多段に構成する
ことによって、2波以上の妨害波を除去できるようにし
たものである。同図において、5,9.13は増幅器、
6,10.14はダブルバランスミクサ、7,11.1
5は減衰器、8.12,16はB、P、F、である、妨
害波が2波以上ある場合、第1段目のり、B、M、6で
、妨害波を2波以上含む相関器出力を2乗すると、お互
いの妨害波同士の周波数の差の周波数成分(これを代表
としてΔfと呼ぶ)が、相関ピークの周波数帯域(これ
を相関ピーク情報帯域と呼ぶ〉に出てしまう0本実施例
は、妨害波同士の周波数の差の周波数成分Δfの値がい
かなる場合にも、妨害波の除去を可能とするものである
。
このために第4図に示したように、D、B、M。
とB、P、F、の多段構成に際して、各段のB、P。
F、の通過域(ft、はB、P、F、の低域側カットオ
フ周波数、fHはB、P、F、の高域側カットオフ周波
数で、fLo又はfH■のn値は最終段を。
フ周波数、fHはB、P、F、の高域側カットオフ周波
数で、fLo又はfH■のn値は最終段を。
fし■のiは各段数をあられす)が次の関係式をみたす
ように選定する。
ように選定する。
n≧2
・・・ (2)
fLの 〉O・・・ (3)
i”1@2t ・・・n ・・・
(4)各段のB、P、F、を(1)〜(4)式をみた
すように各通過域を設定する。なお、減衰器?、11゜
15は各段のり、B、Mへの入力信号のレベルを調整し
、D、B、M、が入力に対して2乗特性を示すようにす
る。
(4)各段のB、P、F、を(1)〜(4)式をみた
すように各通過域を設定する。なお、減衰器?、11゜
15は各段のり、B、Mへの入力信号のレベルを調整し
、D、B、M、が入力に対して2乗特性を示すようにす
る。
まず、初段のB、P、F、8では、低域側でΔf≦fL
■ ・・・(5)をみたす妨害波同
士の周波数の差のものが、取り除かれる。
■ ・・・(5)をみたす妨害波同
士の周波数の差のものが、取り除かれる。
Δf≧fL■ ・・・(6)を
みたす妨害波同士の周波数の差のものは、2段目以降の
り、B、M、10,14とB、P、F、l 2゜16の
組み合わせによって取り除かれる。これは(1)式のよ
うに設定されていると、2段目以降のり、B、M、によ
って、妨害波同士の周波数の差の成分が 2’−”XΔf>fu@ ・+・(7)
をみたすようになり、最終段B、P、F、16による高
域側成分のカットによって取り除かれるからである0式
(3)の条件は、各段において、D。
みたす妨害波同士の周波数の差のものは、2段目以降の
り、B、M、10,14とB、P、F、l 2゜16の
組み合わせによって取り除かれる。これは(1)式のよ
うに設定されていると、2段目以降のり、B、M、によ
って、妨害波同士の周波数の差の成分が 2’−”XΔf>fu@ ・+・(7)
をみたすようになり、最終段B、P、F、16による高
域側成分のカットによって取り除かれるからである0式
(3)の条件は、各段において、D。
B、M、通過後のDC成分の雑音カットのため必要であ
る。
る。
各段のB、P、F、のfHについては、相関ピーク情報
帯域を通過させる値ならば何でも良いが、最終段のB、
P、F、のfH@よりやや大きい方が良い0本実施例に
おいて、各B、P、F、の通過域の値の1例を次に示す
、受信器の相関器としてSAWコンボルバ(入力中心周
波数:215M)k、バンド幅:23MHz)を用いる
と、相関出力として受信器のIF段で、中心周波数43
0MHz、バンド幅46MHzの相関器出力が出る。こ
の相関器出力の後段に、n=3段からなるり、B、M、
とB、P。
帯域を通過させる値ならば何でも良いが、最終段のB、
P、F、のfH@よりやや大きい方が良い0本実施例に
おいて、各B、P、F、の通過域の値の1例を次に示す
、受信器の相関器としてSAWコンボルバ(入力中心周
波数:215M)k、バンド幅:23MHz)を用いる
と、相関出力として受信器のIF段で、中心周波数43
0MHz、バンド幅46MHzの相関器出力が出る。こ
の相関器出力の後段に、n=3段からなるり、B、M、
とB、P。
F、のfo(3)=30M)h、f L(D = 8
MHzとなるような多段構成信号処理回路を製作した。
MHzとなるような多段構成信号処理回路を製作した。
このように構成することによって、妨害波同士の周波数
の差の周波数成分Δfがいかなる値の場合にも妨害波の
除去が可能であった。また、このとき、相関器のみを用
いたときと相関器の後段に本実施例の信号処理回路を負
荷したときの違いは。
の差の周波数成分Δfがいかなる値の場合にも妨害波の
除去が可能であった。また、このとき、相関器のみを用
いたときと相関器の後段に本実施例の信号処理回路を負
荷したときの違いは。
スペクトラム拡散通信バンドに入ってくる妨害等の総パ
ワー(U)と希望スペクトラム拡散信号の総パワーとの
比: D/Uで表現すると、同じエラーレートを得るの
に耐妨害特性が、本実施回路により相対的にD/U比で
約15dB以上改善された。
ワー(U)と希望スペクトラム拡散信号の総パワーとの
比: D/Uで表現すると、同じエラーレートを得るの
に耐妨害特性が、本実施回路により相対的にD/U比で
約15dB以上改善された。
上述した数値は、はんの−例であり、要するに任意の段
数で式(1)〜(4)をみたすように、多段のり、B、
M、とB、P、F、とで信号処理回路が構成されていれ
ばよい、また、D、B、M、を用いなくても、2乗特性
を示すミクサであれば何を用いても良い。B、P、F、
も上述の(1)〜(4)の条件をみたすものであれば、
いかなるフィルターでも良い。
数で式(1)〜(4)をみたすように、多段のり、B、
M、とB、P、F、とで信号処理回路が構成されていれ
ばよい、また、D、B、M、を用いなくても、2乗特性
を示すミクサであれば何を用いても良い。B、P、F、
も上述の(1)〜(4)の条件をみたすものであれば、
いかなるフィルターでも良い。
以上第5図に示した実施例は、相関器の参照信号をFM
変調する構成とした第2の発明に対応する例であ、同図
において、17はコンボルバ、18はミクサ、19はF
M変調発振器、20はPNココ−発生器、21はクロッ
ク信号発生器である。受信器のIF段において受信信号
は妨害波を含んでいるが、相関器として用いたSAWコ
ンボルバ17に送信信号として入力される。
変調する構成とした第2の発明に対応する例であ、同図
において、17はコンボルバ、18はミクサ、19はF
M変調発振器、20はPNココ−発生器、21はクロッ
ク信号発生器である。受信器のIF段において受信信号
は妨害波を含んでいるが、相関器として用いたSAWコ
ンボルバ17に送信信号として入力される。
一方、クロック信号発生器21からのクロック信号をP
Nココ−発生器20に与えて、受信信号のPNコードと
は1時間的に反転させたPNコードをPNココ−発生器
20より発生させる。このとき、FM変調をかけたキャ
リアをFM変調発振器19を用いて発生させ、ミクサ1
8で、上述のPNコードと掛は合わせて参照信号とを出
力させ、この参照信号をコンボルバ17に入力させる。
Nココ−発生器20に与えて、受信信号のPNコードと
は1時間的に反転させたPNコードをPNココ−発生器
20より発生させる。このとき、FM変調をかけたキャ
リアをFM変調発振器19を用いて発生させ、ミクサ1
8で、上述のPNコードと掛は合わせて参照信号とを出
力させ、この参照信号をコンボルバ17に入力させる。
このとき、FM変調の偏移幅はSAWコンボルバ17の
場合、SAWがコンボリューション電極を伝搬する時間
=τgの逆数まで任意に偏移させても効果があった。
場合、SAWがコンボリューション電極を伝搬する時間
=τgの逆数まで任意に偏移させても効果があった。
具体的な数値の例をあげると、コンボルバの中心周波数
215MHz、コンボリューションゲート遅延時間9μ
secの場合、参照信号の偏移幅(中心周波数から片側
へ)50に&、偏移のスピードである被変調波:20に
&としたとき、参照信号をFM変調しないときに比較し
て、約10dB以上耐妨害特性が改善された。
215MHz、コンボリューションゲート遅延時間9μ
secの場合、参照信号の偏移幅(中心周波数から片側
へ)50に&、偏移のスピードである被変調波:20に
&としたとき、参照信号をFM変調しないときに比較し
て、約10dB以上耐妨害特性が改善された。
上述した値は、はんの1例であり、要するに参照信号の
中心周波数をFM変調したことによって、妨害波の周波
数成分と衝突しないようにしたことが第2の発明の本質
であり、1/τg以内の偏移幅であれば、効果は出た。
中心周波数をFM変調したことによって、妨害波の周波
数成分と衝突しないようにしたことが第2の発明の本質
であり、1/τg以内の偏移幅であれば、効果は出た。
また、FM変調方式は、いかなる方法でも良く、偏移幅
がl/τg以内に設定でき、被変調波が加えられればい
かなる方法でも効果があった。
がl/τg以内に設定でき、被変調波が加えられればい
かなる方法でも効果があった。
次に、第6図に示した実施例は第3の発明に対応するも
ので、特に妨害に弱いスペクトラム拡散信号のスペクト
ラムの中心を固定ノツチフィルターで除去しておくもの
である。同図において。
ので、特に妨害に弱いスペクトラム拡散信号のスペクト
ラムの中心を固定ノツチフィルターで除去しておくもの
である。同図において。
22は固定ノツチフィルター 23はアンプ、24はS
AWコンボルバである。スペクトラム拡散方式であるD
S方式は、簡便な方式であるが、スペクトラム拡散信号
のスペクトラムにおいて、中心付近に電力が集中する欠
点があり、中心に妨害波がくると、コンボルバの特性上
耐妨害性に弱かった。
AWコンボルバである。スペクトラム拡散方式であるD
S方式は、簡便な方式であるが、スペクトラム拡散信号
のスペクトラムにおいて、中心付近に電力が集中する欠
点があり、中心に妨害波がくると、コンボルバの特性上
耐妨害性に弱かった。
本実施例では、簡便にスペクトラム拡散されたIF段の
受信信号のスペクトラムの中心付近のみをノツチフィル
ター22であらかじめ引き抜き、アンプ23を通したあ
と、コンボルバ24への受信信号入力としている。この
ようにすると、上述の欠点であった。スペクトラム拡散
信号の周波数スペクトラムの中心付近に入ってくる妨害
波に対して特に弱かった欠点を改善することができた。
受信信号のスペクトラムの中心付近のみをノツチフィル
ター22であらかじめ引き抜き、アンプ23を通したあ
と、コンボルバ24への受信信号入力としている。この
ようにすると、上述の欠点であった。スペクトラム拡散
信号の周波数スペクトラムの中心付近に入ってくる妨害
波に対して特に弱かった欠点を改善することができた。
具体的な本実施例に用いた数値の例をあげると、コード
レート14M胞、127チツプのPNコードによるDS
方式の場合で、中心周波数215M也、コンボリューシ
ョンゲート遅延時間9μsecのコンボルバを用いた場
合、ノツチフィルターとして215M止中心で、3dB
帯域約1.5M胞。
レート14M胞、127チツプのPNコードによるDS
方式の場合で、中心周波数215M也、コンボリューシ
ョンゲート遅延時間9μsecのコンボルバを用いた場
合、ノツチフィルターとして215M止中心で、3dB
帯域約1.5M胞。
中心減衰量約38dBを使用した。スペクトラム拡散信
号の周波数スペクトラムは約28MHzあり。
号の周波数スペクトラムは約28MHzあり。
このうちノツチフィルターで約1.5MHz分を差し引
いても、相関ピークの劣化は、わずかであり。
いても、相関ピークの劣化は、わずかであり。
妨害波による中心部の弱い部分を有効に改善できた。
上述の数値例は、1例であり、要するに、スペクトラム
拡散信号の周波数スペクトラムの中心部分をノツチフィ
ルターを挿入して減衰させることが、耐妨害性を改善す
ることに有効な方法であり、ノツチフィルターとしては
、LCR回路、ストリップライン型、デジタルフィルタ
ー、SAWフィルターのうち何を用いても有効であった
。
拡散信号の周波数スペクトラムの中心部分をノツチフィ
ルターを挿入して減衰させることが、耐妨害性を改善す
ることに有効な方法であり、ノツチフィルターとしては
、LCR回路、ストリップライン型、デジタルフィルタ
ー、SAWフィルターのうち何を用いても有効であった
。
さらに、図面には示さないが、第1図もしくは第4図の
実施例で示したり、B、M、構成方式と、第5図で示し
た相関器の参照信号をFM変調する方式と、第6図で示
した実施例のノツチフィルタ一方式とを、各々2つを組
み合わせるか、3方式をすべて使用するかで、単独方式
と比較して耐妨害特性の能力は著しく改善された。
実施例で示したり、B、M、構成方式と、第5図で示し
た相関器の参照信号をFM変調する方式と、第6図で示
した実施例のノツチフィルタ一方式とを、各々2つを組
み合わせるか、3方式をすべて使用するかで、単独方式
と比較して耐妨害特性の能力は著しく改善された。
[発明の効果]
以上説明したように本発明よれば、スペクトラム拡散通
信装置において、その受信器に簡便な方法を適用するこ
とによって妨害波を効率よく除去することができて、高
信頼性の通信が可能となる。
信装置において、その受信器に簡便な方法を適用するこ
とによって妨害波を効率よく除去することができて、高
信頼性の通信が可能となる。
特に、この妨害除去効果は微弱な電波を用いて通信を行
う場合に実用上の効果は著しく多大である。
う場合に実用上の効果は著しく多大である。
また1本発明による妨害波除去方式は、スペクトラム拡
散通信な限らず、広い帯域の情報バンドが、狭い帯域の
妨害波を受けたとき、妨害波除去方式として広く適用で
きる。
散通信な限らず、広い帯域の情報バンドが、狭い帯域の
妨害波を受けたとき、妨害波除去方式として広く適用で
きる。
第1図は1本発明による1段り、B、M、構成の妨害波
除去信号処理回路の実施例のブロック図。 第2図は、第1図に示した信号処理を施す前の相関出力
周波数スペクトラム図と時間波形図、第3図は、第1図
に示した信号処理を施した後の相関出力の周波数スペク
トラム図と時間波形図、第4図は本発明による多段り、
B、M、構成の妨害波除去信号処理回路の実施例のブロ
ック図、第5図は本発明による相関器参照信号FM変調
方式による妨害波除去信号処理回路の実施例のブロック
図、第6図は本発明によるノツチフィルタ一方式による
妨害除去信号処理回路の実施例のブロック図、第7図は
従来方式による妨害波がないときの相関出力波形図、第
8図は従来方式による妨害波があるときの相関出力劣化
をあられす波形図である。
除去信号処理回路の実施例のブロック図。 第2図は、第1図に示した信号処理を施す前の相関出力
周波数スペクトラム図と時間波形図、第3図は、第1図
に示した信号処理を施した後の相関出力の周波数スペク
トラム図と時間波形図、第4図は本発明による多段り、
B、M、構成の妨害波除去信号処理回路の実施例のブロ
ック図、第5図は本発明による相関器参照信号FM変調
方式による妨害波除去信号処理回路の実施例のブロック
図、第6図は本発明によるノツチフィルタ一方式による
妨害除去信号処理回路の実施例のブロック図、第7図は
従来方式による妨害波がないときの相関出力波形図、第
8図は従来方式による妨害波があるときの相関出力劣化
をあられす波形図である。
Claims (10)
- (1)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器の後段に、該相関器出力が入力さ
れる2乗特性を有するミクサとバンドパスフィルタから
なる妨害波除去用信号処理回路を設けたことを特徴とす
るスペクトラム拡散通信装置。 - (2)前記ミクサとバンドパスフィルタから成る信号処
理回路を多段に設けることにより、スペクトラム拡散通
信帯域に入った妨害波を効率よく除去できるようにした
ことを特徴とする請求項1に記載のスペクトラム拡散通
信装置。 - (3)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器に加えられる参照信号をFM変調
する手段を設けることによって妨害波を除去するように
したことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - (4)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器の入力側の前段に、受信信号の周
波数スペクトラムの中心部を除去するフィルターを設け
て耐妨害性を高めたことを特徴とするスペクトラム拡散
通信装置。 - (5)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器の後段において、該相関器出力が
入力される2乗特性を有するミクサとバンドパスフィル
タとから成る妨害波除去用信号処理回路と、上記相関器
に加えられる参照信号をFM変調する手段と、を設けた
ことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - (6)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器の後段において、該相関器出力が
入力される2乗特性を有するミクサとバンドパスフィル
タとから成る妨害波除去用信号処理回路と、上記相関器
の入力側の前段において、受信信号の周波数スペクトラ
ムの中心部を除去するフィルターと、を設けたことを特
徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - (7)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の後段に、該相関器出力が入力される2乗
特性を有するミクサとバンドパスフィルタとから成る妨
害波除去用信号処理回路と、上記相関器に加えられる参
照信号をFM変調する手段と、上記相関器の入力側の前
段において、受信信号の周波数スペクトラムの中心部を
除去するフィルターと、を設けたことを特徴とするスペ
クトラム拡散通信装置。 - (8)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器の後段において、該相関器出力が
入力される2乗特性を有するミクサとバンドパスフィル
タとから成る妨害波除去用信号処理回路が多段に設けら
れ、上記相関器に加えられる参照信号をFM変調する手
段を備えていることを特徴とするスペクトラム拡散通信
装置。 - (9)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を構
成する受信器の相関器の後段において、該相関器出力が
入力される2乗特性を有するミクサとバンドパスフィル
タとから成る妨害波除去用信号処理回路が多段に設けら
れ、上記相関器の入力側の前段において、受信信号の周
波数スペクトラムの中心部を除去するフィルターを備え
たことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - (10)スペクトラム拡散通信装置において、該装置を
構成する受信器の後段に、該相関器出力が入力される2
乗特性を有するミクサとバンドパスフィルタとから成る
妨害波除去用信号処理回路が多段に設けられ、上記相関
器に加えられる参照信号をFM変調する手段と、上記相
関器の入力側の前段において、受信信号の周波数スペク
トラムの中心部を除去するフィルターと、を備えたこと
を特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2032782A JPH0810841B2 (ja) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | スペクトラム拡散通信装置 |
CA002035838A CA2035838A1 (en) | 1990-02-14 | 1991-02-06 | Spread spectrum receiving device |
GB9102697A GB2241136B (en) | 1990-02-14 | 1991-02-08 | Spread spectrum receiving device |
DE4104096A DE4104096A1 (de) | 1990-02-14 | 1991-02-11 | Spread-spektrum-empfangsvorrichtung |
FR9101687A FR2659510B1 (fr) | 1990-02-14 | 1991-02-13 | Dispositif de reception d'un spectre disperse. |
US07/961,060 US5272721A (en) | 1990-02-14 | 1992-10-14 | Spread spectrum receiving device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2032782A JPH0810841B2 (ja) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | スペクトラム拡散通信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03236643A true JPH03236643A (ja) | 1991-10-22 |
JPH0810841B2 JPH0810841B2 (ja) | 1996-01-31 |
Family
ID=12368423
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2032782A Expired - Lifetime JPH0810841B2 (ja) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | スペクトラム拡散通信装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0810841B2 (ja) |
CA (1) | CA2035838A1 (ja) |
DE (1) | DE4104096A1 (ja) |
FR (1) | FR2659510B1 (ja) |
GB (1) | GB2241136B (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6407989B2 (en) * | 1994-01-21 | 2002-06-18 | Interdigital Technology Corporation | Spread spectrum microwave overlay with notch filter |
DE4128713A1 (de) * | 1991-08-29 | 1993-03-04 | Daimler Benz Ag | Verfahren und anordnung zur messung der traegerfrequenzablage in einem mehrkanaluebertragungssystem |
US5450456A (en) * | 1993-11-12 | 1995-09-12 | Daimler Benz Ag | Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system |
DE19649085A1 (de) * | 1996-11-27 | 1998-05-28 | Alsthom Cge Alcatel | Sende-/Empfangseinrichtung und Verfahren zum Übertragen von breitbandigen Signalen sowie Sende-/Empfangseinrichtung zum Empfang von breitbandigen Signalen |
EP1662672B1 (en) | 1998-01-22 | 2009-12-02 | BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company | Receiving spread spectrum signals with narrowband interference |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3310802A (en) * | 1965-12-01 | 1967-03-21 | North American Aviation Inc | Data link system |
US4045796A (en) * | 1974-11-18 | 1977-08-30 | Motorola, Inc. | Correlation system for pseudo-random noise signals |
GB1600117A (en) * | 1978-01-31 | 1981-10-14 | Mullarkeyw J | Method of an apparatus for improving the signal to noise ratio of signals |
US4247939A (en) * | 1978-11-09 | 1981-01-27 | Sanders Associates, Inc. | Spread spectrum detector |
JPS63107328A (ja) * | 1986-10-24 | 1988-05-12 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散通信方式 |
US4862478A (en) * | 1987-11-06 | 1989-08-29 | Gambatte, Inc. | Spread spectrum communications with resistance to multipath at differential delays both larger and smaller than a chip width |
JPH0810839B2 (ja) * | 1988-01-21 | 1996-01-31 | 宣夫 御子柴 | スペクトラム拡散通信装置 |
-
1990
- 1990-02-14 JP JP2032782A patent/JPH0810841B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-02-06 CA CA002035838A patent/CA2035838A1/en not_active Abandoned
- 1991-02-08 GB GB9102697A patent/GB2241136B/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-02-11 DE DE4104096A patent/DE4104096A1/de not_active Withdrawn
- 1991-02-13 FR FR9101687A patent/FR2659510B1/fr not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0810841B2 (ja) | 1996-01-31 |
GB9102697D0 (en) | 1991-03-27 |
DE4104096A1 (de) | 1991-08-22 |
FR2659510B1 (fr) | 1994-02-11 |
FR2659510A1 (fr) | 1991-09-13 |
GB2241136A (en) | 1991-08-21 |
GB2241136B (en) | 1994-06-22 |
CA2035838A1 (en) | 1991-08-15 |
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