JP4343116B2 - マルチモード受信機 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号を処理するマルチモードの受信機に関する。本発明はさらに、いずれかのモードにおいて信号を受信する関連の方法に関する。

このような受信機は、ＧＳＭ及びＷ−ＣＤＭＡ（ＵＭＴＳ）のようなマルチモード規格を用いた移動電話機などのマルチモード端末において特に用いられることのできるものである。

マルチモード端末は、受信信号がどんな規格のものであってもこれを処理することの可能な受信機を有する。

今日、ＲＦの観点から、端末における新興のマルチモード受信機は、当該端末により対象とされる規格と同様に多くのＲＦチップセットを用いることにより実現されている。最新のトリプルバンドモバイルフォンＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳも、ブルートゥース規格及びＦＭラジオ受信機能を含んでおり、例えばＲＦ５１１７６レシーバについてのＲＦＭＤ ＵＭＴＳ／ＤＣＳ／ＧＳＭのチップセットの文献に記述されているように、各規格につき１つの形で３つの独立チップセットにより実現されている。

この種のアーキテクチャにおいては、端末が扱う規格が多いほど、チップセットの数が多くなり、構成部の電力消費の増大を招き、コストが嵩み、複雑なアーキテクチャとなる。

したがって、本発明の目的は、従来技術の不利な点を克服する信号受信機及び信号受信方法を提供することである。

このために、本発明の第１の対象によれば、受信機は、
・任意のモードにおいても前記受信信号を処理するチップであって、受信信号を拡散しベースバンドにダウンコンバートする拡散部と、受信信号に対しＤＣオフセット除去をなすためのチャネルフィルタ処理部とを有する単一のＲＦチップと、
・拡散信号を逆拡散する逆拡散手段を有する単一のベースバンドチップと、
を有する。

また、本発明の第２の対象によれば、信号受信方法は、
・当該受信信号を拡散しベースバンドにダウンコンバートするステップと、
・前記受信信号のＤＣオフセットを除去するステップと、
・前記拡散信号を逆拡散するステップと、
を有する。

さらに詳細において分かるように、このような受信機は、受信信号の拡散によって、唯一のチップ、すなわちＧＳＭ又はＷ−ＣＤＭＡ（ＵＭＴＳとも呼ばれる）のような、送信に用いられる全ての規格につき１つの受信チェーン（系統）を持つことを可能とする。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記拡散部は、受信信号の帯域幅を拡張するために拡散スペクトル発振器と拡散シーケンスとを生成するよう適応させられることを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記拡散部は、該当の受信信号の近傍キャリア周波数を抑制するために全てのモードにつき固有の除去手段をさらに有することを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記チャネルフィルタ処理部は、全てのモードに対して共通であることを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記チャネルフィルタ処理部は、
・各モードについての低ノイズ増幅器及び関連のミキサのブロックと、
・任意のモードに対して拡散受信信号のＤＣオフセットを除去する固有の第１除去手段と、
を有することを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記チャネルフィルタ処理部は、低ノイズ増幅器及び関連のミキサのブロックからの拡散受信信号を前記第１除去手段へ差し向け直す加算手段をさらに有することを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記ベースバンドチップは、
・該当の拡散受信信号の近傍キャリア周波数を除去するために各モードに対しての関連フィルタを伴うチャネルフィルタ係数バンクと、
・対応の逆拡散シーケンスにおける拡散信号の同じ歪を生成するマッチングフィルタと、
をさらに有することを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記逆拡散手段は、
・単一の乗算器と、
・積分ダンプ手段を備えた単一の相関器と、
を有することを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記ベースバンドチップは、拡散信号を対応の逆拡散シーケンスと同期をとる同期手段をさらに有することを特徴としている。

本発明の好適な（但し限定はしない）実施例においては、受信機は、前記受信信号の帯域幅を拡張するために拡散スペクトル発振器及び拡散シーケンスを生成するステップも有することを特徴としている。

本発明のその他の目的、特徴及び利点は、以下の詳細な説明を読むことにより、そして添付図面を参照することにより明らかとなる。

以下では説明の中で対応する参照符号は対応する構成要素のために用いている。

以下の説明において、当業者により周知の機能又は構成は、不必要に本発明を不明瞭にするので詳しく説明しない。

本発明は、受信信号を処理するためのレシーバＲＥＣに関する。

このレシーバＲＥＣは、特に通信システムに、さらに特定すればモバイルフォンのようなユーザ機器に用いられる。このレシーバは、マルチモード受信、すなわち、例えばＵＭＴＳ基地局又はＧＳＭ基地局から到来する信号の特に圧縮モード動作による受信を可能とする受信チェーン（受信系統）ＲＸ＿ＣＨＡＩＮを有する。圧縮モード動作においては、当該レシーバは、例えば異なる２つのモードＧＳＭ及びＵＭＴＳの異なる２つの信号を同時に「取り込み」（すなわち同期、復調及びダウンコンバート）をする必要はない。

かかるレシーバＲＥＣは図１に示される。

レシーバＲＥＣは、
・任意のモードにおいて受信信号ＳＥＱを処理するために、受信信号ＳＥＱを拡散する拡散部ＳＰＥＡＤ＿ＳＥＣ受信信号ＳＥＱに対してＤＣオフセット除去をなすチャネルフィルタ処理部ＣＨ＿ＳＥＣとを有する単一のＲＦチップ（ＲＦ＿ＣＨＩＰ）と、
・単一のベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴと、
を有する。

チャネルフィルタ処理部ＣＨ＿ＳＥＣは図２に示される。
これは、
・対象とされる規格と同じブロック数の低ノイズ増幅器ＬＮＡ並びに関連するミキサＭ１及びＭ２と、
・拡散信号に対してＤＣオフセットを除去するための、ハイパスフィルタに相当しかつ対象とされる全ての規格につき独特なものとされる第１の除去手段ＨＰＦ１と、
・対象の全ての規格について独特なゲインコントローラ増幅器ＡＧＣと、
を有する。

チャネルフィルタ処理部ＣＨ＿ＳＥＣはさらに、当該増幅器・ミキサブロックからの全ての受信信号ＳＥＱを加算し結果を第１除去手段ＨＰＦ１に向けて結果を出力する加算器ＡＤＤを有する。

拡散部ＳＰＲＥＡＤ＿ＳＥＣは図３に示される。

これは、
・モードのＵＭＴＳモードを除き受信信号の各対象モードに関連する拡散シーケンスＰＮを提供するためのシーケンス発生器ＰＮ＿ＳＥＱ＿ＧＥＮと、
・各対象モードに関連する局部発振器ＬＯであって、その拡散スペクトルが受信信号ＳＥＱの帯域幅を拡げるために当該ＰＮシーケンスと共に用いられるようにしたものと、
・各対象モードに関連づけられ、各モードの局部発振器ＬＯを生成する電圧コントローラを管理するために用いられるＲＦシグマ・デルタ合成器ＲＦ＿ＳＩＧＭＡ＿ＤＥＬＴＡと、
・チップレートクロックＣＨＩＰ＿ＲＡＴＥ＿ＣＬＫと、
・水晶振動子ＣＲＩＳＴＡＬと、
・合成器ＲＦ＿ＳＩＧＭＡ＿ＤＥＬＴＡをプログラムするための３ワイヤバスと、
・チャネル部ＣＨ＿ＳＥＣ及び／又はベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴに適正な拡散シーケンスＰＮを差し向ける一連のマルチプレクサと、
を有する。

拡散部ＳＰＲＥＡＤ＿ＳＥＣはさらに、受信信号ＳＥＱの隣接キャリア周波数を抑制し、低域通過フィルタに相当する他の除去手段ＬＰＦ３を有する。

ベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴは、図４に示される。

これは、
・固有のアナログ／ディジタル変換機ＡＤＣと、
・ＵＭＴＳモード以外の対象モードにおいて拡散信号を逆拡散するための逆拡散手段ＤＳＰＲと、
・隣接キャリア周波数を除去するための各対象モードに関連するフィルタＢＢ＿ＬＰＦに関連するチャネルフィルタ係数バンクＦＩＲと、
・遅延ラインＤＥＬＡＹに差し向けられるべき適正な拡散シーケンスＰＮを選択し、適正なチャネルフィルタ係数バンクＦＩＲを選択する一連のマルチプレクサと、
を有する。

逆拡散手段ＤＳＰＲは、
・固有のディジタルマルチプレクサＭと、
・固有の積分ダンプ（integrate-and-dup）手段Ｉ＆Ｄを備える相関器と、
を有するベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴはさらに、
・スライディング（変動）クロックＳ＿ＣＬＫ及び閾値ＴＨを生成する遅延ラインＤＥＬＡＹを有する同期手段ＳＹＮＣと、
・ＰＮシーケンス対応ディジタルフィルタＩＩＲと、
を有する。

以下の説明では、ＧＳＭ信号、ＵＭＴＳ信号及びブルートゥース信号を例に挙げることにする。

基地局からユーザ機器（例えばモバイルフォン）のアンテナを介して信号ＳＥＱを受信すると、この信号は、所定のラジオキャリア周波数において、ＧＳＭ規格に対しては２７０ｋＨｚの３ｄＢ帯域幅で、又はＵＭＴＳ規格に対しては概ね
５ＭＨｚの３ｄＢ帯域幅で受信される。信号ＳＥＱは、先ず受信機ＲＥＣを介して当該移動電話機において処理される。より詳しくは、この受信機ＲＥＣにおいては、当該信号を復調して（ラウド）スピーカのような当該移動電話機の他の何らかの構成部によってさらに処理されることができるようにするために、この高周波数をベースバンド周波数（０Ｈｚ）に変換する必要がある。

ＧＳＭ信号は図５に周波数領域で示される。上記信号ＳＥＱは、Ｆ０のＧＳＭキャリア中心周波数に中心を置いている。幾つかの隣接キャリア周波数があることがあり、所望のＧＳＭキャリア周波数の受信を悪化させる可能性がある。かかる隣接キャリア周波数の中心周波数Ｆ１も示される。２つのセンターＦ０とＦ１の間の差ΔＦは、ＧＳＭ周波数帯域（例えば９００ＭＨｚ帯域）内にある。

受信機ＲＥＣは、受信信号ＳＥＱを次のように処理する。

上述したように、受信機ＲＥＣはマルチモードのものである。図２に示した提案の例に従い、第１ブロックのＬＮＡ１〜ミキサＭ１及びＭ２は、ＧＳＭ周波数帯域の条件（すなわちＦＢ１＝９００ＭＨｚ）に合うように構成されるとともに、第２ブロックのＬＮＡ２〜ミキサＭ１及びＭ２は、ＵＭＴＳ（ＦＤＤ−ＷＣＤＭＡ）周波数帯域（すなわちＦＢ２＝２１１０〜２１７０ＭＨｚ）に合うように同調される。これがＮ番目のブロックのＬＮＡＮ〜ミキサまでなされる。この増幅器ＬＮＡは、受信機ＲＥＣ内で対応する受信信号ＳＥＱのノイズを減らすことができる。

第１のステップ１）において、例えばＧＳＭ又はブルートゥース受信信号の如き受信信号ＳＥＱがまだ拡散されていない場合、拡散部ＳＰＲＥＡＤ＿ＳＥＣ及びチャネルフィルタ処理部ＣＨ＿ＳＥＣによって、当該受信信号ＳＥＱのキャリア周波数スペクトルの対応拡散シーケンスＰＮによる拡散が行われる。この拡散は、当該信号ＳＥＱのデータビットを拡散スペクトルＬＯで乗じることにより信号ＳＥＱのキャリア周波数の帯域幅を拡張するにある。図３に示されるように対応の拡散シーケンスＰＮによりアナログ乗算器Ｍ０を介して連続波局部発振器ＬＯを拡散することにより、関連する拡散スペクトル局部発振器ＬＯを発生する。ＰＮシーケンスのスペクトルは無限であり、ＧＳＭ規格に対しては３．８４ＭＨｚのカットオフ周波数を、ブルートゥース規格に対しては１ＭＨｚのカットオフ周波数を有する。

この局部発振器は、狭帯域キャリアを受信する場合にのみ拡散されることが分かる。

したがって、２広帯域ＣＤＭＡキャリアすなわちＵＭＴＳ受信信号の受信は、当該キャリアが既に拡散スペクトル信号となっているので、簡単である。図３において分かるように、このような信号に対して拡散が行われず、局部発振器ＬＯ２は、従来のＲＦレシーバチェーン（乗算器Ｍ０が局部発振器ＬＯ２に関連づけられている）に用いられているような単純な正弦波である。

なお、シーケンス発生器ＰＮ＿ＳＥＱ＿ＧＥＮは、ＵＭＴＳのもの以外のあらゆるモードに対してクロックＣＨＩＰ＿ＲＡＴＥ＿ＣＬＫを介して３．８４Ｍ
チップ／秒の周波数ＦＮで対応の拡散シーケンスＰＮを発生する。このクロックは、所望の周波数ＦＮの整数倍の値を有することを許容している。

しかし、後の復調処理のために、当該シーケンス発生器ＰＮ＿ＳＥＱ＿ＧＥＮは、その出力信号を４にオーバサンプルする。これは、１５．３６ＭＨｚの周波数を有するという作用を奏する。

受信信号ＳＥＱに応じて、マルチプレクサ系列は、適正な拡散シーケンスＰＮをチャネル部ＣＨ＿ＳＥＣ及びベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴに差し向ける。拡散シーケンスＰＮは、ウォルシュ（Walsh）コードのような当業者に周知のGold符号又はKasami符号ファミリその他のタイプのものとすることができる。異なる対象モードの異なる受信信号に関連する異なる拡散シーケンスＰＮを直交させるのが効果的である。

大抵は、上述したように受信信号ＳＥＱの拡散があるときには、例えばＧＳＭ規格の場合では、離れた近傍キャリア周波数の拡散もあり、全動作周波数は９００ＭＨｚとなることが認められる。

この場合、かかる近傍の信号エネルギーは、重要であり、後の説明で述べる逆拡散処理を妨害する可能性がある。

このため、図３に示されるような好適実施例では、ラジオ周波数ＲＦチップは、シーケンス発生器ＰＮ＿ＳＥＱ＿ＧＥＮのセットの出力において設定される０．２２の減衰係数αを持つ低域通過フィルタである他の除去手段ＬＰＦ３を有する。このフィルタＬＰＦ３は、受信信号ＳＥＱの近傍キャリア周波数、特に所望のキャリア周波数Ｆ０から離れたものを抑制することが可能である。このような受信信号ＳＥＱは、そこで今度は、ＵＭＴＳモード以外に対し図６に示されるような２．３ＭＨｚに等しい３ｄＢ帯域幅のルートレイズコサインＰＲＣ（not-raised cosine）スペクトル占有を呈する。この占有帯域幅は、ＦＤＤ−ＷＣＤＭＡキャリア（ＵＭＴＳ信号）のものと同じである。

図７においては、前述した他の除去手段ＬＰＦ３が全通過フィルタとして構成されるときに、乗算器Ｍ０出力におけるＬＯ１〜ＬＯＮ（ＬＯ２を除く）のスペクトルを確認することができる。すなわち、乗算器Ｍ０に入る拡散シーケンスＰＮは矩形波形である。このスペクトルは、対応する受信信号ＳＥＱのものと同じ周波数である周波数Ｆ０に中心づけされる。ここでは、Ｆ０を中心とする受信信号ＳＥＱをＦ０を中心とするスペクトル局部発振器ＬＯ１〜ＬＯＮと乗算することにより、ＦＣＢ＝Ｆ０−Ｆ０＝０Ｈｚ及びＦＣＨ＝Ｆ０＋Ｆ０に中心を置く出力信号ＳＥＱが得られることが理解できる。第２周波数ＦＣＨは、約４ＧＨｚであり、ＲＦチップの増幅器及びローパスフィルタを通じて後でフィルタ処理される。これは、これら構成部が概して１０ＭＨｚよりも高い周波数を受けつけないことによる。

よって、図２の対応する直交位相ミキサＭ１及びＭ２の出力においては、任意のモードの拡散信号ＳＥＱが周波数領域において３．８４Ｍチップ／ｓの拡散シーケンスＰＮの帯域幅を占める。

拡散ＧＳＭ信号は図８に示すことができる。点線により、初期の受信信号ＳＥＱのスペクトルの一例が分かる。このＧＳＭの例では、信号ＳＥＱは、ここで、３．８４ＭＨｚでクロック制御（同期づけ）された代表的矩形波信号のスペクトル占有（すなわちＮ×３．８４ＭＨｚ（Ｎは整数）のゼロ交差を伴うｓｉｎ（ｘ）／ｘの振幅包路線）を呈している。したがって、主要なキャリア周波数Ｆ０は、ベースバンドにダウンコーンバーとされたもの、すなわち０Ｈｚ周辺に生成されたものである。

よって、ミキサＭ１及びＭ２では、ＵＭＴＳ信号を除き、ＰＮ拡散シーケンスを掛けることにより受信信号ＳＥＱの同時拡散が行われ、ＵＭＴＳモードに対し、拡散局部発振器ＬＯ又は通常スペクトル局部発振器ＬＯ２の乗算により全てのモードのベースバンドへのダウンコンバートが行われる。

なお、シグマ・デルタ合成部ＲＦ＿ＳＩＧＭＡ＿ＤＥＬＴＡのクロック基準として用いられる２６ＭＨｚの外部水晶振動子ＣＲＩＳＴＡＬがある。かかる合成部は、コサイン波局部発振器ＬＯ１〜ＬＯＮを生成する電圧制御器ＶＣＯを位相ロック（同期）させるのに用いられ、３配線バスＢＵＳによりプログラムされる。チップレートクロック回路ＣＨＩＰ＿ＲＡＴＥ＿ｃｌｋも、外部水晶振動子と位相ロックさせられ、これにより、全体の回路ＩＣの位相整合性を確かなものとしている。このチップレートクロック回路は、４×チップレートで走るクロックＣＬＫを生成する。このクロックは、次にベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴに供給され、ここでアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣにより入力波形Ｉ及びＱをサンプルし、後述するように他の全てのディジタルブロックをクロック制御するのに用いられる。

また、受信信号ＳＥＱは、２つの直交位相ミキサＭ１及びＭ２により当業者に周知の２つの成分Ｉ及びＱに分割され、並列にこの２つの成分について以下に示す全てのステップが行われる。但し、簡明とするため、Ｉ及びＱ成分でなく信号ＳＥＱという用語を用いることにする。

なお、非限定実施例において、ＬＮＡ〜ミキサ線形でない場合、すなわちＬＮＡ〜ミキサがある種の寄生信号により何らかのＤＣオフセットも生成する場合、ＬＮＡ〜ミキサＭ１−Ｍ２の各セットにオプションのＲＦ−ＳＡＷフィルタを追加することができる。このＳＡＷフィルタは、ＲＦチップに集積させることができない。

しかしながら、受信信号ＳＥＱはベースバンドにダウンコンバートされ拡散されたものであるが、依然として何らかしらのＤＣオフセットが依存する。したがって、ＤＣ除去が次のように行われる。

注記するに、どのキャリアもここで同じ帯域幅、すなわち３．８４Ｍチップ／秒を占有するので、受信機チェーンＲＸ＿ＣＨＡＩＮの残りは全てのテレコム規格に対して共通である。この態様において、本発明による受信機は、並列に複数の受信チェーンを持つものとは逆に、唯一のチャネルフィルタ処理部ＣＨ＿ＳＥＣが再利用され移動電気通信規格を受けることを確実にすることにより、コスト及び複雑さを抑えるものである。

ＤＣオフセットの除去前において、第２のステップ２）では、固定ゲイン増幅器ＡＧＣＦにより信号ＳＥＱの各成分１及びＱのノイズ要因の低減がなされる。このゲイン増幅器ＡＧＣＦは、乗算器Ｍ１及びＭ２後続の加算器ＡＤＤ１及びＡＤＤ２との間のインピーダンスを適応させることを許容する。

第３のステップ３）において、加算器ＡＤＤ１及びＡＤＤ２により当該拡散受信信号の総和がとられる。理論上、第１加算器ＡＤＤ１は、全ての受信信号ＳＥＱのＩ成分の全てを合計し、第２加算器ＡＤＤ２は、全ての受信信号ＳＥＱのＱ成分の全てを合計する。

実用上、圧縮モード動作にあるときには、加算器ＡＤＤ１及びＡＤＤ２は、後続段階ＬＰＦ１〜ＡＧＣ及びＨＰＦ１についてＩＳ及びＱＳ成分を導くマルチプレクサと同じ機能を有する。

第４のステップ４）において、上記拡散キャリア周波数スペクトルに残るＤＣオフセットの除去は、プログラマブルな高域通過カットオフ周波数の２次ハイパスフィルタの如き振舞をする簡単なＤＣ補償ループにより構成される。このハイパスフィルタＨＰＦ１（信号ＳＥＱＳの成分ＩＳ及びＱＳの各々につき１つ）は、チャネルフィルタＬＰＦ１とカスケード接続され、このフィルタは、この用途においては、シャープなローパスフィルタＬＰＦ３の使用にかかわらず存在しうる突出部すなわち離れた近傍キャリア周波数を除去するために単独で用いられる。チャネルフィルタＬＰＦ１は、５次のルジャンドル（Legendre）ローパスフィルタとすることができ、２．２ＭＨｚの３ｄＢカットオフ周波数を有する。

なお、ＤＣオフセットは、２つの主たる起源がある。１つ目は、局部発信器ＬＯとフロントエンドにおけるＬＯ又はＲＦの漏れに起因するＲＦキャリア周波数の自己ミキシングとの間の自己ミキシングである。ここで、ＤＣは、ＬＯとそれ自体とのミキシング及びＲＦ信号とそれ自体とミキシングによって発生する。これは、ＲＦ−ＩＣに特有のＬＯとＲＦとの隔離（アイソレーション）の程度が限定されていることによる。

２つ目は、受信機の２次相互変調性能によるものであり、ベースバンドにおける望ましくないスペクトル成分及び強力なＤＣ成分を発生する。これは、特に受信機のミキサによるものであり、かかるミキサが線形でなくＩＩＰ２現象として知られる２次の入力交点を導くものである場合である。

この現象は、ＤＣ変動を誘導する。ＤＣオフセットが変化すると、受信機の利得増幅器ＡＧＣの後に上記ＤＣオフセットが増幅させることになる。そしてこれは、ＡＤＣコンバータによる受信信号のクリッピングを意味し、初期の受信信号ＳＥＱが正しく回復されないので大きな不具合となる。

ＤＣオフセット除去後の任意のモードにおける信号ＳＥＱの新しいスペクトルは、図９に示される。これから分かるように、ＤＣオフセットはフィルタ処理されている。低周波数カットオフはここで２０ｋＨｚであるが、高周波数カットオフは２．２５ＭＨｚである。

なお、低周波数カットオフ及び高周波数カットオフは、プログラミングによって調整可能である。実際、得られる３ｄＢの帯域幅は、ＲＦチップにおいて実現されたアナログフィルタＨＰＦ１のカットオフ周波数に応じて１．９から２．２ＭＨｚに変化することが可能である。

したがって、このＤＣオフセット除去は、実現し易いという利点がある。複雑な構成要素も必要ない。さらに、対象のモードと同じ数のＤＣ補償ループが必要な最先端のものとは対照的に、全ての対象ループに対して１つのＤＣ補償ループしか必要ない。

なお、拡散部ＳＰＲＥＡＤ＿ＳＥＣは、通常のＤＣオフセットループ補償とは対照的に、ＤＣオフセット除去後に受信信号の良好な復元が可能となるという利点を有する。実際、例えばＧＳＭモードでは、ＤＣオフセットループ補償（抵抗及びキャパシタを有する簡単なフィルタ）を、１３５ｋＨｚの低帯域幅を有するＧＳＭ信号に適用する場合、受信信号から遠く離れた歪信号が発せられる。これはＤＣオフセットループ補償の２０ｋＨｚのカットオフ周波数によるものであり、ＧＳＭ帯域幅に対して高過ぎる。実際、１３０ｋＨｚの帯域幅の信号に対し２０ｋＨｚのカットオフ周波数を適用した場合、当該信号の歪みを伴うが、２２００ｋＨｚの帯域幅の信号に対して２０ｋＨｚのカットオフ周波数を適用した場合、そのインパクトは無視できる。

なお、チャネルフィルタＬＰＦ１直後には、信号ＳＥＱのパワー制御がある。この制御は、当該信号ＳＥＱのパワーがどんなものでも信号ＳＥＱのパワーを一定に維持することを可能にするものであり、他のアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣ要素にとって必要なものである。したがって、固有の増幅器ゲインコントローラＡＧＣ（実際にはＩＳ及びＱＳ成分各々につき１つ）によって、当該信号のパワーが減少したとき、例えば移動電話機が基地局から遠く離れたときに、パワーが再び増大される。この逆も行われる。

なお、好適実施例（但し限定はしない）においては、拡散信号ＳＥＱＳの成分ＩＳ及びＱＳの各々につき、関連のゲインコントロール増幅器ＡＧＣとの除去手段ＨＰＦ１及びローパスフィルタＬＰＦ１の２つのカスケードがある。これにより、ＤＣオフセットのより良いフィルタ処理がなされる。

第５のステップ５）において、ＤＣオフセットがＨＰＦ１の手段により除去されていると、ＡＤＣサンプリングが行われる。拡散信号ＳＥＱのＩ及びＱの成分は、いずでのモードでも、２．２ＭＨｚ幅（３ｄＢ帯域幅）のアナログ信号ＳＥＱをサンプルする適正なアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣを必要とする。サンプリングは４×チップレートクロックにより行われる。

なお、全ての波形は本質的に相似であり、すなわちフィルタＬＰＦ３及びチャネルフィルタ処理部のフィルタＨＰＦ１及びＬＰＦ１によってフィルタ処理された３．８４ＭＨｚを占める拡散スペクトル信号であるので、全ての対象モードに対し、単一のアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣ（実際はＩ及びＱ成分各々につき１つのＡＤＣ）しか存在しない。

第６のステップ６）において、ＡＤＣのサンプリングの後、初期の受信信号ＳＥＱを復元するために拡散信号ＳＥＱの逆拡散が行われる。この逆拡散は、逆拡散手段ＤＳＰＲによって図４のベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴにおいて達成される。

上述したような拡散部ＳＰＲＥＡＤ＿ＳＥＣは、用いられる逆拡散シーケンスＰＮを送ることができる。入力信号は、２進数のストリームではなく、アナログ波形なので、このシーケンスＰＮは、追加のアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣ＿ＰＮを通じてベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴにより取得されなければならない。

なお、非限定の実施例において、当該逆拡散部におけるシーケンスＰＮの最適なマッチングを確実にするため、ＲＦチップ内の拡散に用いられるＰＮコード（符号）は、チャネルフィルタ処理部において用いられるものと同じ低域通過段によりフィルタ処理されることが可能である。

逆拡散処理は、拡散信号ＳＥＱと逆拡散シーケンスＰＮとの相似性の測定による。逆拡散手段ＤＳＰＲの相関器は、このような測定を行える。この測定は、当該信号と当該シーケンスを乗算し、規定の時間窓、ここではビット期間にわたり当該結果を合計（積分）することによって行われる。この合計は、例えば、−１，＋１の値を導く乗算結果についてのデータ決定の後に行われる。

なお、逆拡散シーケンスＰＮは、分割されており、図４に示されるように信号ＳＥＱのＩ及びＱ成分の各々につき１つの乗算器に供給される。

拡散信号ＳＥＱが拡散部から逆拡散部へ送られるときに拡散信号ＳＥＱの時間伝搬があり、この時間伝搬は、大抵は、１つのＲＦチップからベースバンドチップに、それら２つの部分の間に用いられる成分に応じて、特にローパスフィルタに応じて、変化する。

したがって、相関処理を改善しこの時間伝搬すなわち遅延を考慮に入れるために、好適実施例では、同期手段ＳＹＮＣを介して逆拡散シーケンスＰＮと拡散信号ＳＥＱとの間の同期が行われる。

同期手段ＳＹＮＣは、１５．３６ＭＨｚの変動クロックＳ＿ＣＬＫを生成するディジタル遅延ラインＤＥＬＡＹと、閾値ＴＨとを有する。逆拡散シーケンスＰＮは、クロックＳ＿ＣＬＫにより４×チップレートでクロック制御されたディジタル遅延ラインＤＥＬＡＹを通じて供給される。これにより４分の１チップ遅延分解能が得られる。逆拡散シーケンスＰＮは、その後に１／４チップステップでシフト可能となる。このシフトすなわち逆拡散シーケンスＰＮ位相は、４分の１チップだけ増大させられ、逆拡散シーケンスＰＮは拡散信号ＳＥＱと同期化され、時間合わせさせられ又は同相化されるまで、すなわち最適な相関ピークが得られるまで適用される。シフトの最大数は、逆拡散シーケンスＰＮの長さＬＧＨと等しい。

このような同期化達成されたとき、変動クロックＳ＿ＣＬＫは停止させられる。同期のための他のトラッキングループは必要ない。

詳しい態様では、４分の１チップシフトの各々において、受信信号ＳＥＱをベースバンドで復元するために積分ダンプ手段Ｉ＆Ｄにより相関処理が行われる。

このダンプ中、逆拡散シーケンスＰＮの各チップと拡散シーケンスＳＥＱの対応チップとの乗算の結果が確認される。

そして、積分ダンプ手段Ｉ＆Ｄによって当該データ決定結果について積分が行われる。この積分が閾値ＴＨ（例えば４）よりも大きい場合、信号ＳＥＱ及び逆拡散シーケンスＰＮは同期した形で表され、最適ピーク相関ＰＥＡＫが得られる。その結果の値は＋１である。

最適相関ピークが得られない場合（結果の値が−１）、シーケンスＰＮは４分の１チップからシフトされ、最適ピークが得られるまで上述した相関処理などが再び行われる。

なお、遅延ラインＤＥＬＡＹ直後において、図４に示されるように逆拡散シーケンスＰＮがマッチングフィルタＩＩＲを通じて供給される。こうすることにより、逆拡散シーケンスＰＮは、拡散信号ＳＥＱと殆ど同じ大きさの振幅及び位相歪みを受け、当該拡散信号と逆拡散シーケンスとの正しいマッチングを呈する必要がある。よって、変調されたチップと逆拡散シーケンスの双方は、時間及び周波数領域の両方において同じようになるので、相関の積は、最適となり、最適な信号対雑音比ＳＮＲを得ることとなる。

なお、ＵＭＴＳ信号の場合、ベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴにおいては、逆拡散は行われない。実際、このような逆拡散は、後に従来のＵＭＴＳ受信機チップにおいて行われることになる。

上述した同期化は、拡散信号ＳＥＱの周知の時間伝搬すなわち遅延を呈するという利点があり、当該信号経路が当該ＲＦチップ及びベースバンドチップにおけるＡＧＣ増幅器及びローパスフィルタのカスケードを通じる電気的伝送ラインからなるので時間的に変化する可能性は低いことが分かる。したがって、上述したような本発明による受信機のアーキテクチャは、拡散部が基地局にあり逆拡散部が移動電話機にある方策に比べて明らかに有利である。

したがって、前に述べたように、逆拡散シーケンスＰＮの整合を維持するために一度時間的に整合されると、追加のタイミング調整は必要なくトラッキングループも必要ない。これは、マルチパスフェージング、シャドーイングその他伝搬作用がキャリアの位相を持続的に回転させるだけでなく不変の伝搬遅延を招くようにして受信信号ＳＥＱのキャリアが送信され受信される上空の特性により、かかるトラッキングループを必要とするＤＳＳＳシステムとして知られている幾つかの従来の無線トランシーバとは反対のものである。

本発明による受信機ではトラッキングループが不要なので（一旦正しいタイミングがとれれば、拡散部と逆拡散部との間の伝送ラインの特性によりタイミング遅延は変化しない）、これは逆拡散部を非常に簡単にし、可能な２つの逆拡散実現形態を導く。１つ目は上述したようなベースバンドチップＢＢ＿ＩＮＴ内のディジタル逆拡散であり、２つ目はＲＦチップにおけるアナログ逆拡散である。後者の場合、信号ＳＥＱの隣接キャリアの除去は、積分ダンプ手段Ｉ＆Ｄを介して行われ、逆拡散手段は、ミキサＭ１及びＭ２から受信された信号のパワーにより逆拡散シーケンスＰＮの振幅を調整するためにフィルタＩＩＲの出力においてゲイン増幅器を有しなければならない。このため、受信信号ＳＥＱの成分Ｉ及びＱの各ブランチにおいては、受信信号ＳＥＱのパワーを検出するために増幅器ＡＧＣ１の直後に自動制御ループが設けられる。

第７のステップ７）においては、相関処理後に、逆拡散信号ＳＥＱのスペクトル上に残る可能性がありキャリア周波数Ｆ０に近い隣接キャリア周波数を除去するために各対象モードに関連づけられたチャネル係数バンクＦＩＲを介してさらなる除去が達成される。処理される信号ＳＥＱのモードに応じて、一連のマルチプレクサは、適正な係数を関連のローパスフィルタＢＢ＿ＬＰＦに適用する。ＧＳＭモードにおいては、この係数は１３０ｋＨｚのカットオフ周波数である一方、ブルートゥースモードでは当該係数は３００ｋＨｚのカットオフ周波数であり、また、ＵＭＴＳモードでは、α＝０．２２の減衰ファクタ（帯域幅の２２％減少がある）を伴う３．８４ＭＨｚのカットオフ周波数である。

最後に、逆拡散の結果は、受信信号ＳＥＱの帯域幅がＧＳＭ信号では３．８４Ｍチップ／秒から１３５ｋＨｚに圧縮されるということになる。したがって、相関処理の後は、ＧＳＭ信号では図１０に示されるように初期の受信信号ＳＥＱが復元される。

最後に、フィルタ出力ＢＢ＿ＬＰＦでは、特に次の事項を達成するために受信機チェーンＲＸ＿ＣＨＡＩＮの残りにおいて結果としてＩ及びＱ成分を通過させることができる。

・このようにして得られる信号ＳＥＱの復調手段ＤＥＭＯＤによる復調であって、当該モバイルのユーザが例えばヘッドホンでメッセージを聞けるようにするためのもの。

・ＵＭＴＳ信号に対して従来のＵＭＴＳ受信機チップＵＭＴＳ＿ＣＨＩＰによるスクランブル解除及び逆拡散。

したがって、本発明による受信機は、広帯域信号に用いられる技術を用いることによって狭帯域信号についてのＤＣオフセットループ補償の問題を解決し、低電力消費で簡単な解決法を導くという効果がある。

さらに、本発明による受信機は、ＲＦブロックの繰り返しを最小限にし、複雑な構成要素を伴うことなく単一チップにマルチモード受信機能を集積することができる。

なお、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、添付請求の範囲に記載したような発明の主旨及び範囲から逸脱することなく変形や改変を行うことができる。この点で次の結びの注記をなす。

本発明は、ＤＣオフセット除去が必要とされるマルチモード受信機にも適用可能であることを理解されたい。

本発明による方法は、上記実現形態に限定されないことを理解されたい。

ハードウェア又はソフトウェアの単一アイテムが複雑の機能を実行することができる場合、ハードウェア若しくはソフトウェア又はこれら両方のアイテムによって本発明による方法の機能を実現する数多くの態様がある。また、ハードウェア若しくはソフトウェア又はこれら両方のアイテムのアセンブリが機能を果たし、もって本発明による信号処理方法を変更することなく単一の機能を形成することを排除するものではない。

上記ハードウェア又はソフトウェアのアイテムは、有線の電子回路又はプログラムするのに適した集積回路など数多くの態様によりそれぞれ実現可能である。

請求項における参照符号は、当該請求項を限定するものと解釈すべきではない。「有する」なる動詞及びその活用形の使用は、請求項に記載されたもの以外に他のステップ又は要素の存在を排除するものではないことは明らかである。要素又はステップの単数表現は、かかる要素又はステップが複数存在することを排除するものではない。

本発明による受信機のラフ図。 図１の受信機のチャネルフィルタリング部のアーキテクチャを示す図。 図１の受信機のシーケンス発生部のアーキテクチャを示す図。 図１の受信機のベースバンドインターフェースのアーキテクチャを示す図。 図１の受信機により受信されたＧＳＭ型信号及び１つの隣接キャリアを示す略図。 図１の受信機の他の除去手段後の拡散シーケンスのスペクトルを示す図。 図１の受信機の周波数Ｆ０に中心付けされた拡散スペクトル局部発振器のスペクトルを示す図。 初期の受信信号及びダウンコンバート後の図１の受信機の拡散手段により出力された信号のスペクトルを示す図。 周波数領域における図１の受信機のＧＳＭ信号に対してかけられるＤＣオフセット手段の所定の最初の阻止作用による信号出力を示す図。 図１の受信機の出力において回復されるＧＳＭ信号を示す図。

Claims (12)

1. 受信信号を処理するマルチモードの受信機であって、
   ・任意のモードにおいて、前記受信信号を処理するチップであって、受信信号を拡散する拡散部と、受信信号に対しＤＣオフセット除去をなすためのチャネルフィルタ処理部とを有する単一のＲＦチップと、
   ・拡散信号を逆拡散する逆拡散手段を有する単一のベースバンドチップと、
   を有する受信機。
2. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記拡散部は、受信信号の帯域幅を拡張するために拡散スペクトル発振信号と拡散シーケンスとを生成するよう適応させられる、受信機。
3. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記拡散部は、該当の受信信号の近傍キャリア周波数を抑制するために全てのモードにつき固有の除去手段をさらに有する、受信機。
4. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記チャネルフィルタ処理部は、全てのモードに対して共通である、受信機。
5. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記チャネルフィルタ処理部は、
   ・各モードについて前記受信信号をベースバンドにダウンコンバートするための低ノイズ増幅器及び関連のミキサのブロックと、
   ・任意のモードに対して拡散受信信号のＤＣオフセットを除去する固有の第１除去手段と、
   を有する、受信機。
6. 請求項５に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記チャネルフィルタ処理部は、低ノイズ増幅器及び関連のミキサのブロックからの拡散受信信号を前記第１除去手段へ差し向け直す加算手段をさらに有する、受信機。
7. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記ベースバンドチップは、
   ・該当の拡散受信信号の近傍キャリア周波数を除去するために各モードに対しての関連フィルタを伴うチャネルフィルタ係数バンクと、
   ・対応の逆拡散シーケンスにおける拡散信号の同じ歪を生成するマッチングフィルタと、
   をさらに有する、受信機。
8. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記逆拡散手段は、
   ・単一の乗算器と、
   ・積分ダンプ手段を備えた単一の相関器と、
   を有する、受信機。
9. 請求項１に記載の受信信号を処理する受信機であって、前記ベースバンドチップは、拡散信号を対応の逆拡散シーケンスと同期をとる同期手段をさらに有する、受信機。
10. 任意のモードにおいて信号を受信する方法であって、
    ・当該受信信号を拡散しベースバンドにダウンコンバートするステップと、
    ・前記受信信号のＤＣオフセットを除去するステップと、
    ・前記拡散信号を逆拡散するステップと、
    を有する方法。
11. 請求項１０に記載の信号を受信する方法であって、前記受信信号の帯域幅を拡張するために拡散スペクトル発振信号及び拡散シーケンスを生成するステップも有する方法。
12. 請求項１ないし９のうちいずれか１つに記載の受信機を有する移動電話機。

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