JPH03222671A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- JPH03222671A JPH03222671A JP2015923A JP1592390A JPH03222671A JP H03222671 A JPH03222671 A JP H03222671A JP 2015923 A JP2015923 A JP 2015923A JP 1592390 A JP1592390 A JP 1592390A JP H03222671 A JPH03222671 A JP H03222671A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、電圧共振型スイッチング電源装置に関する。
[従来の技術]
トランスとスイッチング素子とを直列に接続し、スイッ
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の2次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレータは広く使用
されている。第14図は従来の電圧共振型スイッチング
レギュレータの一例を示す、このスイッチングレギュレ
ータの直流電源1は交流電源端子2に接続された全波整
流器3と平滑用コンデンサ4とから成る。この直流電源
1の一端と他端(グランド端子)との間にはトランス5
の1次巻線(主巻1t)6と電界効果トランジスタから
成るスイッチング素子7との直列回路が接続されている
。スイツチング素子7の制御端子(ゲート電極)は制御
回路8に接続されている。トランス5の2次巻線9は、
ダイオード10.1]とリアクトル12とコンデンサ1
3とから成る出力整流平滑回路14を介して直流出力端
子15.16に接続されている。スイツチング素子7に
対して逆向きの電流を流すために、これに逆並列にダイ
オード17が接続されている。この例では、スイッチン
グ素子7がサブストレートをソースにIj続したNチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるので、
ダイオードを内蔵している。従って、ダイオード17を
外ga続することは不要であるが、理解を容易にするた
めに独立に示されている。スイツチング素子7に並列に
接続されたコンデンサ18は、スイッチング素子7の電
圧の立上りを緩やかにする作用を有する。 スイッチング素子7のオン時間は出力端子15に接続さ
れた電圧検出回路19の検出に基づいて制御される。 [発明が解決しようとする課題1 ところで、スイッチングレギュレータのターンオフ時に
1次巻線6にサージ電圧が発生するが、これはコンデン
サ18で吸収される。またこの時スイッチング素子7の
電圧の立上りが第15図に示すように緩やかになり、ス
イッチング損失の低減効果が生じる。しかし、コンデン
サ18の電圧が最終的に電源電圧Vinになると、ター
ンオン時にコンデンサ18のエネルギが放出されて損失
となる。 そこで、本発明の目的は、サージ吸収と損失低減との両
方を容易に達成することができるスイッチング電源装置
を提供することにある。 [課題を解決するための手段] 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第1及び第2の主端子と制御端子と査有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子が前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、前記トランスの
インダクタンスと共振するように前記トランスに関係付
けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量から成る第1の
コンデンサと、前記トランスに結合された出力回路と、
前記第1のスイッチング素子のオフ期間において前記第
1のコンデンサの電圧の変化を阻止するか又は緩やかに
するための電圧を前記第1のコンデンサに与えることが
できる第2のコンデンサ又は電圧源と、前記第1のスイ
ッチング素子のオフ期間に前記第1のコンデンサ又は電
圧源を前記第1のコンデンサに選択的に関係づ4するた
めに前記第2のコンデンサ又は電圧源に直列に接続され
た第2のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング
素子をオン・オフ制御し、且つ前記第2のスイッチング
素子を前記第1のスイッチング素子のオフ期間内でオン
・オフ制御するたやの制御回路とから成るスイッチング
電源装置に係わるものである。 なお、請求項2に示すように、第1のスイッチング素子
のオン時間幅を変えて定電圧制御を行うことができる。 また、請求項3に示すように第2のスイッチング素子の
オン時間幅を変えて定電圧制御を行うことができる。 また、請求項4に示すように第2のコンデンサ又は電圧
源の電圧を変えて定電圧制御を行うことができる。 [作 用] 各請求項の発明によれば、第1及び第2のコンデンサの
働きによってサージ電圧を吸収することが可能になり、
1つ第1のスイッチング素子を零電圧の状態でターンオ
フ及びターンオンさせることができる。 [第1の実施例] 次に、第1図〜第3図を参照して本発明の第1の実施例
に係わる電圧共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、第1図辷おいて第14図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。 第1図のスイッチングレギュレータは、第1のスイッチ
ング素子7と第1のダイオード17との逆並列回路に対
して第1のコンデンサ18が並列に接続されている他に
、第1のコンデンサ18よりも容量の大きい第2のコン
デンサ20も第2のダイオード2]と第2のスイッチン
グ素子22との並列回路を介して並列に接続されている
。即ち、第2のコンデンサ20の上端が1次巻線6の下
端に接続され、第2のコンデンサ20の下端が第2のダ
イオード2]と第2のスイッチング素子22との並列回
路を介して電源1の下端に接続されている。なお、ダイ
オード2]に並列にノイズ除去用の小容量のコンデンサ
23が接続されている。 この実施例では第2のスイッチング素子22がサブスト
レートをソースに#続することによってダイオードを内
蔵させたPチャンネル絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであるので、ダイオード2]を省、くことができるが
、理解を容易にするためにダイオード2]が独立に示さ
れている。 第2図は第1図の制御回路8を詳しく示すものであり、
第2のコンデンサ20の電圧検出に基づいて第2のスイ
ッチング素子22の制御信号を形成する第1の制御信号
形成回路3]と、この第1の制御信号形成回路3]の第
1の制御信号と一定の時間関係を有する第2の制御信号
を形成して第1のスイッチング素子7に与える第2の制
御信号形成回路32とから成る。第1の制御信号形成回
路3]は、第2のコンデンサ20の両端に接続された抵
抗33a、34bから成る分圧回路と、この分圧回路の
分圧点に一方の入力端子が接続され、参照電圧源34に
他方の入力端子が接続された電圧比較器35と、この比
較器35の出力端子と第2のスイッチング素子22との
間に接続される駆動回路36とから成る。なお、参照電
圧源34は、電源端子37とグランドとの間に接続され
たホトトランジスタ38と抵抗39との分圧回路から成
り、この分圧点に比較器35の反転入力端子が接続され
ている。ホトトランジスタ3,8は、第1図に示す電圧
検出回路19で検出した出力電圧に対応して発光する発
光素子(図示せず)に光結合されている。第2の制御信
号形成回路32は、比較器35に接続された後縁検出回
路40と、後縁検出回路40に接続された遅延回路41
と、クロックパルス発生器42と、遅延回路41の出力
でセットされ、クロックパルスでリセットされるフリッ
プフロップ43と、フリップフロップ43の出力端子と
第1のスイッチング素子7との間に接続される駆動口R
44とから成る。 [勤 作1 第3図のtl時点よりも前においては、第1のスイッチ
ング素子7がオンであるので、この両端子間(トレイン
・ソース間)電圧は第3図(D)に示すように極めて低
い、t1時点で第3図(A)に示すクロックパルスが第
2図のクロックパルス発生器42から発生すると、フリ
ップフロップ43がリセットされ、第1のスイッチング
素子7がオフ状態になる。第1のスイッチング素子7が
オフになると、トランス5の1次巻線6にフライバック
電圧が発生するが、1次巻線6のインダクタンスと第1
のコンデンサ18とのLC共振回路の第1の共振周波数
に従う第3図(F)に示す電流■1が1次巻線6と第1
のコンデンサ18と直流電源1とから成る閉回路に流れ
る共振動作によって1次巻線6のエネルギが第1のコン
デンサ18に移ることにより、第1のコンデンサ18が
充電され、この充電電圧Vcが徐々に高くなる。第1の
コンデンサ18の電圧は第1のスイッチング素子7の両
端子間電圧と同一であるので、第1のスイッチング素子
−7の電圧も徐々に増大する。これにより、第1のスイ
ッチング素子7の実質的に零ボルトでのターンオフが実
現できる。オフ期間には第1のコンデンサ18に並列に
接続されている第2のコンデンサ20にも充電電流が流
れ、ある値まで充電される。この第2のコンデンサ20
の電荷は第2のスイッチング素子22を通って放出され
るのみであり、この放出期間はオフ期間中の一部である
。従って、第1のスイッチング素子7のオン期間に第2
のコンデンサ20は放電せず、第3図(H)に示すよう
に比較的高い充電電圧を保つ。 ところで、第1のコンデンサ18の電圧Vclが第2の
コンデンサ20の電圧VC2よりも低い期間には第2の
ダイオード2]−が逆バイアス状態にあり、1次巻線6
にフライバック電圧が発生しても第2のコンデンサ20
に電流I2が流れない、第1のコンデンサ18の電圧V
C1が第2のコンデンサ20の電圧Vc2よりも幾らか
高くなると、第2のダイオード2]が順バイアスされて
t2時点でオンになる。これにより、第1及び第2のコ
ンデンサ18.20が実質的に並列接続され、1次巻線
6と第1及び第2のコンデンサ18.20とから成る共
振回路が形成され、第2の共振周波数に従う電流が1次
巻線6に流れる。第2のコンデンサ20の容量は第1の
コンデンサ18の容量よりも十分に大きいので、t2〜
t5期間の第2のコンデンサ20の電圧の変化は極めて
小さくなる。 第2のコンデンサ20に充電電流が流れると、この電圧
Vc2が徐々に増大し、t3時点で参照電圧Vrを横切
り、第2図の比較器35の出力が第3図(B)に示すよ
うに反転し、第2のスイッチング素子22がオン制御さ
れる。第2のスイッチング素子22がt3時点でオン制
御されても、第2のコンデンサ20の共振電圧がピーク
に達していなければ、第2のダイオード2]を通して電
流■2が流れ続ける。t4時点で第1及び第2のコンデ
ンサ18.20の電圧がピークに達すると、第3図(F
)(G)の電流1]及びI2は今迄と逆の向きに流れ始
める。この時、第2のスイッチング素子22がオンであ
るので、第2のコンデンサ20と1次巻[6と電源1と
第2のスイッチング素子22との閉回路でコンデンサ2
0の放電電流が流れる。第1のコンデンサ18の放電電
流は、第1のコンデンサ18と1次巻線6と電源1とか
ら成る閉回路で流れる。第2のコンデンサ20の電圧V
c2が第3図(H)に示すようにt5時点で参照電圧V
「に交差すると、比較器35の出力が第3図(B)に示
すように反転する。これにより、第2のスイッチング素
子22がオフになり、第2のコンデンサ20の放電が阻
止される。この結果、t5時点から後は1次巻線6と第
1のコンデンサ18との共振回路に基づく第1の共振周
波数の動作に移行し、第1のコンデンサ18の電圧Vc
は徐々に低下し、第3図のt6時点で零になる。なお、
このt5〜t6期間中の第1のコンデンサ18の電圧が
電源1の電圧よりも高い前半分の期間には第1のコンデ
ンサ18のエネルギが電源1に放出され、第1のコンデ
ンサ18の電圧が電源1の電圧よりも低くなる後半分の
期間には第1のコンデンサ18のエネルギが電源と負荷
との両方に放出される。その後、1次巻1]6に蓄積さ
れたエネルギがt−6〜t7期間に1次巻線6と第1の
ダイオード17とから成る回路で放出された後に第1の
スイッチング素子7を通る正方向の電流がながれる。
第2図の後縁検出回路40は第3図(B)の比較出力パ
ルスの後縁時点t5を検出し、これを時間Tdだけ遅延
回路41で遅延させてフリッ1フロッ143のセット信
号とする。第2のスイッチング素子7がオン制御される
t6時点では第1のスイッチング素子7の両端電圧及び
第1のコンデンサ18の電圧が零になっているので、タ
ーンオン時のスイッチング損失が低減され且つコンデン
サ18のエネルギ損失も低減される。ta時点で第3図
(A)のクロックパルスが再び発生するとt1〜t8期
間と同一の動作が繰返して生じる。 出力電圧が例えば所定値よりも低くなると、電圧検出回
路19の出力電圧が高くなり、ここに内蔵されている発
光素子の光出力が大きくなり、第2図のホトトランジス
タ38の抵抗値が小さくなり、参照電圧V「が高くなる
。これにより、第3図(H)において第2のコンデンサ
20の電圧VC2が参照電圧な拳切る期間が短くなり、
結局、第1のスイッチング素子7のオフ期間が短くなっ
て出力電圧が元に戻る。 第3図(A)のクロックパルスは一定の周期で発生して
いるので、第1のスイッチング素子7のオフ期間が変化
すれば必然的にオン期間も変化する。これにより、周波
数を一定に保ってデユーティを変えることが可能になる
。なお、周波数が一定であれば、ノイズ対策が容易にな
る。 [第2の実施例] 次に、第4図に示す第2の実施例のスイッチングレギュ
レータを説明する。但し、第4図及びこの後で説明する
第5図〜第12図において、第1図及び第14図と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。 この実施例では1次巻線6に電磁結合された3次巻線5
0が設けられ、これに並列に第2のコンデンサ20が接
続されている。なお、3次巻線50と第2のコンデンサ
20との間には第2のダイオード2]と第2のスイッチ
ング素子22との並列回路が接続されている。 第2のコンデンサ20を第4図に示すように3次巻線5
0を介して接続しても等価的に1次巻[6に並列接続し
たことになる。第1及び第2のスイッチング素子7.2
2のオン・オフ制御は第1の実施例と同様になされる。 第2のダイオード2] はオフ期間に第2のコンデ
ンサ20の充電電圧よりも高い電圧が3次巻線50に発
生した時にオンになる。この第2の実施例によっても第
1の実施例と同一の作用効果が得られる。 [第3の実施例] 第5図に示す第3の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、第2のコンデンサ20が1次巻線6に対し
て並列に接続されている。第2のコンデンサ20に対し
て、第2のスイッチング素子22とダイオード2]とコ
ンデンサ23と−の並列回路を直列に接続することは第
1図と同様であ る。 この回路でも第1のスイッチング素子7及び第2のスイ
ッチング素子22は第1図と同様にオン・オフ駆動され
る。第1のスイッチング素子7がオンからオフに転換す
ると、1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振で電
流が流れ、且つ第2のダイオード2]及び第2のスイッ
チング素子22がオンになることによって第2のコンデ
ンサ20が1次巻[6に並列4:接続され、1次巻線6
と2つのコンデンサ18、?0による共振で電流が流れ
る。第2のスイッチング素子22をオフにすれば、再び
1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振回路に電流
が流れる。なお、第5図の回路では共振を助けるために
、1次巻線6に直列にリアクトルL1が接続されている
。この種のりアク。 トルは他の実施例でも挿入可能である。 第5図の回路は、第1図及び第4図の回路と実質的に等
価であるから、同一の作用効果を有する。 [第4の実施例] 第6図に示す第4の実施例のスイッチングレギュレータ
では、第2のコンデンサ20が2次巻線9に並列にIl
l!されている。第2のダイオード2]と第2のスイッ
チング素子22とコンデンサ23との並列回路は第2の
コンデンサ20に対して第1図と同様に接続されている
。この実施例では、2次巻線9が出力巻線としての機能
を有する他に、第2のコンデンサ20を1次巻線6に結
合する機能を有する。第6図の回路においてもオフ期間
に第2のコンデンサ2qが1次巻線6に対して等価的に
並列接続され、第1図、第4図及び第5図の回路と同一
の作用効果が得られる。 [第5の実施例] 第7図に示す第5の実施例のスイッチングレギュレータ
は、電源1と1次巻線6との間に接続された、第1のス
イッチング素子7aとコンデンサ18aとダイオード1
7aとの並列回路を有する。 従って、オフ期間の電圧を2つの第1のスイッチング素
子7.7aで1/2ずっ分担する。2つの第1のスイッ
チング素子7.7aは同時にオン・オフ駆動されるので
、第5図の実施例と実質的に同一に動作する。なお、コ
ンデンサ18aはコンデンサ18と同一の働きをするも
のであり、ダイオード17aはダイオード17と同一の
働きをするものである。2次巻線9に直列に接続されて
いるリアクトル51は、共振を容易に発生させるための
ものである。 [第6の実施例1 第8図に示す第6の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、3次巻1]50の下端が1次巻[6の上端
に接続され、3次巻線50上端と電源1の下端との間に
第2のコンデンサ20が接続されている。なお、第2の
コンデンサ20に対して直列に第2のダイオード2]と
第2のスイッチング素子22とコンデンサ23との並列
回路が接続されている。第2のコンデンサ20をこの様
に1次巻線6に関係付けても第1図及び第4図〜第7図
の回路と等価であり、同様な作用効果を得ることができ
る。 [第7の実施f14] 第9図に示す本発明の第7の実施例に係わるスイッチン
グレギュレータの主回路の構成は第4図と同一である。 しかし、第9図の第1及び第2のスイッチング素子7.
22の制御回路は第2図と異なっている。第1のスイッ
チング素子7の電流を検出するために、第1のスイッチ
ング素子7に直列に抵抗R1が接続され、この抵抗R1
と第1のスイッチング素子7の両端電圧を検出するため
に、第1のスイッチング素子7の上端とグランドとの間
に分圧用抵抗R2、R3が接続されている。 また、第1のスイッチング素子7のゲートに制御信号を
与えるために、ゲートとグランドとの間に抵抗R4が接
続され、且つゲートは抵抗R41を介して電源端子64
に接続されている。抵抗R4に対して並列にトランジス
タ62が接続され、このベースが抵抗R2、R3の分圧
点に接続されている。 第2のスイッチング素子22の電流を検出するためにこ
れに直列に抵抗R5が接続され、また、この抵抗R5と
第2のスイッチング素子22の両端電圧を検出するため
に両端間に分圧用抵抗R6、R7が接続されている。ま
た、第2のスイッチング素子22のゲートとグランドと
の間に抵抗R8が接続され、この抵抗R8に並列にトラ
ンジスタ63が接続され、第2のスイッチング素子22
のゲートが抵抗R9−RIGを介して電源端子64に接
線されている。また、出力電圧を制御するために、抵抗
RIGに並列にホトトランジスタ65が接続され、これ
は電圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合さ
れている。 1勤 作] 第1のスイッチング素子7がオンになり、ここを通って
流れる電流が徐々に増大して、抵抗R1に基づく検出電
圧がある値以上になると、トランジスタ62がオンにな
り、ゲートがグランドに接続されるために第1のスイッ
チング素子7はオフに転換する。ターンオフ時の1次巻
線6と第1のコンデンサ18との共振は第1の実施例と
同様に生じ、第1のコンデンサ18の電圧が共振によっ
て徐々に高くなる。第1のスイッチング素子7のオフ期
間には、3次巻線50にまず下向きの電圧が発生し、3
次巻線50と第2のコンデンサ20と第2のダイオード
2]とから成る閉回路が形成される。これにより、第1
及び第2のコンデンサ18.20とトランス5とに基づ
く共振によって各コンデンサ18.20が充電され、し
かる後放電する。第2のスイッチング素子22には第2
のダイオード2]の導通にほぼ同期してオン制御信号が
与えられているが、共f!を圧で第2のダイオード2]
がオンしている期間には第2のスイッチング素子22が
オンにならない、第2のコンデンサ20を含む共振回路
の電流の向きが逆になると、第2のコンデンサ20と3
次巻線50と第2のスイッチング素子22と抵抗R5と
から成る閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる。 この電流は時間と共に増大し、抵抗R6、R7による分
圧出力も徐々に増大する。これにより、トランジスタ6
3の抵抗値が小さくなり、第2のスイッチング素子22
のオンを維持できなくなった時点で第2のスイッチング
素子22がオフに転換する。ホトトランジスタ65は電
圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合されて
いるので、出力電圧が例えば高くなり過ぎると、ホトト
ランジスタ65の抵抗値が大きくなり、ゲート電圧は低
くなる。これにより、第2のスイッチング素子22のタ
ーンオフ時点の制御が達成され、第1の実施例と同様に
第1のスイッチング素子7のオフ制御が可能になる。 第9図の回路は、制御信号の形成方向を除いて第1の実
施例と実質的に同一であり、同一の作用効果を得ること
ができる。 [第8の実施例] 第10図は第8の実施例のスイッチングレギュレータの
制御回路を示す、この主回路は第1図と同一であり、第
1図の制御回路8のみが第10図に示すように変形され
ている。第10図の制御回路8aは第2図の制御回路8
と多くの点で共通しているので、共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する、第10図ではコン
デンサ20に直列に電流検出抵抗20が接続され、この
抵抗70に電流方向検出回路71が接続されている。こ
の電流方向検出回路71はコンデンサ20を介して抵抗
70に流れる電流の向きが反転する時点を検出する回路
であり、第3図のt4時点に対応する第1]図のt4時
点を検出し、第1]図(C)の出力を発生する。電流方
向検出回路71に接続されている第1のタイマ72は、
第1]図(C)のパルスの前縁に応答して第1]図(D
)に示すように第1の一定時W7aT1のパルスを発生
する。一方、比較回路35からは第3図の場合と同様に
第1]図(A)に示すような出力パルスが発生する。こ
のパルスはトリガ回路73を介してフリップフロップ7
4のセット入力となり、フリッ1フロップ74は第1]
図(B)に示すように高レベルになる。フリツプフロツ
174のリセット端子には電流方向検出回路71の出力
がトリガ回路75を介して接続されている。従って、フ
リッ1フロップ74は第1及び第2のコンデンサ7.2
0が放電状態に成るt4時点でリセットされ、第1]図
(E)のパルスを発生する。ORゲート76にはフリッ
プフロップ74の出力と第1のタイマ72の出力が入力
しているので、ここからは第1]図(F)の出力が得ら
れ、これが駆動回路36を介して第2のスイッチング素
子22にオン制御信号として供給される。ORゲート7
6の出力は後縁(立下り)検出回路40と遅延回路41
を介して第2のタイマ77に与えられる。第2のタイマ
77は第1]図のt5時点をTdだけ遅延 −させた
時点t6でトリガされて第2の一定時間T2のパルスを
第1]図(G)に示すように発生する。このパルスは駆
動回路44を介して第1のスイッチング素子7に供給さ
れる。 この実施例によれば、第2のスイッチング素子22のオ
フ時点をタイマ72の出力に基づいて安定的に決定する
ことができる。また、第1のスイッチング素子7のオン
時間幅を第2のタイマ77で一定時間T2としたのでL
C共振条件を満足させることが容易になる。なお、第1
0図の変形として第1図のt3時点でトリガし、第1]
図(D>で鎖線で示すようにt3〜t5期間をT1とし
てもよい、この場合にはフリップフロップ74を省くこ
とができる。t3〜t4期間は回路定数によってほぼ決
まるので、t4時点よりも後でT1期間を終了させるこ
とは容易である。 [第9の実施例] 第12図に示す第9の実施例のスイッチングレギュレー
タでは、第2のコンデンサ20の代わりに一定電圧源2
0aが接続されている。この電圧源20aは第2のコン
デンサ20と同様に機能し、第1のコンデンサ18があ
る値まで充電された時に、この電圧を第13図(D)に
示すようにクランプする作用を有する。第1のコンデン
サ18の電圧がクランプされると、第1のコンデンサ1
8と1次巻線6とによる共振動作の中断が生し、オ7時
間幅の制御が可能になる。なお、第2のスイッチング素
子22のオン・オフ制御は、電圧源20aを通って流れ
る第13図(G)に示す電流I2の検出に基づいて行う
。 電圧源20a4よ容量の大きい第2のコンデンサ20と
同様に作用するので、第9の実施例は他の実施例と同様
な作用効果を有する。 [変形例] 本発明は、上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。 (1) 第1のスイッチング素子7.7a及び第2のス
イッチング素子22をバイポーラトランジスタ等に置き
換えることができる。 (2) 流平滑回路14からダイオード1]を取り除く
ことができる。 (3) 出力整流平滑回路14を省いてDC−ACコン
バータ(インバータ)とすることもできる。 (4) トランス5を単巻トランスとして出力を取り出
すこともできる。 (5) 第2のコンデンサ20に直列にリアクトルを接
続して共振しやすいようにすることもできる。 (6) 第1のスイッチング素子7に直列にダイオード
を接続することが可能である。 (7) 第1のコンデンサ18を1次巻+1]6に並列
に接続することができる。また、第1のコンデンサ18
は1次巻線6等の漂遊容量であってもよい。 (8) 第4図、第5図、第6図、第7図、第8図の第
2のコンデンサ20を第12図と同様に電圧源20aに
することができる。 (9) 第12図の電圧源20aの電圧値を制御して定
電圧制御を行うことが可能である。 (10) 第1のスイッチング素子7のオン時間幅と第
2のスイッチング素子22のオン時間幅との両方の制御
によって定電圧制御してもよい。 (1]) 第2のスイッチング素子22のオン時間幅を
一定とし、第1のスイッチング素子7のオン時間幅を変
えて定電圧制御することができる。 [発明の効果1 上述から明らかなように、各請求項の発明によって、サ
ージ電圧の抑制及び損失の低減を容易に達成することが
できる。
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の2次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレータは広く使用
されている。第14図は従来の電圧共振型スイッチング
レギュレータの一例を示す、このスイッチングレギュレ
ータの直流電源1は交流電源端子2に接続された全波整
流器3と平滑用コンデンサ4とから成る。この直流電源
1の一端と他端(グランド端子)との間にはトランス5
の1次巻線(主巻1t)6と電界効果トランジスタから
成るスイッチング素子7との直列回路が接続されている
。スイツチング素子7の制御端子(ゲート電極)は制御
回路8に接続されている。トランス5の2次巻線9は、
ダイオード10.1]とリアクトル12とコンデンサ1
3とから成る出力整流平滑回路14を介して直流出力端
子15.16に接続されている。スイツチング素子7に
対して逆向きの電流を流すために、これに逆並列にダイ
オード17が接続されている。この例では、スイッチン
グ素子7がサブストレートをソースにIj続したNチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるので、
ダイオードを内蔵している。従って、ダイオード17を
外ga続することは不要であるが、理解を容易にするた
めに独立に示されている。スイツチング素子7に並列に
接続されたコンデンサ18は、スイッチング素子7の電
圧の立上りを緩やかにする作用を有する。 スイッチング素子7のオン時間は出力端子15に接続さ
れた電圧検出回路19の検出に基づいて制御される。 [発明が解決しようとする課題1 ところで、スイッチングレギュレータのターンオフ時に
1次巻線6にサージ電圧が発生するが、これはコンデン
サ18で吸収される。またこの時スイッチング素子7の
電圧の立上りが第15図に示すように緩やかになり、ス
イッチング損失の低減効果が生じる。しかし、コンデン
サ18の電圧が最終的に電源電圧Vinになると、ター
ンオン時にコンデンサ18のエネルギが放出されて損失
となる。 そこで、本発明の目的は、サージ吸収と損失低減との両
方を容易に達成することができるスイッチング電源装置
を提供することにある。 [課題を解決するための手段] 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第1及び第2の主端子と制御端子と査有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子が前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、前記トランスの
インダクタンスと共振するように前記トランスに関係付
けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量から成る第1の
コンデンサと、前記トランスに結合された出力回路と、
前記第1のスイッチング素子のオフ期間において前記第
1のコンデンサの電圧の変化を阻止するか又は緩やかに
するための電圧を前記第1のコンデンサに与えることが
できる第2のコンデンサ又は電圧源と、前記第1のスイ
ッチング素子のオフ期間に前記第1のコンデンサ又は電
圧源を前記第1のコンデンサに選択的に関係づ4するた
めに前記第2のコンデンサ又は電圧源に直列に接続され
た第2のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング
素子をオン・オフ制御し、且つ前記第2のスイッチング
素子を前記第1のスイッチング素子のオフ期間内でオン
・オフ制御するたやの制御回路とから成るスイッチング
電源装置に係わるものである。 なお、請求項2に示すように、第1のスイッチング素子
のオン時間幅を変えて定電圧制御を行うことができる。 また、請求項3に示すように第2のスイッチング素子の
オン時間幅を変えて定電圧制御を行うことができる。 また、請求項4に示すように第2のコンデンサ又は電圧
源の電圧を変えて定電圧制御を行うことができる。 [作 用] 各請求項の発明によれば、第1及び第2のコンデンサの
働きによってサージ電圧を吸収することが可能になり、
1つ第1のスイッチング素子を零電圧の状態でターンオ
フ及びターンオンさせることができる。 [第1の実施例] 次に、第1図〜第3図を参照して本発明の第1の実施例
に係わる電圧共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、第1図辷おいて第14図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。 第1図のスイッチングレギュレータは、第1のスイッチ
ング素子7と第1のダイオード17との逆並列回路に対
して第1のコンデンサ18が並列に接続されている他に
、第1のコンデンサ18よりも容量の大きい第2のコン
デンサ20も第2のダイオード2]と第2のスイッチン
グ素子22との並列回路を介して並列に接続されている
。即ち、第2のコンデンサ20の上端が1次巻線6の下
端に接続され、第2のコンデンサ20の下端が第2のダ
イオード2]と第2のスイッチング素子22との並列回
路を介して電源1の下端に接続されている。なお、ダイ
オード2]に並列にノイズ除去用の小容量のコンデンサ
23が接続されている。 この実施例では第2のスイッチング素子22がサブスト
レートをソースに#続することによってダイオードを内
蔵させたPチャンネル絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであるので、ダイオード2]を省、くことができるが
、理解を容易にするためにダイオード2]が独立に示さ
れている。 第2図は第1図の制御回路8を詳しく示すものであり、
第2のコンデンサ20の電圧検出に基づいて第2のスイ
ッチング素子22の制御信号を形成する第1の制御信号
形成回路3]と、この第1の制御信号形成回路3]の第
1の制御信号と一定の時間関係を有する第2の制御信号
を形成して第1のスイッチング素子7に与える第2の制
御信号形成回路32とから成る。第1の制御信号形成回
路3]は、第2のコンデンサ20の両端に接続された抵
抗33a、34bから成る分圧回路と、この分圧回路の
分圧点に一方の入力端子が接続され、参照電圧源34に
他方の入力端子が接続された電圧比較器35と、この比
較器35の出力端子と第2のスイッチング素子22との
間に接続される駆動回路36とから成る。なお、参照電
圧源34は、電源端子37とグランドとの間に接続され
たホトトランジスタ38と抵抗39との分圧回路から成
り、この分圧点に比較器35の反転入力端子が接続され
ている。ホトトランジスタ3,8は、第1図に示す電圧
検出回路19で検出した出力電圧に対応して発光する発
光素子(図示せず)に光結合されている。第2の制御信
号形成回路32は、比較器35に接続された後縁検出回
路40と、後縁検出回路40に接続された遅延回路41
と、クロックパルス発生器42と、遅延回路41の出力
でセットされ、クロックパルスでリセットされるフリッ
プフロップ43と、フリップフロップ43の出力端子と
第1のスイッチング素子7との間に接続される駆動口R
44とから成る。 [勤 作1 第3図のtl時点よりも前においては、第1のスイッチ
ング素子7がオンであるので、この両端子間(トレイン
・ソース間)電圧は第3図(D)に示すように極めて低
い、t1時点で第3図(A)に示すクロックパルスが第
2図のクロックパルス発生器42から発生すると、フリ
ップフロップ43がリセットされ、第1のスイッチング
素子7がオフ状態になる。第1のスイッチング素子7が
オフになると、トランス5の1次巻線6にフライバック
電圧が発生するが、1次巻線6のインダクタンスと第1
のコンデンサ18とのLC共振回路の第1の共振周波数
に従う第3図(F)に示す電流■1が1次巻線6と第1
のコンデンサ18と直流電源1とから成る閉回路に流れ
る共振動作によって1次巻線6のエネルギが第1のコン
デンサ18に移ることにより、第1のコンデンサ18が
充電され、この充電電圧Vcが徐々に高くなる。第1の
コンデンサ18の電圧は第1のスイッチング素子7の両
端子間電圧と同一であるので、第1のスイッチング素子
−7の電圧も徐々に増大する。これにより、第1のスイ
ッチング素子7の実質的に零ボルトでのターンオフが実
現できる。オフ期間には第1のコンデンサ18に並列に
接続されている第2のコンデンサ20にも充電電流が流
れ、ある値まで充電される。この第2のコンデンサ20
の電荷は第2のスイッチング素子22を通って放出され
るのみであり、この放出期間はオフ期間中の一部である
。従って、第1のスイッチング素子7のオン期間に第2
のコンデンサ20は放電せず、第3図(H)に示すよう
に比較的高い充電電圧を保つ。 ところで、第1のコンデンサ18の電圧Vclが第2の
コンデンサ20の電圧VC2よりも低い期間には第2の
ダイオード2]−が逆バイアス状態にあり、1次巻線6
にフライバック電圧が発生しても第2のコンデンサ20
に電流I2が流れない、第1のコンデンサ18の電圧V
C1が第2のコンデンサ20の電圧Vc2よりも幾らか
高くなると、第2のダイオード2]が順バイアスされて
t2時点でオンになる。これにより、第1及び第2のコ
ンデンサ18.20が実質的に並列接続され、1次巻線
6と第1及び第2のコンデンサ18.20とから成る共
振回路が形成され、第2の共振周波数に従う電流が1次
巻線6に流れる。第2のコンデンサ20の容量は第1の
コンデンサ18の容量よりも十分に大きいので、t2〜
t5期間の第2のコンデンサ20の電圧の変化は極めて
小さくなる。 第2のコンデンサ20に充電電流が流れると、この電圧
Vc2が徐々に増大し、t3時点で参照電圧Vrを横切
り、第2図の比較器35の出力が第3図(B)に示すよ
うに反転し、第2のスイッチング素子22がオン制御さ
れる。第2のスイッチング素子22がt3時点でオン制
御されても、第2のコンデンサ20の共振電圧がピーク
に達していなければ、第2のダイオード2]を通して電
流■2が流れ続ける。t4時点で第1及び第2のコンデ
ンサ18.20の電圧がピークに達すると、第3図(F
)(G)の電流1]及びI2は今迄と逆の向きに流れ始
める。この時、第2のスイッチング素子22がオンであ
るので、第2のコンデンサ20と1次巻[6と電源1と
第2のスイッチング素子22との閉回路でコンデンサ2
0の放電電流が流れる。第1のコンデンサ18の放電電
流は、第1のコンデンサ18と1次巻線6と電源1とか
ら成る閉回路で流れる。第2のコンデンサ20の電圧V
c2が第3図(H)に示すようにt5時点で参照電圧V
「に交差すると、比較器35の出力が第3図(B)に示
すように反転する。これにより、第2のスイッチング素
子22がオフになり、第2のコンデンサ20の放電が阻
止される。この結果、t5時点から後は1次巻線6と第
1のコンデンサ18との共振回路に基づく第1の共振周
波数の動作に移行し、第1のコンデンサ18の電圧Vc
は徐々に低下し、第3図のt6時点で零になる。なお、
このt5〜t6期間中の第1のコンデンサ18の電圧が
電源1の電圧よりも高い前半分の期間には第1のコンデ
ンサ18のエネルギが電源1に放出され、第1のコンデ
ンサ18の電圧が電源1の電圧よりも低くなる後半分の
期間には第1のコンデンサ18のエネルギが電源と負荷
との両方に放出される。その後、1次巻1]6に蓄積さ
れたエネルギがt−6〜t7期間に1次巻線6と第1の
ダイオード17とから成る回路で放出された後に第1の
スイッチング素子7を通る正方向の電流がながれる。
第2図の後縁検出回路40は第3図(B)の比較出力パ
ルスの後縁時点t5を検出し、これを時間Tdだけ遅延
回路41で遅延させてフリッ1フロッ143のセット信
号とする。第2のスイッチング素子7がオン制御される
t6時点では第1のスイッチング素子7の両端電圧及び
第1のコンデンサ18の電圧が零になっているので、タ
ーンオン時のスイッチング損失が低減され且つコンデン
サ18のエネルギ損失も低減される。ta時点で第3図
(A)のクロックパルスが再び発生するとt1〜t8期
間と同一の動作が繰返して生じる。 出力電圧が例えば所定値よりも低くなると、電圧検出回
路19の出力電圧が高くなり、ここに内蔵されている発
光素子の光出力が大きくなり、第2図のホトトランジス
タ38の抵抗値が小さくなり、参照電圧V「が高くなる
。これにより、第3図(H)において第2のコンデンサ
20の電圧VC2が参照電圧な拳切る期間が短くなり、
結局、第1のスイッチング素子7のオフ期間が短くなっ
て出力電圧が元に戻る。 第3図(A)のクロックパルスは一定の周期で発生して
いるので、第1のスイッチング素子7のオフ期間が変化
すれば必然的にオン期間も変化する。これにより、周波
数を一定に保ってデユーティを変えることが可能になる
。なお、周波数が一定であれば、ノイズ対策が容易にな
る。 [第2の実施例] 次に、第4図に示す第2の実施例のスイッチングレギュ
レータを説明する。但し、第4図及びこの後で説明する
第5図〜第12図において、第1図及び第14図と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。 この実施例では1次巻線6に電磁結合された3次巻線5
0が設けられ、これに並列に第2のコンデンサ20が接
続されている。なお、3次巻線50と第2のコンデンサ
20との間には第2のダイオード2]と第2のスイッチ
ング素子22との並列回路が接続されている。 第2のコンデンサ20を第4図に示すように3次巻線5
0を介して接続しても等価的に1次巻[6に並列接続し
たことになる。第1及び第2のスイッチング素子7.2
2のオン・オフ制御は第1の実施例と同様になされる。 第2のダイオード2] はオフ期間に第2のコンデ
ンサ20の充電電圧よりも高い電圧が3次巻線50に発
生した時にオンになる。この第2の実施例によっても第
1の実施例と同一の作用効果が得られる。 [第3の実施例] 第5図に示す第3の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、第2のコンデンサ20が1次巻線6に対し
て並列に接続されている。第2のコンデンサ20に対し
て、第2のスイッチング素子22とダイオード2]とコ
ンデンサ23と−の並列回路を直列に接続することは第
1図と同様であ る。 この回路でも第1のスイッチング素子7及び第2のスイ
ッチング素子22は第1図と同様にオン・オフ駆動され
る。第1のスイッチング素子7がオンからオフに転換す
ると、1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振で電
流が流れ、且つ第2のダイオード2]及び第2のスイッ
チング素子22がオンになることによって第2のコンデ
ンサ20が1次巻[6に並列4:接続され、1次巻線6
と2つのコンデンサ18、?0による共振で電流が流れ
る。第2のスイッチング素子22をオフにすれば、再び
1次巻線6と第1のコンデンサ18との共振回路に電流
が流れる。なお、第5図の回路では共振を助けるために
、1次巻線6に直列にリアクトルL1が接続されている
。この種のりアク。 トルは他の実施例でも挿入可能である。 第5図の回路は、第1図及び第4図の回路と実質的に等
価であるから、同一の作用効果を有する。 [第4の実施例] 第6図に示す第4の実施例のスイッチングレギュレータ
では、第2のコンデンサ20が2次巻線9に並列にIl
l!されている。第2のダイオード2]と第2のスイッ
チング素子22とコンデンサ23との並列回路は第2の
コンデンサ20に対して第1図と同様に接続されている
。この実施例では、2次巻線9が出力巻線としての機能
を有する他に、第2のコンデンサ20を1次巻線6に結
合する機能を有する。第6図の回路においてもオフ期間
に第2のコンデンサ2qが1次巻線6に対して等価的に
並列接続され、第1図、第4図及び第5図の回路と同一
の作用効果が得られる。 [第5の実施例] 第7図に示す第5の実施例のスイッチングレギュレータ
は、電源1と1次巻線6との間に接続された、第1のス
イッチング素子7aとコンデンサ18aとダイオード1
7aとの並列回路を有する。 従って、オフ期間の電圧を2つの第1のスイッチング素
子7.7aで1/2ずっ分担する。2つの第1のスイッ
チング素子7.7aは同時にオン・オフ駆動されるので
、第5図の実施例と実質的に同一に動作する。なお、コ
ンデンサ18aはコンデンサ18と同一の働きをするも
のであり、ダイオード17aはダイオード17と同一の
働きをするものである。2次巻線9に直列に接続されて
いるリアクトル51は、共振を容易に発生させるための
ものである。 [第6の実施例1 第8図に示す第6の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、3次巻1]50の下端が1次巻[6の上端
に接続され、3次巻線50上端と電源1の下端との間に
第2のコンデンサ20が接続されている。なお、第2の
コンデンサ20に対して直列に第2のダイオード2]と
第2のスイッチング素子22とコンデンサ23との並列
回路が接続されている。第2のコンデンサ20をこの様
に1次巻線6に関係付けても第1図及び第4図〜第7図
の回路と等価であり、同様な作用効果を得ることができ
る。 [第7の実施f14] 第9図に示す本発明の第7の実施例に係わるスイッチン
グレギュレータの主回路の構成は第4図と同一である。 しかし、第9図の第1及び第2のスイッチング素子7.
22の制御回路は第2図と異なっている。第1のスイッ
チング素子7の電流を検出するために、第1のスイッチ
ング素子7に直列に抵抗R1が接続され、この抵抗R1
と第1のスイッチング素子7の両端電圧を検出するため
に、第1のスイッチング素子7の上端とグランドとの間
に分圧用抵抗R2、R3が接続されている。 また、第1のスイッチング素子7のゲートに制御信号を
与えるために、ゲートとグランドとの間に抵抗R4が接
続され、且つゲートは抵抗R41を介して電源端子64
に接続されている。抵抗R4に対して並列にトランジス
タ62が接続され、このベースが抵抗R2、R3の分圧
点に接続されている。 第2のスイッチング素子22の電流を検出するためにこ
れに直列に抵抗R5が接続され、また、この抵抗R5と
第2のスイッチング素子22の両端電圧を検出するため
に両端間に分圧用抵抗R6、R7が接続されている。ま
た、第2のスイッチング素子22のゲートとグランドと
の間に抵抗R8が接続され、この抵抗R8に並列にトラ
ンジスタ63が接続され、第2のスイッチング素子22
のゲートが抵抗R9−RIGを介して電源端子64に接
線されている。また、出力電圧を制御するために、抵抗
RIGに並列にホトトランジスタ65が接続され、これ
は電圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合さ
れている。 1勤 作] 第1のスイッチング素子7がオンになり、ここを通って
流れる電流が徐々に増大して、抵抗R1に基づく検出電
圧がある値以上になると、トランジスタ62がオンにな
り、ゲートがグランドに接続されるために第1のスイッ
チング素子7はオフに転換する。ターンオフ時の1次巻
線6と第1のコンデンサ18との共振は第1の実施例と
同様に生じ、第1のコンデンサ18の電圧が共振によっ
て徐々に高くなる。第1のスイッチング素子7のオフ期
間には、3次巻線50にまず下向きの電圧が発生し、3
次巻線50と第2のコンデンサ20と第2のダイオード
2]とから成る閉回路が形成される。これにより、第1
及び第2のコンデンサ18.20とトランス5とに基づ
く共振によって各コンデンサ18.20が充電され、し
かる後放電する。第2のスイッチング素子22には第2
のダイオード2]の導通にほぼ同期してオン制御信号が
与えられているが、共f!を圧で第2のダイオード2]
がオンしている期間には第2のスイッチング素子22が
オンにならない、第2のコンデンサ20を含む共振回路
の電流の向きが逆になると、第2のコンデンサ20と3
次巻線50と第2のスイッチング素子22と抵抗R5と
から成る閉回路でコンデンサ20の放電電流が流れる。 この電流は時間と共に増大し、抵抗R6、R7による分
圧出力も徐々に増大する。これにより、トランジスタ6
3の抵抗値が小さくなり、第2のスイッチング素子22
のオンを維持できなくなった時点で第2のスイッチング
素子22がオフに転換する。ホトトランジスタ65は電
圧検出回路19の発光素子(図示せず)に光結合されて
いるので、出力電圧が例えば高くなり過ぎると、ホトト
ランジスタ65の抵抗値が大きくなり、ゲート電圧は低
くなる。これにより、第2のスイッチング素子22のタ
ーンオフ時点の制御が達成され、第1の実施例と同様に
第1のスイッチング素子7のオフ制御が可能になる。 第9図の回路は、制御信号の形成方向を除いて第1の実
施例と実質的に同一であり、同一の作用効果を得ること
ができる。 [第8の実施例] 第10図は第8の実施例のスイッチングレギュレータの
制御回路を示す、この主回路は第1図と同一であり、第
1図の制御回路8のみが第10図に示すように変形され
ている。第10図の制御回路8aは第2図の制御回路8
と多くの点で共通しているので、共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する、第10図ではコン
デンサ20に直列に電流検出抵抗20が接続され、この
抵抗70に電流方向検出回路71が接続されている。こ
の電流方向検出回路71はコンデンサ20を介して抵抗
70に流れる電流の向きが反転する時点を検出する回路
であり、第3図のt4時点に対応する第1]図のt4時
点を検出し、第1]図(C)の出力を発生する。電流方
向検出回路71に接続されている第1のタイマ72は、
第1]図(C)のパルスの前縁に応答して第1]図(D
)に示すように第1の一定時W7aT1のパルスを発生
する。一方、比較回路35からは第3図の場合と同様に
第1]図(A)に示すような出力パルスが発生する。こ
のパルスはトリガ回路73を介してフリップフロップ7
4のセット入力となり、フリッ1フロップ74は第1]
図(B)に示すように高レベルになる。フリツプフロツ
174のリセット端子には電流方向検出回路71の出力
がトリガ回路75を介して接続されている。従って、フ
リッ1フロップ74は第1及び第2のコンデンサ7.2
0が放電状態に成るt4時点でリセットされ、第1]図
(E)のパルスを発生する。ORゲート76にはフリッ
プフロップ74の出力と第1のタイマ72の出力が入力
しているので、ここからは第1]図(F)の出力が得ら
れ、これが駆動回路36を介して第2のスイッチング素
子22にオン制御信号として供給される。ORゲート7
6の出力は後縁(立下り)検出回路40と遅延回路41
を介して第2のタイマ77に与えられる。第2のタイマ
77は第1]図のt5時点をTdだけ遅延 −させた
時点t6でトリガされて第2の一定時間T2のパルスを
第1]図(G)に示すように発生する。このパルスは駆
動回路44を介して第1のスイッチング素子7に供給さ
れる。 この実施例によれば、第2のスイッチング素子22のオ
フ時点をタイマ72の出力に基づいて安定的に決定する
ことができる。また、第1のスイッチング素子7のオン
時間幅を第2のタイマ77で一定時間T2としたのでL
C共振条件を満足させることが容易になる。なお、第1
0図の変形として第1図のt3時点でトリガし、第1]
図(D>で鎖線で示すようにt3〜t5期間をT1とし
てもよい、この場合にはフリップフロップ74を省くこ
とができる。t3〜t4期間は回路定数によってほぼ決
まるので、t4時点よりも後でT1期間を終了させるこ
とは容易である。 [第9の実施例] 第12図に示す第9の実施例のスイッチングレギュレー
タでは、第2のコンデンサ20の代わりに一定電圧源2
0aが接続されている。この電圧源20aは第2のコン
デンサ20と同様に機能し、第1のコンデンサ18があ
る値まで充電された時に、この電圧を第13図(D)に
示すようにクランプする作用を有する。第1のコンデン
サ18の電圧がクランプされると、第1のコンデンサ1
8と1次巻線6とによる共振動作の中断が生し、オ7時
間幅の制御が可能になる。なお、第2のスイッチング素
子22のオン・オフ制御は、電圧源20aを通って流れ
る第13図(G)に示す電流I2の検出に基づいて行う
。 電圧源20a4よ容量の大きい第2のコンデンサ20と
同様に作用するので、第9の実施例は他の実施例と同様
な作用効果を有する。 [変形例] 本発明は、上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。 (1) 第1のスイッチング素子7.7a及び第2のス
イッチング素子22をバイポーラトランジスタ等に置き
換えることができる。 (2) 流平滑回路14からダイオード1]を取り除く
ことができる。 (3) 出力整流平滑回路14を省いてDC−ACコン
バータ(インバータ)とすることもできる。 (4) トランス5を単巻トランスとして出力を取り出
すこともできる。 (5) 第2のコンデンサ20に直列にリアクトルを接
続して共振しやすいようにすることもできる。 (6) 第1のスイッチング素子7に直列にダイオード
を接続することが可能である。 (7) 第1のコンデンサ18を1次巻+1]6に並列
に接続することができる。また、第1のコンデンサ18
は1次巻線6等の漂遊容量であってもよい。 (8) 第4図、第5図、第6図、第7図、第8図の第
2のコンデンサ20を第12図と同様に電圧源20aに
することができる。 (9) 第12図の電圧源20aの電圧値を制御して定
電圧制御を行うことが可能である。 (10) 第1のスイッチング素子7のオン時間幅と第
2のスイッチング素子22のオン時間幅との両方の制御
によって定電圧制御してもよい。 (1]) 第2のスイッチング素子22のオン時間幅を
一定とし、第1のスイッチング素子7のオン時間幅を変
えて定電圧制御することができる。 [発明の効果1 上述から明らかなように、各請求項の発明によって、サ
ージ電圧の抑制及び損失の低減を容易に達成することが
できる。
第1図は本発明の第1の実施例のスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、 第2図は第1図の制御回路を詳しく示すブロック図、 第3図は第1図の各部の状態を示す波形図、第4図、第
5図、第6図、第7図、第8図、第9図及び第10図は
第2、第3、第4、第5、第6、第7及び第8の実施例
のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図、 第1]図は第10図の各部の状態を示す波形図、第12
図は本発明の第9の実施例のスイッチングレギュレータ
を示す回路図、 第13図は第12図の各部の状態を示す波形図、第14
図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図、 第15図は第14図のスイッチング素子の電圧を示す波
形図である。 1・・・電源、5・−トランス、6・・・1次巻線、7
・・・第1のスイッチング素子、8・・・制御回路、9
・・・2次巻線、17・・−第1のダイオード、18・
・・第1のコンデンサ、20・・・第2のコンデンサ、
2]・・・第2のダイオード、22・・・第2のスイッ
チング素子。
ータを示す回路図、 第2図は第1図の制御回路を詳しく示すブロック図、 第3図は第1図の各部の状態を示す波形図、第4図、第
5図、第6図、第7図、第8図、第9図及び第10図は
第2、第3、第4、第5、第6、第7及び第8の実施例
のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図、 第1]図は第10図の各部の状態を示す波形図、第12
図は本発明の第9の実施例のスイッチングレギュレータ
を示す回路図、 第13図は第12図の各部の状態を示す波形図、第14
図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図、 第15図は第14図のスイッチング素子の電圧を示す波
形図である。 1・・・電源、5・−トランス、6・・・1次巻線、7
・・・第1のスイッチング素子、8・・・制御回路、9
・・・2次巻線、17・・−第1のダイオード、18・
・・第1のコンデンサ、20・・・第2のコンデンサ、
2]・・・第2のダイオード、22・・・第2のスイッ
チング素子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 [1]直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたトランス
と、 第1及び第2の主端子と制御端子とを有し、前記第1の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第2の主端子が前記直流電源の他端に接続
されている第1のスイッチング素子と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに関係付けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量
から成る第1ののコンデンサと、前記トランスに結合さ
れた出力回路と、 前記第1のスイッチング素子のオフ期間において前記第
1のコンデンサの電圧の変化を阻止するか又は緩やかに
するための電圧を前記第1のコンデンサに与えることが
できる第2のコンデンサ又は電圧源と、 前記第1のスイッチング素子のオフ期間に前記第2のコ
ンデンサ又は電圧源を前記第1のコンデンサに選択的に
関係づけるために前記第2のコンデンサ又は電圧源に直
列に接続された第2のスイッチング素子と、 前記第1のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ
前記第2のスイッチング素子を前記第1のスイッチング
素子のオフ期間内でオン・オフ制御するための制御回路
と から成るスイッチング電源装置。 [2]前記制御回路は、前記出力回路の出力電圧を一定
に制御するように、前記第1のスイッチング素子のオン
時間幅を変えるように構成されていることを特徴とする
請求項1記載のスイッチング電源装置。 [3]前記制御回路は、前記出力回路の出力電圧を一定
に制御するように、前記第2のスイッチング素子のオン
時間幅を変えるように構成されていることを特徴とする
請求項1記載のスイッチング電源装置。 [4]前記出力回路の出力電圧を一定に制御するために
、前記第2のコンデンサ又は電圧源の電圧を制御する手
段を有することを特徴とする請求項1記載のスイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015923A JPH03222671A (ja) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015923A JPH03222671A (ja) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03222671A true JPH03222671A (ja) | 1991-10-01 |
Family
ID=11902305
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015923A Pending JPH03222671A (ja) | 1990-01-25 | 1990-01-25 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03222671A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0472882U (ja) * | 1990-11-06 | 1992-06-26 | ||
JP2006270562A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | Daihen Corp | E級増幅器 |
JPWO2005041389A1 (ja) * | 2003-10-28 | 2007-04-26 | 日本碍子株式会社 | パルス発生回路 |
JPWO2007116464A1 (ja) * | 2006-03-31 | 2009-08-20 | 富士通株式会社 | 電源回路及びそれを用いた電子装置及び電源回路の偏励磁防止方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0356069A (ja) * | 1989-07-25 | 1991-03-11 | Elco Co Ltd | 共振コンバータ |
JPH03135368A (ja) * | 1989-10-14 | 1991-06-10 | Toko Inc | Dc―dcコンバータ |
JPH03207263A (ja) * | 1990-01-09 | 1991-09-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1990
- 1990-01-25 JP JP2015923A patent/JPH03222671A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0356069A (ja) * | 1989-07-25 | 1991-03-11 | Elco Co Ltd | 共振コンバータ |
JPH03135368A (ja) * | 1989-10-14 | 1991-06-10 | Toko Inc | Dc―dcコンバータ |
JPH03207263A (ja) * | 1990-01-09 | 1991-09-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0472882U (ja) * | 1990-11-06 | 1992-06-26 | ||
JPWO2005041389A1 (ja) * | 2003-10-28 | 2007-04-26 | 日本碍子株式会社 | パルス発生回路 |
JP2006270562A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | Daihen Corp | E級増幅器 |
JP4602132B2 (ja) * | 2005-03-24 | 2010-12-22 | 株式会社ダイヘン | E級増幅器 |
JPWO2007116464A1 (ja) * | 2006-03-31 | 2009-08-20 | 富士通株式会社 | 電源回路及びそれを用いた電子装置及び電源回路の偏励磁防止方法 |
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