JPH03154435A - 判定帰還形等化方式 - Google Patents
判定帰還形等化方式Info
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- JPH03154435A JPH03154435A JP1292235A JP29223589A JPH03154435A JP H03154435 A JPH03154435 A JP H03154435A JP 1292235 A JP1292235 A JP 1292235A JP 29223589 A JP29223589 A JP 29223589A JP H03154435 A JPH03154435 A JP H03154435A
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
この発明は、判定帰還形等化方式に関する。
(従来の技術)
近年、自動車、船舶、航空機等の移動体において、固定
局や人工衛星局との間で移動通信やテレビジョン放送受
信、ラジオ放送受信、又は自己位置認識のための移動通
信にディジタル通信の適用が検討されている。また、そ
こでは時分割多重アクセス(Time Dlvlslo
n Multiple Access 、以下rTDM
AJと略称する)技術が利用されようとしている。
局や人工衛星局との間で移動通信やテレビジョン放送受
信、ラジオ放送受信、又は自己位置認識のための移動通
信にディジタル通信の適用が検討されている。また、そ
こでは時分割多重アクセス(Time Dlvlslo
n Multiple Access 、以下rTDM
AJと略称する)技術が利用されようとしている。
TDMA技術は、一つの中継器に多数の局が同−の搬送
周波数で、時間的に信号が重ならないように送信し、相
互に通信を行なうようにする技術である。信号の送受信
の基本周期となるTDMAフレーム(一定長の時間)を
定め、このフレーム内の割り当てられた時間位置(タイ
ムスロット)を用いて相手局と通信を行い、各局はフレ
ーム内の割り当てられたタイムスロット内にバースト状
信号を送出し、この信号が他の信号と衝突しないように
その時間位置制御(バースト同期制御)を行う。
周波数で、時間的に信号が重ならないように送信し、相
互に通信を行なうようにする技術である。信号の送受信
の基本周期となるTDMAフレーム(一定長の時間)を
定め、このフレーム内の割り当てられた時間位置(タイ
ムスロット)を用いて相手局と通信を行い、各局はフレ
ーム内の割り当てられたタイムスロット内にバースト状
信号を送出し、この信号が他の信号と衝突しないように
その時間位置制御(バースト同期制御)を行う。
また、無線伝送路は、一般にマルチパスを含んでいる。
このため、マルチパスから反射の影響のある伝送路では
、マルチパス歪を除去するために判定帰還型等化装置(
Decision Feedback Equaliz
er、以下単に「DFEJと略称する)が使用されてい
る。
、マルチパス歪を除去するために判定帰還型等化装置(
Decision Feedback Equaliz
er、以下単に「DFEJと略称する)が使用されてい
る。
一般に、マルチパスを含む無線伝送路では、大部分の時
間、第4図に示すような時間対振幅値の変化する伝送路
特性を有し、時間の経過と共に減衰する最小位相モード
と呼ばれるインパルス応答を示す。一方、最小位相モー
ドをとる時間よりも遥かに少ないが、時折、第5図に示
すごとく、時間の経過と共に振幅が大きくなる非最小位
相モードと呼ばれるインパルス応答も現われ、これらの
最小位相モード、非最小位相モードの伝送特性は常に変
動していることが知られている。また、これらの最小位
相モードの遅延法がりdおよ非最小位相モードの広がり
d″相当の平均値E (d)とE(d−)は一般に、E
(d) >E (d−)であることが知られている。
間、第4図に示すような時間対振幅値の変化する伝送路
特性を有し、時間の経過と共に減衰する最小位相モード
と呼ばれるインパルス応答を示す。一方、最小位相モー
ドをとる時間よりも遥かに少ないが、時折、第5図に示
すごとく、時間の経過と共に振幅が大きくなる非最小位
相モードと呼ばれるインパルス応答も現われ、これらの
最小位相モード、非最小位相モードの伝送特性は常に変
動していることが知られている。また、これらの最小位
相モードの遅延法がりdおよ非最小位相モードの広がり
d″相当の平均値E (d)とE(d−)は一般に、E
(d) >E (d−)であることが知られている。
このような伝送路歪を除去するフィルタとし第6図に示
すタップ構成の帰宅帰還型等化装置を使用すればよいこ
とが知られている。
すタップ構成の帰宅帰還型等化装置を使用すればよいこ
とが知られている。
この判定帰還型等化装置はフィードフォワードタップ6
(6−1,6−2,6−3,6−4)及びフィードバ
ックタップ7 (7−1,7−2,7−3,7−4,7
−5’) 、加算器8、較差器9、判定器11とを有し
ている。
(6−1,6−2,6−3,6−4)及びフィードバ
ックタップ7 (7−1,7−2,7−3,7−4,7
−5’) 、加算器8、較差器9、判定器11とを有し
ている。
このDFEで、第4図及び第5図に示すマルチパス歪を
除去することを考える。
除去することを考える。
第4図に示す時間対振幅特性をもつ最小位相モードの歪
を等化する場合は、フィードバックタップの役割が支配
的となる。すなわち、第4図の時刻【−tAでのマルチ
パス反射波のビークAの判定結果をもって、時刻j”j
B s i”j(、t””to、titFl、t−at
、に受信器に達するマルチパス反射波を打ち消す。この
ような伝送路歪、つまりマルチパス歪に対してDFEは
極めて効果的に機能する。
を等化する場合は、フィードバックタップの役割が支配
的となる。すなわち、第4図の時刻【−tAでのマルチ
パス反射波のビークAの判定結果をもって、時刻j”j
B s i”j(、t””to、titFl、t−at
、に受信器に達するマルチパス反射波を打ち消す。この
ような伝送路歪、つまりマルチパス歪に対してDFEは
極めて効果的に機能する。
また、第5図に示すような時間対振幅特性の非位相モー
ドの歪の除去には、フィードフォワードタップの役割が
支配的となる。すなわち、時刻t−1^・での判定を行
うに先立ち、1−18・より後の時刻t # t c−
1t−at8・、1−1^−に受信された信号を、マル
チパス成分を互いに打ち消すように線形合成する。そし
て、合成後に判定し、時刻t−tA−のときの判定値を
得る。
ドの歪の除去には、フィードフォワードタップの役割が
支配的となる。すなわち、時刻t−1^・での判定を行
うに先立ち、1−18・より後の時刻t # t c−
1t−at8・、1−1^−に受信された信号を、マル
チパス成分を互いに打ち消すように線形合成する。そし
て、合成後に判定し、時刻t−tA−のときの判定値を
得る。
一般に、非最小位相モードの等化のためには、最小位相
モード等化時に比べてかなり大きなタップ数が必要であ
る。特に、第5図のtA−及び1B(又は1cm、若し
くはtl!・)に受信された信号の地が1に近い時に顕
著である。したがって、従来のDFEは、最小位相モー
ドを等化するのに充分なフィードバックタップ数と非最
小位相を等化するのに充分なフィードフォワードタップ
数を必要とする。また、E (d) >E (d =)
であるため、少なくとも充分に長いフィードバックタッ
プを必要とした。
モード等化時に比べてかなり大きなタップ数が必要であ
る。特に、第5図のtA−及び1B(又は1cm、若し
くはtl!・)に受信された信号の地が1に近い時に顕
著である。したがって、従来のDFEは、最小位相モー
ドを等化するのに充分なフィードバックタップ数と非最
小位相を等化するのに充分なフィードフォワードタップ
数を必要とする。また、E (d) >E (d =)
であるため、少なくとも充分に長いフィードバックタッ
プを必要とした。
ところで、TDMA方式のトレーニング信号は、バース
ト状信号データ17の中間部に付いていることが多い(
第7図)。これはデータ伝送部の伝送特性と、トレーニ
ング信号送信時の伝送路特性の類似性確保のためである
。
ト状信号データ17の中間部に付いていることが多い(
第7図)。これはデータ伝送部の伝送特性と、トレーニ
ング信号送信時の伝送路特性の類似性確保のためである
。
このような信号を等化するときは、受信信号を、−旦メ
モリに蓄積した後、第7図に示す伝送データ情報■を得
るときにはCからdの方向に受信信号をメモリから読み
出しつつ等化する。また、第7図の伝送データ情報Iを
得るときは、バースト状伝送信号データ17のトレーニ
ング信号18の後端部aからバースト状伝送信号17の
前端部すまでaからトレーニング信号18の前端部Cの
方向でメモリより読み出しつつ等化する。すなわち、等
化装置はトレーニング信号期間中でないと等化可能な状
態に立ち上がらない。
モリに蓄積した後、第7図に示す伝送データ情報■を得
るときにはCからdの方向に受信信号をメモリから読み
出しつつ等化する。また、第7図の伝送データ情報Iを
得るときは、バースト状伝送信号データ17のトレーニ
ング信号18の後端部aからバースト状伝送信号17の
前端部すまでaからトレーニング信号18の前端部Cの
方向でメモリより読み出しつつ等化する。すなわち、等
化装置はトレーニング信号期間中でないと等化可能な状
態に立ち上がらない。
(発明が解決しようとする課題)
ところが、この時、トレーニング信号18の前端部Cか
らバースト状伝送信号17の後端部dの方向に読み出し
等化を行うと不具合な点はないが、aからbの方向に読
み出そうとすると、次のような不具合が生ずる。
らバースト状伝送信号17の後端部dの方向に読み出し
等化を行うと不具合な点はないが、aからbの方向に読
み出そうとすると、次のような不具合が生ずる。
aからbの方向で等化すると、あたかも時間が逆転した
かのごとく見えるため、そのときの伝送路特性は第4図
や第5図に示す時間対振幅特性のようにはならず第8図
及び第9図のように見てしまう。したがって、第4図や
第5図のような伝送路特性を等化するために設計された
フィードフォワード及びフィードバックタップ段数では
、これらの伝送路を等化することができないという不都
合な事態になる。
かのごとく見えるため、そのときの伝送路特性は第4図
や第5図に示す時間対振幅特性のようにはならず第8図
及び第9図のように見てしまう。したがって、第4図や
第5図のような伝送路特性を等化するために設計された
フィードフォワード及びフィードバックタップ段数では
、これらの伝送路を等化することができないという不都
合な事態になる。
また、等化器のタップ数をフィードフォワード及びフィ
ードバックタップ共に多くすれば、どのような伝送路歪
をも補正することができるが、タップ数を大きくするの
で、伝送路歪の変動に対する追従速度が極端に低下し、
移動通信のような伝送路特性の変動速度の高い伝送路の
等化に使用することができない。
ードバックタップ共に多くすれば、どのような伝送路歪
をも補正することができるが、タップ数を大きくするの
で、伝送路歪の変動に対する追従速度が極端に低下し、
移動通信のような伝送路特性の変動速度の高い伝送路の
等化に使用することができない。
この発明は、従来の判定帰還型等化装置において、第7
図に示すように等他用トレーニング信号がバースト状送
信信号の中間にあるバースト状信号の等化において、ト
レーニング信号よりも前に受信された部分の等化が容易
に行いうる判定帰還形等化方式を提供しようとするもの
である。
図に示すように等他用トレーニング信号がバースト状送
信信号の中間にあるバースト状信号の等化において、ト
レーニング信号よりも前に受信された部分の等化が容易
に行いうる判定帰還形等化方式を提供しようとするもの
である。
また、この発明はハードウェアの増加や、伝送路特性の
追従特性の低下をもたらすことなく、トレーニング信号
よりも前に受信したデータの等死時に反転を必要とする
方式においてトレーニング信号後に受信したデータ情報
の等化と同程に良好な判定帰還形等化方式を提供しよう
とするものである。
追従特性の低下をもたらすことなく、トレーニング信号
よりも前に受信したデータの等死時に反転を必要とする
方式においてトレーニング信号後に受信したデータ情報
の等化と同程に良好な判定帰還形等化方式を提供しよう
とするものである。
[発明の構成]
(課題を解決するための手段)
以上の目的を達成するための、この発明の判定帰還型等
化方式の一つ(請求項(1))は、バースト状送信信号
を受信し、当該バースト状送信信号の前端部及び後端部
以外の部分に予め挿入されて伝送されたトレーニング信
号を用いて、前記バースト状送信信号を等化し、所望の
伝送信号を得る判定帰還型等化装置において、 一つのバースト内で、前記トレーニング信号よりも前に
伝送された情報を得るときは前記判定帰還型等化装置の
フィードフォワードタップ数を1前記トレ一ニング信号
よりも後に伝送された情報を得るときのタップ数よりも
多くし、前記トレーニング信号よりも後に伝送された情
報を得るときは前記判定帰還型等化装置のフィードバッ
クタップ数を、前記トレーニング信号よりも前に伝送さ
れた情報を得るときのタップ数よりも多くすることを特
徴とするものである。
化方式の一つ(請求項(1))は、バースト状送信信号
を受信し、当該バースト状送信信号の前端部及び後端部
以外の部分に予め挿入されて伝送されたトレーニング信
号を用いて、前記バースト状送信信号を等化し、所望の
伝送信号を得る判定帰還型等化装置において、 一つのバースト内で、前記トレーニング信号よりも前に
伝送された情報を得るときは前記判定帰還型等化装置の
フィードフォワードタップ数を1前記トレ一ニング信号
よりも後に伝送された情報を得るときのタップ数よりも
多くし、前記トレーニング信号よりも後に伝送された情
報を得るときは前記判定帰還型等化装置のフィードバッ
クタップ数を、前記トレーニング信号よりも前に伝送さ
れた情報を得るときのタップ数よりも多くすることを特
徴とするものである。
また、この発明の判定帰還形等化方式のそのニ(請求項
(2))は、前記請求項(1)の判定帰還形等化方式に
おいて、トレーニング信号よりも前に伝送された信号を
受信するときも、トレーニング信号よりも後に伝送され
た信号を受信するときも、フィードワードタップ数とフ
ィードフォワードタップ数の和を同数にすることを特徴
とするものである。
(2))は、前記請求項(1)の判定帰還形等化方式に
おいて、トレーニング信号よりも前に伝送された信号を
受信するときも、トレーニング信号よりも後に伝送され
た信号を受信するときも、フィードワードタップ数とフ
ィードフォワードタップ数の和を同数にすることを特徴
とするものである。
(作用)
したがって、第7図に示すバースト状送信信号17のa
からbの方向に読み出し等化を行うときに、第8図に示
すような長い遅延法がりをもつ非最小位相モード伝送路
を等化可能な極めて段数の多いフィードフォワードタッ
プを必要とするが、第9図にように、比較的短かい遅延
法がりをもつ最小位相モード伝送路を等化するため、少
ない段数のフィードバックタップで充分である。
からbの方向に読み出し等化を行うときに、第8図に示
すような長い遅延法がりをもつ非最小位相モード伝送路
を等化可能な極めて段数の多いフィードフォワードタッ
プを必要とするが、第9図にように、比較的短かい遅延
法がりをもつ最小位相モード伝送路を等化するため、少
ない段数のフィードバックタップで充分である。
以上の事実から、バースト状送信信号17のaからbの
方向へ読み出し等化を行うときと、Cからdの方向への
読み出し等化を行うときに必要なフィードフォワードタ
ップ及びフィードバックタツブの段数を示せば、下記の
表−1のようになる。
方向へ読み出し等化を行うときと、Cからdの方向への
読み出し等化を行うときに必要なフィードフォワードタ
ップ及びフィードバックタツブの段数を示せば、下記の
表−1のようになる。
表
ま
ただし、表−1中のn、及びn5はそれぞれ、バースト
状送信信号を(4d方向に読み出すときのフィードフォ
ワードタップのタップ数及びフィードバックタップのタ
ップ数を示し、これらのn、及びn、はそれぞれ、全フ
ィードフォワードタップのタップ数とフィードバックタ
ップのタップ数の和の25〜75%及び75〜25%で
あり、かつ rll<fi。
状送信信号を(4d方向に読み出すときのフィードフォ
ワードタップのタップ数及びフィードバックタップのタ
ップ数を示し、これらのn、及びn、はそれぞれ、全フ
ィードフォワードタップのタップ数とフィードバックタ
ップのタップ数の和の25〜75%及び75〜25%で
あり、かつ rll<fi。
の関係にある。
また、n、及びnaもそれぞれバースト状送信信号を8
4bの方向に読み出すときのフィードフォワードタップ
のタップ数及びフィードバックタップのタップ数を示し
、neは全フィードフォワードタップのタップ数とフィ
ードバックタップのタップ数の和の70〜95%であり
、n6は全フィードフォワードタップのタップ数の和の
30〜5%であって、かつ n c > n 11 関係にある。
4bの方向に読み出すときのフィードフォワードタップ
のタップ数及びフィードバックタップのタップ数を示し
、neは全フィードフォワードタップのタップ数とフィ
ードバックタップのタップ数の和の70〜95%であり
、n6は全フィードフォワードタップのタップ数の和の
30〜5%であって、かつ n c > n 11 関係にある。
したがって、トレーニング信号よりも前に、伝送された
伝送情報1をaからbの方向で等化するときと、トレー
ニング信号より後に伝送された伝送情報■を、Cからd
の方向で等化するときでフィードフォワードタップ及び
フィードバックタップの段数を表−1にあるように変更
すれば、全タップ数を増やすことなく、aからbl又は
Cからdの方向のいずれの場合に対しても等化可能であ
る。
伝送情報1をaからbの方向で等化するときと、トレー
ニング信号より後に伝送された伝送情報■を、Cからd
の方向で等化するときでフィードフォワードタップ及び
フィードバックタップの段数を表−1にあるように変更
すれば、全タップ数を増やすことなく、aからbl又は
Cからdの方向のいずれの場合に対しても等化可能であ
る。
更にフィードフォワードタップ及びフィードバックタッ
プの段数の和を、aからbScからdの方向のいずれの
場合も同数とすることで、aからb又はCからdの方向
の等化器の演算量を同一に保持し、無駄のない等化を行
うことができる。特にRL S (Recurslve
Least 5quare)系統のタップ糸数決定に
ぼう大な演算数を要するアルゴリズムを適用する場合(
移動返信の場合、伝送路移動速度が大きいため、これが
必要)ハード等と等化効果双方を考慮して、効率的な等
化器を構成でき、また、タップ係数決定アルゴリズムの
変数の数も変更しなくてすむため煩雑な切替手段が不要
である。
プの段数の和を、aからbScからdの方向のいずれの
場合も同数とすることで、aからb又はCからdの方向
の等化器の演算量を同一に保持し、無駄のない等化を行
うことができる。特にRL S (Recurslve
Least 5quare)系統のタップ糸数決定に
ぼう大な演算数を要するアルゴリズムを適用する場合(
移動返信の場合、伝送路移動速度が大きいため、これが
必要)ハード等と等化効果双方を考慮して、効率的な等
化器を構成でき、また、タップ係数決定アルゴリズムの
変数の数も変更しなくてすむため煩雑な切替手段が不要
である。
(実施例)
つぎに、図面に従って、この発明の代表的な実施例につ
いて説明する。
いて説明する。
第1図はこの発明の判定帰還型等化装置の実施をするた
めのバースト状伝送信号の伝送路の受信システムの、概
略構成を示すブロック図であり、図中、19は受信用ア
ンテナ、20は受信したバースト状信号を蓄積するメモ
リ、21はメモリ2゜に蓄積したバースト状信号のアド
レス番地を指定するアドレスカウンタ、22はメモリに
蓄積したバースト状信号の伝送情報の読み出し方向を指
令する制御装置、23は、判定帰還型等化装置、24は
バヅファである。
めのバースト状伝送信号の伝送路の受信システムの、概
略構成を示すブロック図であり、図中、19は受信用ア
ンテナ、20は受信したバースト状信号を蓄積するメモ
リ、21はメモリ2゜に蓄積したバースト状信号のアド
レス番地を指定するアドレスカウンタ、22はメモリに
蓄積したバースト状信号の伝送情報の読み出し方向を指
令する制御装置、23は、判定帰還型等化装置、24は
バヅファである。
第1図に示すバースト状送信信号の伝送路システムに対
し、無源伝送路を介して受信された信号は、−基メモリ
20に蓄積され、読み出し方向制御装置22により、第
7図のバースト状受信信号についてaからbの方向及び
Cからdの方向で読み出され、判定帰還型等化装置23
に入力する。
し、無源伝送路を介して受信された信号は、−基メモリ
20に蓄積され、読み出し方向制御装置22により、第
7図のバースト状受信信号についてaからbの方向及び
Cからdの方向で読み出され、判定帰還型等化装置23
に入力する。
この時、Cからdの方向で読み出される時の等化器の構
成は第2図(a)のようなものであり〈又、aからbの
方向で読み出す時は、第2図(b)のような構成となる
ように第1図1に示す制御信号を介して制御する。これ
によって係られたー夕の順序はaからbへ読み出した時
は反転している(あらかじめ送信側で反転して送信した
場合は反転していない。)ため、それを補正し、さらに
出力速度を一定とするためのバッファー24を介してデ
ータを出力する。
成は第2図(a)のようなものであり〈又、aからbの
方向で読み出す時は、第2図(b)のような構成となる
ように第1図1に示す制御信号を介して制御する。これ
によって係られたー夕の順序はaからbへ読み出した時
は反転している(あらかじめ送信側で反転して送信した
場合は反転していない。)ため、それを補正し、さらに
出力速度を一定とするためのバッファー24を介してデ
ータを出力する。
第2図(a)、第2図(b)にあるようにフィードフォ
ワードタップとフィードパ・ソフタ・ツブのタップ数の
合計が一定数である場合、複雑な夕・ツブ係数調整回路
は、そこへの人力信号がベクトル(X 璽 、
X2+ x3.、 x 4 、
X5+ x 6 、 X7 。
ワードタップとフィードパ・ソフタ・ツブのタップ数の
合計が一定数である場合、複雑な夕・ツブ係数調整回路
は、そこへの人力信号がベクトル(X 璽 、
X2+ x3.、 x 4 、
X5+ x 6 、 X7 。
xe)とe (t)であるのが、ベクトル(XX
2.X 31X 41X
5+ x fl、X7+ x−8)と
e −(t)となるだけで、なんら変更はいらない。即
ち、タップ係数変更回路を変更する事なく、また、タッ
プ数を増やして伝送路追従特性を劣化させる事なく、等
化装置の性能を向上させる事ができる。
2.X 31X 41X
5+ x fl、X7+ x−8)と
e −(t)となるだけで、なんら変更はいらない。即
ち、タップ係数変更回路を変更する事なく、また、タッ
プ数を増やして伝送路追従特性を劣化させる事なく、等
化装置の性能を向上させる事ができる。
また、等化器のタップ数変更は第3図のように行なって
もよい。同図では全てのスイ・ソチはaからbの方向の
時とCからd方向に読み出す時とを変更するときに異っ
た方向に同期して動かせば良い。
もよい。同図では全てのスイ・ソチはaからbの方向の
時とCからd方向に読み出す時とを変更するときに異っ
た方向に同期して動かせば良い。
上述した、実施例はTDMA伝送路の判定帰還形等化に
限らず、B T M A (Busy Tone Mu
ltfpleAceθSS )による多元接続による伝
送、あるいはバースト状送信信号の伝送回路での判定帰
還形等方にも適用できる。
限らず、B T M A (Busy Tone Mu
ltfpleAceθSS )による多元接続による伝
送、あるいはバースト状送信信号の伝送回路での判定帰
還形等方にも適用できる。
[発明の効果]
以上のように、この発明にかかる請求項(1)ノ判定帰
還形等化方式は、従来の判定帰還型等化装置を使用し一
つのバースト内で、トレーニング信号よりも前に伝送さ
れた情報を得るときは、判定帰還型等化装置のフィード
フォワードタップ数を、トレーニング信号よりも後に伝
送された情報をつるときよりも多くし、及び/又は前記
トレーニング信号よりも後に伝送された情報を得るとき
は、前記判定帰還型等化装置のフィードバックタップ数
を、トレーニング信号よりも前に伝送された情報よりも
多くすることにより、lX−ドウエアの増加や、伝送路
特性への追従速度の劣化をもたらすことなくトレーニン
グ信号後に受信した情報データの等化と同程度に良好な
等化性能をうろことができる。
還形等化方式は、従来の判定帰還型等化装置を使用し一
つのバースト内で、トレーニング信号よりも前に伝送さ
れた情報を得るときは、判定帰還型等化装置のフィード
フォワードタップ数を、トレーニング信号よりも後に伝
送された情報をつるときよりも多くし、及び/又は前記
トレーニング信号よりも後に伝送された情報を得るとき
は、前記判定帰還型等化装置のフィードバックタップ数
を、トレーニング信号よりも前に伝送された情報よりも
多くすることにより、lX−ドウエアの増加や、伝送路
特性への追従速度の劣化をもたらすことなくトレーニン
グ信号後に受信した情報データの等化と同程度に良好な
等化性能をうろことができる。
また、この発明にかかる請求項(2)の判定帰還形等化
方式は、トレーニング信号よりも前に伝送された信号を
受信するときも、トレーニング信号よりも後に伝送され
た信号を受信するときも、フィードフォワードタップと
フィードバックタップ数の和を同数にすることにより等
往時の演算量を同一に保持し、無駄のない等化を行うこ
とができる。
方式は、トレーニング信号よりも前に伝送された信号を
受信するときも、トレーニング信号よりも後に伝送され
た信号を受信するときも、フィードフォワードタップと
フィードバックタップ数の和を同数にすることにより等
往時の演算量を同一に保持し、無駄のない等化を行うこ
とができる。
第1図はこの発明の判定帰還形等化方式を実施するため
のバースト状伝送信号伝送路の受信システムの概略構成
ブロック図、第2図(a)及び第2図(b)はこの発明
の判定帰還形等化方式の実施に使用する等化装置の要部
構成図、第3図はこの発明の判定帰還形等化方式の実施
に使用する等化装置の他の実施例の要部構成図、第4図
、第5図、第8図及び第9図は無線伝送路における伝送
路特性の最小位相モード及び非最小位相モードの遅延法
がり状態を示す特性図、第6図は従来の判定帰還型等化
装置の概略構成図、第7図はバースト状送信信号の送信
内容を示す説明図である。 6・・・フィードバックタップ 7・・・フィードフォワードタップ 8・・・加算器 9・−・較差器 11・・・判定器 14・・・タップ段数調整回路 19・・・受信アンテナ 20・・・メモリ 21・・・メモリに蓄積したバースト状受信信号のアド
レス番地を指定するアドレスカウンタ22・・・バース
ト状受信信号の伝送情報の読み出し方向指令する制御装
置 24・・・バッファメモリー
のバースト状伝送信号伝送路の受信システムの概略構成
ブロック図、第2図(a)及び第2図(b)はこの発明
の判定帰還形等化方式の実施に使用する等化装置の要部
構成図、第3図はこの発明の判定帰還形等化方式の実施
に使用する等化装置の他の実施例の要部構成図、第4図
、第5図、第8図及び第9図は無線伝送路における伝送
路特性の最小位相モード及び非最小位相モードの遅延法
がり状態を示す特性図、第6図は従来の判定帰還型等化
装置の概略構成図、第7図はバースト状送信信号の送信
内容を示す説明図である。 6・・・フィードバックタップ 7・・・フィードフォワードタップ 8・・・加算器 9・−・較差器 11・・・判定器 14・・・タップ段数調整回路 19・・・受信アンテナ 20・・・メモリ 21・・・メモリに蓄積したバースト状受信信号のアド
レス番地を指定するアドレスカウンタ22・・・バース
ト状受信信号の伝送情報の読み出し方向指令する制御装
置 24・・・バッファメモリー
Claims (2)
- (1)バースト状送信信号を受信し、当該バースト状受
信信号の前端及び後端部以外の個所に予め挿入されて伝
送されたトレーニング信号を用いて前記バースト状の送
信信号を等化し、所望の伝送信号を読み取る判定帰還型
等化装置において、一つのバースト内で、前記トレーニ
ング信号よりも前に伝送された情報を得るときは前記判
定帰還型等化装置のフィードフォワードタップ数を、前
記トレーニング信号よりも後に伝送された情報を得ると
きのタップ数よりも多くし、前記トレーニング信号より
も後に伝送された情報を得るときは前記判定帰還型等化
装置のフィードバックタップ数を、前記トレーニング信
号よりも前に伝送された情報を得るときのタップ数より
も多くすることを特徴とする判定帰還形等化方式。 - (2)請求項(1)記載において、トレーニング信号よ
りも前に伝送された信号を受信するときも、トレーニン
グ信号よりも後に伝送された信号を受信するときも、フ
ィードバックタップ数とフィードフォワードタップ数の
和を同数にすることを特徴とする判定帰還形等化方式。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1292235A JPH03154435A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 判定帰還形等化方式 |
EP90121686A EP0428129B1 (en) | 1989-11-13 | 1990-11-13 | Method and apparatus of decision feedback equalization for multipath digital communication |
US07/612,079 US5097482A (en) | 1989-11-13 | 1990-11-13 | Method and apparatus of decision feedback equalization for multipath digital communication |
DE69024755T DE69024755T2 (de) | 1989-11-13 | 1990-11-13 | Verfahren und Vorrichtung zur entscheidungsrückgekoppelter Entzerrung für digitale Mehrwegeübertragung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1292235A JPH03154435A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 判定帰還形等化方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03154435A true JPH03154435A (ja) | 1991-07-02 |
Family
ID=17779225
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1292235A Pending JPH03154435A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 判定帰還形等化方式 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5097482A (ja) |
EP (1) | EP0428129B1 (ja) |
JP (1) | JPH03154435A (ja) |
DE (1) | DE69024755T2 (ja) |
Cited By (1)
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- 1989-11-13 JP JP1292235A patent/JPH03154435A/ja active Pending
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- 1990-11-13 EP EP90121686A patent/EP0428129B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-13 DE DE69024755T patent/DE69024755T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-11-13 US US07/612,079 patent/US5097482A/en not_active Expired - Lifetime
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DE69024755D1 (de) | 1996-02-22 |
EP0428129A3 (en) | 1992-04-01 |
US5097482A (en) | 1992-03-17 |
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EP0428129B1 (en) | 1996-01-10 |
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