JPH0336958A - Dc-dc converter - Google Patents
Dc-dc converterInfo
- Publication number
- JPH0336958A JPH0336958A JP16543189A JP16543189A JPH0336958A JP H0336958 A JPH0336958 A JP H0336958A JP 16543189 A JP16543189 A JP 16543189A JP 16543189 A JP16543189 A JP 16543189A JP H0336958 A JPH0336958 A JP H0336958A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- value
- power supply
- voltage value
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 60
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 32
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 10
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 23
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 14
- 230000008859 change Effects 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000002485 combustion reaction Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 239000007858 starting material Substances 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 238000011109 contamination Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000000446 fuel Substances 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 238000007664 blowing Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000007654 immersion Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 239000002023 wood Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に内燃機関の
点火装置として点火プラグの汚染に強い容量放電式点火
装置に最適なりＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a DC-DC converter, and is particularly suitable for a capacitive discharge type ignition device that is resistant to spark plug contamination as an ignition device for an internal combustion engine, and improves the DC-DC converter. Regarding.
［従来の技術］
自動車両用内燃機関の点火装置としては、現在の所、む
しろ支配的と言っても良い程、電流遮断型のものが多く
採用されているが、いわゆる点火プラグの“かぶり”等
、点火プラグの汚染に対しては、容量放電式の方が着火
性能上、有利なこともまた知られており、したがってエ
ネルギ利用効率が改善され、性能のさらなる向上と共に
コスト的にも低廉化すれば、この種の容量放電式点火装
置もまた、その実用化は大いに期待される。[Prior Art] At present, many ignition devices for internal combustion engines for automobiles are of the current-interrupting type, so much so that they can be said to be predominant. It is also known that the capacitive discharge type is more advantageous in terms of ignition performance when it comes to contamination of spark plugs, thus improving energy usage efficiency, further improving performance, and lowering costs. For example, this type of capacitive discharge type ignition device is also highly expected to be put into practical use.
もちろん、こうした容量放電式点火装置の回路構成等は
相当古くから周知であり、特許出願、実用新案登録出願
に係る公開、公告の各公報群を参照しても、例えば本出
願人の手になる実開昭６１−７６１６２号公報開示の考
案を始め、種々の構造的改良を含んで数多くあるが、そ
の原理を大概して言えば、あらかじめＤＣ−ＤＣコンバ
ータにより充電しておいたエネルギ蓄積コンデンサの蓄
積電荷を、機関の点火タイミングに合せて点火コイルの
一次側に一挙Ｃ放出させ、これにより点火コイルの二次
側に高電圧を得て、当該二次側に直列に挿入されている
点火プラグに燃料着火用の放電火花を発生させるもので
ある。Of course, the circuit configuration of such a capacitive discharge type ignition device has been well known for a long time, and even if you refer to the publications and announcements related to patent applications and utility model registration applications, for example, the present applicant's hand There are many ideas including various structural improvements, including the idea disclosed in Japanese Utility Model Application Publication No. 61-76162, but generally speaking, the principle is to store energy in an energy storage capacitor that has been charged in advance by a DC-DC converter. The electric charge is released all at once to the primary side of the ignition coil in accordance with the engine's ignition timing, thereby creating a high voltage on the secondary side of the ignition coil, which is then applied to the ignition plug inserted in series on the secondary side. It generates discharge sparks for fuel ignition.
しかるに、このような目的に使用される従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを見てみると、自助型のものはほとんどｒ
ｔ ＜、他励型が主流であるが、中でも、例えば実開昭
ｆｉｎ−１５！１８２号公報の図面中に示されているよ
うに、二つのスイッチング手段を常に一定の周期で交互
にオン・オフし、これにより車両搭載のバッテリ等から
の直流電流をチョッピングして、電圧変換トランスの一
次側に与える疑似交番電流波形を得るタイプのものが多
かった。However, the conventional DC-D used for such purposes
If you look at C converters, most of them are self-help type.
t<, separately excited type is mainstream, but among them, as shown in the drawing of Japanese Utility Model Application Publication No. 15! Many of them were of the type that turned off the DC current, thereby chopping the DC current from the vehicle-mounted battery, etc., and obtaining a pseudo alternating current waveform applied to the primary side of the voltage conversion transformer.
これに対し、本出願人においても、上記のように常に一
定周期でスイッチング手段をオン・オフさせるのではな
く、実際に電圧変換トランスの一次巻線に流れる一次電
流を監視してスイッチング手段を制御するものも開発し
た。In contrast, the applicant controls the switching means by actually monitoring the primary current flowing through the primary winding of the voltage conversion transformer, rather than turning the switching means on and off at constant intervals as described above. We have also developed something to do this.
すなわち、スイッチング手段をターン・オンして直流電
源から電圧変換トランスへ一次電流の供給を開始すると
、当該−次電流はそのときの回路定数によって定まる最
大電流値に向かって増加して行くが、その途中の増加過
渡期において、この−次電流値があらかじめ設定しであ
る設定電流値に至ると、そこでスイッチング手段を一旦
、強制的にターン・オフし、−次電流を立ち下げてから
、その後に再度、スイッチング手段をターン・オンさせ
るような動作とし、これによって電圧変換トランスの一
次側に疑似交番電流波形を得るようにした。That is, when the switching means is turned on and the supply of primary current from the DC power source to the voltage conversion transformer begins, the primary current increases toward the maximum current value determined by the circuit constants at that time. During the increasing transient period, when this negative current value reaches a preset current value, the switching means is once forcibly turned off, the negative current is reduced, and then the negative current value is turned off. The switching means was turned on again, thereby obtaining a pseudo alternating current waveform on the primary side of the voltage conversion transformer.
もちろん、電圧変換トランスの二次側（得られる昇圧さ
れた交流波形は、上記いずれのタイプのものも、ＰＪＩ
には一本の整流ダイオードによる半波整流や、ダイオー
ド・ブリッジによる全波整流回路等、適当な整流回路に
より整流されて直流出力とされ、上記のように容量放電
式の点火装置に利用される場合には、この直流出力がエ
ネルギ蓄積コンデンサを充電するエネルギ源となる。Of course, the secondary side of the voltage conversion transformer (the resulting boosted AC waveform is
The DC output is rectified by an appropriate rectifier circuit, such as a half-wave rectifier using a single rectifier diode or a full-wave rectifier circuit using a diode bridge, and is used in a capacitive discharge type ignition device as described above. In some cases, this DC output provides a source of energy to charge the energy storage capacitor.
［発明が解決しようとするＸ！題］
しかるに、上記した従来例の中、常に一定周期で一対の
スイッチング手段を交互にオン・オフさせるタイプのも
のは、電圧変換トランス二次側にてその整流出力を利用
する負荷の状態のいかんにかかわらず、そのような交互
スイッチングを繰返すため、例え無負荷時といえども定
常的に電源電力を消費する点で望ましくなかった。事実
、特に節約を必要とする車載用バッテリを電源とせねば
ならない容量放電式点火装置用のＤＣ−ＤＣコンバータ
としては不適とされていた。[X that the invention attempts to solve! However, among the above-mentioned conventional examples, the type that always turns on and off a pair of switching means at a constant cycle is a type that always turns on and off a pair of switching means at a constant cycle, depending on the state of the load that uses the rectified output on the secondary side of the voltage conversion transformer. Regardless, such alternating switching is repeated, which is undesirable in that power is constantly consumed even when no load is applied. In fact, it has been considered unsuitable as a DC-DC converter for a capacitive discharge type ignition system, which must be powered by an on-vehicle battery, which requires particular savings.
これに対し、改良された従来例として、電圧変換トラン
スの一次電流の増加過渡期における値を実際に監視し、
それが設定電流値に至るとスイッチング手段をターン・
オフし、その後に再度、ターン・オンするという動作を
繰返すものは、上記の従来例に比せば、遥かに合理的で
ある。In contrast, as an improved conventional example, the value of the primary current of the voltage conversion transformer during the increasing transition period is actually monitored.
When it reaches the set current value, the switching means is turned on.
A device that repeats the operation of turning off and then turning on again is much more rational than the above-mentioned conventional example.
例えば、直流電源の電圧値が高く、スイッチング手段を
ターン・オンしてから電圧変換トランスの一次巻線に流
れ込む一次電流の増加率が高ければ、当該−次電流値は
早目に設定電流値に達するので、スイッチング手段も早
目にターン・オフするし、逆に、直流電源の電圧値が低
く、電圧変換トランスの一次巻線に流れ始めた一次電流
の増加率が低ければ、設定電流的に至るまでの時間も長
くなるから、スイッチング手段がオンとなっている時間
も長くなるというように、木質的には直流電源の電圧値
の変動に応じてスイッチング手段を効率良く動作させる
ことができ、その分は確実に、電力利用効率を高めるこ
とができる。For example, if the voltage value of the DC power supply is high and the rate of increase in the primary current flowing into the primary winding of the voltage conversion transformer after the switching means is turned on is high, the secondary current value will quickly reach the set current value. The switching means also turns off early, and conversely, if the voltage value of the DC power supply is low and the rate of increase of the primary current that begins to flow into the primary winding of the voltage conversion transformer is low, the set current Since it takes longer to reach the target, the time that the switching means is on also becomes longer.In terms of wood, the switching means can be operated efficiently in response to fluctuations in the voltage value of the DC power supply. The efficiency of electricity use can certainly be increased by that amount.
しかし、従来のこのような構成だけでは、上記のように
車両搭載のバッテリを直流電源として利用するような場
合には、当該直流電源の電圧変動幅が実際には極めて広
いことから、問題が生ずることが指摘された。However, with this conventional configuration alone, problems arise when the vehicle-mounted battery is used as a DC power source, as the voltage fluctuation range of the DC power source is actually extremely wide. It was pointed out that
例えば、いわゆる普通車と呼ばれるような通常の自動車
両に塔載されているバッテリについて考えてみると、そ
の出力電圧は、定格でＤＣ１２Ｖとされていても、運転
開始に際して機関を始動するため、いわゆるセル・モー
タないしスタータを駆動すると、容易にＤＣ６Ｖ程度に
まで落ち込むし、一方ではまた、機関が始動し、スター
タを切ると、レギュレータにより安定化された発電電力
が供給されて、おおよそＤＣ１４Ｖ程度にまで上がり、
そこで落ち付く。For example, if we consider the batteries installed in ordinary automobiles, so-called ordinary cars, even though their output voltage is rated at DC12V, they start the engine at the start of operation, so the so-called When the cell motor or starter is driven, the voltage easily drops to about 6V DC, and on the other hand, when the engine starts and the starter is turned off, the regulator supplies stabilized generated power and the voltage drops to about 14V DC. Rise,
Calm down there.
このような事情の下では、上記のように、電圧変換トラ
ンスに供給される一次電流値を実際に監視し、それが設
定電流値に至った所でスイッチング手段をターン・オフ
するように構成した方式を採用する場合、上記した設定
電流値を具体的には一体どの辺に設定すれば良いのかと
いうことが極めて難しい問題となる。Under these circumstances, as mentioned above, the primary current value supplied to the voltage conversion transformer is actually monitored, and the switching means is turned off when it reaches the set current value. When adopting this method, it becomes an extremely difficult problem to decide specifically where the above-mentioned set current value should be set.
例えば、ＤＣ１２Ｖ程度の十分に高いバッテリ出力電圧
が得られる場合に、スイッチング手段のターン・オンと
共に電圧変換トランス−次巻線に供給され始める一次電
流値の増加率に応じ、それが必要な時間だけ流れてから
一旦、止められるまでの時間幅（すなわち、電圧変換ト
ランス−次側に与えられる疑似交番波形の一周期）を最
適にするべく、設定電流値を相対的に高目に設定すると
、バッテリ出力電圧が機関始動時等にあってＤＣ６Ｖ程
度等、かｔｔり低い電圧値にまで落ち込んだときには、
当該バッテリから電圧変換トランスの一次巻線に供給し
得る一次電流値の最大値がそもそも設定電流値じまで至
り得ないことがあり、その場合には当然、スイッチング
手段はオンになりっばなしになり、電圧変換に必要な交
番電流波形は得られない。For example, when a sufficiently high battery output voltage of about 12V DC is obtained, the primary current value starts to be supplied to the next winding of the voltage conversion transformer as soon as the switching means is turned on, and the primary current value increases for as long as necessary. In order to optimize the time width from when the current flows until it stops (that is, one period of the pseudo-alternating waveform applied to the next side of the voltage conversion transformer), if the set current value is set relatively high, the battery When the output voltage drops to a very low voltage value, such as around DC6V, such as when starting the engine,
The maximum value of the primary current that can be supplied from the battery to the primary winding of the voltage conversion transformer may not reach the set current value in the first place, and in that case, naturally, the switching means will not turn on. , the alternating current waveform required for voltage conversion cannot be obtained.
かと言フて逆に、バッテリ出力電圧の変動幅内で予想さ
れる最低出力電圧値（おいても、電圧変換トランスの一
次側にて適当な交番波形が得られるように、−吹型流に
関する設定電流値を低目に設定すると、今度は、バッテ
リ出力電圧が回復し、十分な高電圧となったときには、
スイッチング手段のターン・オンと共に電圧変換トラン
スの一次巻線に流れ始めた一次電流は、極めて短い時間
でこの設定電流値に達してしまい、スイッチング手段の
オン時間が極端に短くなるという事態を生む。これでは
結局、バッテリ電圧が高いのにもかかわらず、電圧変換
トランスの一次側に対し、単位周期ごとに供給される電
力は微小（なってしまうので、当然、その二次側でも、
電力として得られるエネルギ量は微小になってしまう。On the contrary, in order to obtain an appropriate alternating waveform on the primary side of the voltage conversion transformer, the minimum output voltage value expected within the variation range of the battery output voltage (-related to the blow mold flow) When the set current value is set to a low value, when the battery output voltage recovers and reaches a sufficiently high voltage,
The primary current that begins to flow through the primary winding of the voltage conversion transformer when the switching means is turned on reaches this set current value in an extremely short time, resulting in an extremely short on time of the switching means. In this case, even though the battery voltage is high, the power supplied to the primary side of the voltage conversion transformer per unit period is very small, so naturally, even on the secondary side,
The amount of energy obtained as electric power becomes minute.
本発明は基本的にこのような点に鑑みて成されたもので
、車両搭載のバッテリ等、相当に大きな電圧変動幅が見
込まれる直流電源を用いた場合にも、そうした電圧変動
に良く追従し、できるだけ効率的に直流昇圧作用を営み
得るＤＣ−ＤＣコンバータを）是供せんとするものであ
る。The present invention has basically been made in view of these points, and even when using a DC power source that is expected to have a considerably large range of voltage fluctuations, such as a vehicle-mounted battery, it is possible to follow such voltage fluctuations well. The purpose of the present invention is to provide a DC-DC converter that can perform a DC boost function as efficiently as possible.
［課題を解決するための手段］
本発明は上記目的を達成するため、スイッチング手段を
ターン・オンして直流電源から電圧変換トランスへ一次
電流の供給を開始するに伴い、増加傾向になる当該一次
電流値を監視し、これが所定の設定電流値にまで至ると
スイッチング手段を一旦ターン・オフしてそこで一次電
流を一旦遮断し、その後に再度、スイッチング手段をタ
ーン・オンするという動作を繰返すことにより、電圧変
換トランスの一次側に疑似交番電流波形を与え、これに
よって当該トランスの二次側に得られる昇圧交流出力を
整流して直流出力とするＤＣ−ＤＣコンバータにおける
改良として、
■車両搭載のバッテリに代表されるような上記直流電源
の電圧値を監視し、その高低変動に応じて上記の設定電
流値を変更し、直流電源電圧値が相対的に低い場合には
、相対的に高い場合に比し、設定電流値を相対的に小さ
な値とする設定電流値変更回路を組込むこと；
を提案する。その上でさらに、
■電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧交流出力を
整流して得られる直流出力電圧値をも監視し、この直流
出力電圧値が所定の設定電圧値に至ったことを検出する
とスイッチング手段をオフ状態に維持する出力電圧監視
回路をも設けること：
も提案する。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above-mentioned object, the present invention aims to increase the primary current which tends to increase as the switching means is turned on to start supplying the primary current from the DC power supply to the voltage conversion transformer. By monitoring the current value, and when it reaches a predetermined set current value, the switching means is turned off, the primary current is cut off once, and then the switching means is turned on again. As an improvement in the DC-DC converter, which applies a pseudo alternating current waveform to the primary side of a voltage conversion transformer, and thereby rectifies the boosted AC output obtained on the secondary side of the transformer into a DC output, ■Vehicle-mounted battery Monitor the voltage value of the DC power supply, as typified by , and change the above set current value according to its fluctuations. In comparison, we propose incorporating a set current value changing circuit that makes the set current value a relatively small value. Furthermore, the DC output voltage value obtained by rectifying the boosted AC output obtained on the secondary side of the voltage conversion transformer is also monitored, and it is confirmed that this DC output voltage value has reached the predetermined set voltage value. It is also proposed to provide an output voltage monitoring circuit which, upon detection, maintains the switching means in the OFF state.
［作 用］
本発明によれば、既述してきたように、電圧変換トラン
スの一次電流値を実際に監視し、当該−次電流が供給さ
れ始めてからの増加過渡期においてそれが設定電流値に
至った時点でスイッチング素子を強制的にターン・オフ
し、そこで−次電流を一旦遮断するタイプのＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、直流電源の電圧値に応じ、上記の
設定電流値を可変にし、直流電源電圧値が低い場合には
高い場合に比し、上記した設定電流値を相対的に低く設
定しくしたがってその逆の場合には高く設定するので）
、従来のように設定電流値が固定であったがため、直流
電源の電圧値が大きく変動するとスイッチング素子がオ
ン・オフしな（なったり、あるいはオン時間が極端に短
くなって、単位周期あたりに電圧変換トランスに一次電
流を供給する時間が微小になり、電圧値は高いのに電力
容量としては大きな容量を取出せなくなるような欠点を
回避ないし緩和することができる。[Function] According to the present invention, as described above, the primary current value of the voltage conversion transformer is actually monitored and the primary current value reaches the set current value during the increasing transition period after the primary current starts being supplied. A type of DC-DC that forcibly turns off the switching element at that point, and then temporarily cuts off the negative current.
In the converter, the above set current value is made variable according to the voltage value of the DC power supply, and when the DC power supply voltage value is low, the above set current value is set relatively lower than when the DC power supply voltage value is high, and vice versa. In this case, set it high)
As in the past, the set current value was fixed, so if the voltage value of the DC power supply changes significantly, the switching element may not turn on or off, or the on time may become extremely short, resulting in In this case, the time required to supply the primary current to the voltage conversion transformer becomes minute, and it is possible to avoid or alleviate the disadvantage that a large power capacity cannot be obtained even though the voltage value is high.
例えば、直流電源電圧値が相対的に十分高いときに合せ
て最適な一次電流の交番波形が得られるよう（、相対的
に高い値■、Ｈに設定電流値が設定されていた場合、仮
にこれが固定であったとすると、内燃機関始動時等じあ
って直流電源の電圧値が８ｉ端に落ちたときには、当該
直流電源から電圧変換トランスの一次巻線に流し得る最
大電流値そのものがこの設定電流値Ｉ□に至り得す、ス
イッチング素子がオン社なりっばなしになり、バッテリ
電力を無駄に消費することもある。For example, in order to obtain the optimal alternating waveform of the primary current when the DC power supply voltage value is relatively high enough (if the set current value is set to a relatively high value ■, H, If it is fixed, when the voltage value of the DC power supply drops to the 8i end, such as when starting an internal combustion engine, the maximum current that can flow from the DC power supply to the primary winding of the voltage conversion transformer will be the set current value itself. This may lead to I□, and the switching element may be turned off, resulting in wasteful consumption of battery power.
しかし、本発明に従えば、そのように直流電源の電圧値
が低電圧になったときには、設定電流値１、そのものを
上記の相対的に高い値１３Ｎから相対的Ｃ低い値■１に
変更するので、−次電流の増加過渡期において相対的に
低い電圧値しか出力し得ない直流電源から比較的ゆっく
りとしか増加しない一次電流が供給され始めたときにも
、それが比較的低目に設定され直されている設定電流値
ＩＳＬに至ったときにスイッチング素子を所期通り、旦
ターン・オフさせることができ、これに対応して一次電
流に所定の交番波形を生成することができる。However, according to the present invention, when the voltage value of the DC power supply becomes low voltage, the set current value 1 itself is changed from the above-mentioned relatively high value 13N to the relatively low C value 1. Therefore, even when a primary current that increases relatively slowly starts to be supplied from a DC power supply that can only output a relatively low voltage value during the transition period of increasing primary current, the primary current is set to a relatively low value. When the reset current value ISL is reached, the switching element can be turned off as expected, and a predetermined alternating waveform can be generated in the primary current accordingly.
なお、上記の説明から明らかなように、設定電流値■、
の変更は、アナログ的ないし連続的１２変化として直流
電源の電圧値Ｃ追従して行なっても良いし、何段階かの
所定の設定電流値群の中からそのときどきの直流電源電
圧値（応じて適当な値を選択するようにしても良い。Furthermore, as is clear from the above explanation, the set current value ■,
The change may be made by analog or continuous 12 changes following the voltage value C of the DC power supply, or by changing the current DC power supply voltage value (depending on the An appropriate value may be selected.
さらに、本発明のまた別の側面に従い、電圧変換トラン
スの二次側において整流された直流出力電圧を監視し、
これが所定の設定電圧値に至ったときにはスイッチング
素子をオフ状態に維持する監視回路をも設けると、エネ
ルギの利用効率は一層、高まる。Furthermore, according to another aspect of the invention, monitoring the rectified DC output voltage on the secondary side of the voltage conversion transformer;
If a monitoring circuit is also provided to keep the switching element in the OFF state when the voltage reaches a predetermined set voltage value, the efficiency of energy use will be further increased.
例えば、本発明によるＤＣ，−ＤＣコンバータは、すで
に述べたように、自動車両の内燃機関に対する容量放電
式点火装置においてエネルギ蓄積コンデンサを充電する
のに好適であるが、そのような場合には、電圧変換トラ
ンスの二次側整流出力は、当該エネルギ蓄積コンデンサ
の充電と共にその電圧値が増加し、満充電以降はほぼ一
定の電圧値に安定する。For example, the DC,-DC converter according to the invention is suitable, as already mentioned, for charging energy storage capacitors in capacitive discharge ignition systems for internal combustion engines of motor vehicles; The voltage value of the secondary side rectified output of the voltage conversion transformer increases as the energy storage capacitor is charged, and stabilizes at a substantially constant voltage value after full charge.
しかるに、エネルギ蓄積コンデンサが満充電になると、
それ以降はＤＣ−ＤＣコンバータから充電エネルギを供
給するのは無駄になる。However, when the energy storage capacitor is fully charged,
After that, supplying charging energy from the DC-DC converter becomes wasteful.
そこで、本発明に従い、当該エネルギ蓄積コンデンサが
満充電になったときのコンデンサ両端電圧値を設定電圧
値とすれば、本ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換トラン
ス二次側（おいて整流された直流出力電圧値がこの設定
電圧値に至ったとき以降は、スイッチング素子が強制的
にオフ状態に維持されるので、上記のように無駄な電力
の供給を避けることができ、直流電源としての車両搭載
バッテリの負担を軽減することができる゛。Therefore, according to the present invention, if the voltage value across the capacitor when the energy storage capacitor is fully charged is the set voltage value, then the rectified DC output on the secondary side of the voltage conversion transformer of the present DC-DC converter After the voltage value reaches this set voltage value, the switching element is forcibly maintained in the OFF state, so it is possible to avoid the wasteful supply of power as described above, and the vehicle-mounted battery is used as a DC power source. It is possible to reduce the burden of
［実 施 例］
第１図には、本発明に従って構成された一実施例として
のＤＣ−ＤＣコンバータｌＯを、自動車両の内燃機関駆
動のための容量放電式点火装置に利用した場合が示され
ている。[Embodiment] FIG. 1 shows a case in which a DC-DC converter IO constructed in accordance with the present invention as an embodiment is utilized in a capacitive discharge type ignition device for driving an internal combustion engine of an automobile. ing.
そのため、直流電源１１は車両搭載のバッテリであり、
また、本ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯの直流出力は、容量
放電式点火装置におけるエネルギ蓄積コンデンサ３１を
充電するのに使われる。Therefore, the DC power source 11 is a battery mounted on the vehicle,
The DC output of the DC-DC converter IO is also used to charge the energy storage capacitor 31 in the capacitive discharge ignition system.
あらかじめこの容量放電式点火装置の動作例につき、簡
単に説明してしまうと、機関点火時期以前においてあら
かじめ、エネルギ蓄積コンデンサ３１は本ＤＣ−ＤＣコ
ンバータｌＯにより、一般に満充電とされる。To briefly explain an example of the operation of this capacitive discharge type ignition system, the energy storage capacitor 31 is generally fully charged by the DC-DC converter IO before the engine ignition timing.
各点火プラグ３５に最適な点火時期に至ると、点火制御
回路３３から点火指令信号が出力され、これにより、図
示の場合はＭＯＳ−ＦＥＴで例示されているパワー・ス
イッチング素子３４がターン・オンする。When the optimum ignition timing for each spark plug 35 is reached, an ignition command signal is output from the ignition control circuit 33, which turns on the power switching element 34, which is exemplified by a MOS-FET in the illustrated case. .
すると、このパワー・スイッチング素子３４の主電疏通
路（例えばソース−ドレイン間のチャネル〉を介し、点
火コイル３２の一次巻線に対してエネルギ蓄積コンデン
サ３１の蓄積電荷が急激に放電され、これに応じて点火
コイル３２の二次側に高電圧が誘起され、点火プラグ３
５に放電火花が飛んで、燃料への着火が促される。Then, the stored charge in the energy storage capacitor 31 is rapidly discharged to the primary winding of the ignition coil 32 via the main channel path (for example, the channel between the source and drain) of the power switching element 34, and Accordingly, a high voltage is induced on the secondary side of the ignition coil 32, and the spark plug 3
5, a discharge spark flies, prompting ignition of the fuel.
しかるに、このような用途に用いられる図示実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１０は、大概すると、バッテリ１１
から選択的は一次電流の供給を受ける電圧変換トランス
１５と、当該−吹型流を選択的にオン・オフするため、
制御入力への４３号状態に応じて自身がオン・オフする
スイッチング素子１７と、電圧変換トランスの二次側に
得られる昇圧された交流出力を整流する整流回路１９と
、スイッチング素子１７を後述するように最適制御する
周辺回路群とを有している。However, D of the illustrated embodiment used for such applications
The C-DC converter 10 is generally connected to a battery 11.
a voltage conversion transformer 15 which selectively receives a supply of primary current;
The switching element 17 which turns on and off depending on the state of No. 43 to the control input, the rectifier circuit 19 which rectifies the boosted AC output obtained on the secondary side of the voltage conversion transformer, and the switching element 17 will be described later. It has a group of peripheral circuits that can be optimally controlled.
また、一般に独立のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、整
流回路１９の整流出力を安定化し、リップル分を除去す
るため、比較的大容量のフィルタ・コンデンサを要する
が、ここで想定している用途では、エネルギ蓄積コンデ
ンサ３１がその役目を兼ねることができる。Additionally, as an independent DC-DC converter, a relatively large-capacity filter capacitor is generally required to stabilize the rectified output of the rectifier circuit 19 and remove ripple components, but in the application assumed here, The energy storage capacitor 31 can also serve this purpose.
以下、本実施例の動作を追いながら、各部の詳細につい
て説明する。The details of each part will be explained below while following the operation of this embodiment.
まず、本ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯに対し、図示されて
いないスイッチ（例えば自動車両のスタータ・スイッチ
ないしキー・スイッチ等）の操作により、電源が投入さ
れたとしよう。First, assume that the DC-DC converter IO is powered on by operating a switch (for example, a starter switch or a key switch of an automobile), which is not shown.
すると、第２図（＾）に示されているように、本ＤＣ−
ＤＣコンバータには、そのときのバッテリ１１の電圧に
ほぼ等しい値のｉｔ源電圧Ｖｉが印加される。Then, as shown in Figure 2 (^), this DC-
An IT source voltage Vi having a value approximately equal to the voltage of the battery 11 at that time is applied to the DC converter.
しかるに、電源投入の当初はスイッチング素子ｉ７はオ
フ状態にあり、電圧変換トランス１５の一次巻線も、こ
のスイッチング素子１７がオフ状態にあることにより開
放、遮断されているため、−吹型流■−はもとより流れ
ない。However, when the power is first turned on, the switching element i7 is in the off state, and the primary winding of the voltage conversion transformer 15 is also opened and cut off due to the switching element 17 being in the off state. - Of course, it doesn't flow.
したがって、本発明の趣旨に従い、電圧変換トランス１
５の一次電流の値をこの場合は電圧値に変換して監視す
るために挿人されている電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧値
Ｖｍも、はぼ零となっている。Therefore, according to the spirit of the present invention, the voltage conversion transformer 1
In this case, the voltage value Vm across both ends of the current detection resistor R4, which is inserted to convert the value of the primary current No. 5 into a voltage value and monitor it, is also approximately zero.
この−吹型流検出抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖｍはまた、第一
の比較器１３の逆相人力ないし反転入力に与えられ、一
方、当該第一の比較器１３の正相人力ないし非反転入力
には、電源電圧値の変動に応じて電圧変換トランスに許
容する一次電流の最大値を規定するため、設定電圧値Ｖ
ｓが与えられている。The voltage Vm across the blow mold flow detection resistor R4 is also applied to the negative phase input or inverted input of the first comparator 13, and on the other hand, to the positive phase input or non-inverted input of the first comparator 13. The set voltage value V
s is given.
設定電圧値Ｖｓは、電源電圧ｖ６を抵抗Ｒ３，Ｒ２で分
圧した電圧値と、電源電圧ちをツェナ・ダイオード１２
によりクランプしたある一定のツェナ電圧Ｖｚ（Ｖｘ＜
Ｖａ）を抵抗Ｒ１＋ Ｒ２によって分圧した電圧値とを
、それら抵抗Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，＆：よる電圧加算回路で
加算した電圧値として与えられ、式で表せば次のように
なる。The set voltage value Vs is the voltage value obtained by dividing the power supply voltage v6 by resistors R3 and R2, and the voltage value obtained by dividing the power supply voltage V6 by the Zener diode 12.
A certain Zener voltage Vz (Vx<
It is given as a voltage value obtained by adding the voltage value obtained by dividing Va) by the resistors R1+R2 by a voltage adding circuit made up of the resistors R, , R2, R, &:, and can be expressed by the following equation.
したがってまず、ここで想定しているように、電源投入
直後の状態においては、上記の通り、第一比較器１３の
逆相人力に与えられている電圧値Ｖｍは零であり、正相
入力側は上記■式により有意の電圧値となるので、当該
比較器１３の出力は相対的に高レベル“Ｈ”になる。Therefore, first, as assumed here, in the state immediately after the power is turned on, the voltage value Vm applied to the negative phase input of the first comparator 13 is zero, and the voltage value Vm applied to the negative phase input side of the first comparator 13 is zero, as described above. Since the voltage value becomes a significant voltage value according to the above equation (2), the output of the comparator 13 becomes a relatively high level "H".
この高レベル”Ｈ”は、当該第一比較器１３の出力に接
続されているコンデンサ１８を充電し始めるので、第２
図（ＣＪ中に示されているように、このコンデンサ１８
の両端電圧が所定の時定数に従い、上昇し始める。This high level "H" starts charging the capacitor 18 connected to the output of the first comparator 13, so the second
As shown in the figure (CJ), this capacitor 18
The voltage across the terminal begins to rise according to a predetermined time constant.
この増加傾向になるコンデンサ１８の両端電圧値は第二
の比較器１４の正相入力に与えられ、一方で当該第二の
比較器１４の逆相入力には、ツェナ・ダイオード１２に
よるツェナ電圧Ｖｚを抵抗Ｒ，、Ｒ，で分圧する分圧回
路の接続中点（分圧出力点）が接続され、さらに、一端
が整流回路１９の出力に接続された抵抗Ｒ７の他端が接
続されている。The voltage value across the capacitor 18 that tends to increase is given to the positive phase input of the second comparator 14, while the Zener voltage Vz caused by the Zener diode 12 is applied to the negative phase input of the second comparator 14. The connection middle point (divided voltage output point) of a voltage dividing circuit that divides the voltage by resistors R, , R, is connected, and the other end of resistor R7, whose one end is connected to the output of the rectifier circuit 19, is connected. .
そのため、電源投入の当初にあってスイッチング素子１
７がオフ状態にあり、かつ、整流回路１９の出力に接続
されているエネルギ蓄積コンデンサ３１の蓄積電荷がほ
ぼ放電し切った状態にあれば、上記分圧回路の下側抵抗
Ｒ６に対し、実質的にこの抵抗Ｒ７が並列に入る結果と
なって、この分圧回路の上側抵抗Ｒ５に対し、実質的じ
下側抵抗値はかなり小さくなり、第二比較器１４の逆相
入力は十分低い電圧値に付けられるので、正相入力側の
“Ｈ“レベルに向かう電圧上昇により、比較的速く、こ
の第二比較器１４の出力も高レベル″Ｈ″になる。Therefore, when the power is first turned on, switching element 1
7 is in the off state, and the stored charge of the energy storage capacitor 31 connected to the output of the rectifier circuit 19 is almost fully discharged, the lower resistor R6 of the voltage divider circuit is substantially As a result, this resistor R7 is connected in parallel, and the lower resistance value becomes substantially smaller than the upper resistor R5 of this voltage divider circuit, and the negative phase input of the second comparator 14 has a sufficiently low voltage. Since the output voltage of the second comparator 14 is attached to a high level, the output of the second comparator 14 also becomes a high level "H" relatively quickly due to the voltage rise toward the "H" level on the positive phase input side.
しかるに、この第二比較器１４の″Ｈ″レベルは結局、
スイッチング素子１７へのターン・オン指令として働き
、バイポーラ・トランジスタの相補接続によるドライバ
回路１６を介し、スイッチング手段１７をターン・オン
する。However, the "H" level of this second comparator 14 is ultimately
It serves as a turn-on command to the switching element 17, and turns on the switching means 17 via the driver circuit 16 formed by a complementary connection of bipolar transistors.
すると、第２図（Ｂ）に示されているように、当該オン
となったスイッチング素子１７を介し、直流電源１１か
ら電圧変換トランス１５の一次巻線に一次電流１ｍが供
給される。Then, as shown in FIG. 2(B), 1 m of primary current is supplied from the DC power supply 11 to the primary winding of the voltage conversion transformer 15 via the switching element 17 that has been turned on.
この−吹型９ｆｆｉ１ｍは、時間と共に増加する過渡的
な波形であるが、その瞬時電流値に鑑み、上記の通り簡
単に■■として表すと、当該−吹型流Ｉｓを電圧値に変
換して検出する電流検出抵抗Ｒ４の当該変換電圧値Ｖｍ
は、当然、
■１工Ｒ４・Ｉｍ ・・・・・・・・
■となり、すでに述べたように、これが第一比較器１３
の逆相入力に与えられる。This -blow mold 9ffi1m is a transient waveform that increases with time, but in view of its instantaneous current value, it can be simply expressed as ■■ as described above.The -blow mold flow Is is converted into a voltage value. The converted voltage value Vm of the current detection resistor R4 to be detected
Of course, ■1 engineering R4 Im...
■As mentioned above, this is the first comparator 13
is given to the negative phase input of
したがって、この時間と共に増加する一次電流１ｍの変
換検出電圧値Ｖｍが、やがてのことに上記■式で設定さ
れている設定電圧値Ｖｓ（第２図（＾）中では仮惣線の
しきい値直線で図示）に至ると、第一比較器１３の出力
は反転し、その出力に接続されているコンデンサ１８を
急速に放電するため、第二比較器１４の正相入力側の電
位も実質的に接地レベル程度にまで急速に低下し、これ
によってドライバ回路１６を介してのオン信号を立ち下
げ（ターン・オフィス号を発し）、スイッチング素子１
７をターン・オフする。Therefore, the conversion detection voltage value Vm of the primary current 1m, which increases with time, will eventually change to the set voltage value Vs set by the above formula (shown as a straight line), the output of the first comparator 13 is inverted and the capacitor 18 connected to its output is rapidly discharged, so that the potential on the positive-phase input side of the second comparator 14 also substantially decreases. The voltage rapidly decreases to about the ground level, thereby lowering the ON signal via the driver circuit 16 (generating a turn office signal), and switching element 1
Turn off 7.
これにより、当然、第２図（Ｅ）と同図（Ｂ）の関係に
示されるように、電圧変換トランス１５の一次電流１ｍ
電流の一周期中における立ち上がり時間の終了となる。As a result, as shown in the relationship between FIG. 2(E) and FIG. 2(B), the rise time in one cycle of the primary current 1m of the voltage conversion transformer 15 ends.
しかるに、電圧変換トランス１５の一次電流１ｍが遮断
されれば、電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖｍも再び零に
なる。そのため、第一比較器１３の入力側における電圧
値の大小関係が再び反転し、当該第一比較器１３の出力
が“Ｈ”レベルに反転することでコンデンサ１８の両端
電圧が所定の時定数に従って上昇し始め、適当な時間経
過後に再び第二比較器１４の出力が“Ｈ”レベルになっ
てスイッチング素子１７が再度、ターン・オンし、以下
同様の動作が繰返されて行く。However, when the primary current 1m of the voltage conversion transformer 15 is cut off, the voltage Vm across the current detection resistor R4 also becomes zero again. Therefore, the magnitude relationship of the voltage values on the input side of the first comparator 13 is reversed again, and the output of the first comparator 13 is reversed to "H" level, so that the voltage across the capacitor 18 changes according to a predetermined time constant. After an appropriate time has elapsed, the output of the second comparator 14 becomes "H" level again, the switching element 17 is turned on again, and the same operation is repeated.
明らかなように、このような動作によって得られる電圧
変換トランスの一次電流波形は第２図（Ｂ）に示される
ように疑似交番波形であるので、電圧変換トランス１５
における所定の昇圧比に従い、その二次巻線にも交流電
圧を得ることができ、整流回路１９はこれを整流して直
流出力とし、エネルギ蓄積コンデンサ２１を充電する。As is clear, the primary current waveform of the voltage conversion transformer obtained by such an operation is a pseudo-alternating waveform as shown in FIG. 2(B), so that the voltage conversion transformer 15
According to a predetermined step-up ratio in , an AC voltage can also be obtained at its secondary winding, and the rectifier circuit 19 rectifies this into a DC output to charge the energy storage capacitor 21 .
しかし、第２図の右半分の状態に示されているように、
上記のメカニズムによって電圧変換トランス１５の二次
側に得られた直流電圧がエネルギ蓄積コンデンサ２１を
充電して行った結果、第２図（Ｄ）中に仮想線のしきい
値直線で示されているように、当該二次側出力電圧値が
設定電圧値Ｖ。に至ると、第二比較器１４の出力は低レ
ベル“Ｌ“に固定され、スイッチング素子１７をオフ状
態に維持するようになる。これは次のように説明できる
。However, as shown in the right half of Figure 2,
The DC voltage obtained on the secondary side of the voltage conversion transformer 15 by the above mechanism charges the energy storage capacitor 21, and as a result, it is shown by the virtual threshold line in FIG. 2(D). As shown, the secondary side output voltage value is the set voltage value V. When the output of the second comparator 14 reaches the low level "L", the switching element 17 is maintained in the off state. This can be explained as follows.
ダイオード整流回路１９の出力には抵抗Ｒ，の一端が接
続され、当該抵抗Ｒ７の他端は抵抗Ｒ，、Ｒ，の接続点
に接続される形で第二比較器１４の逆相人力に接続され
ている。したがって既述のように、電源没入の当初は、
ただ単に抵抗Ｒ６に対して実質的に並列に入っていたに
過ぎない抵抗Ｒ７が、その一端側における整流回路出力
電圧値の上昇により、実質的に抵抗値を上げて行くのと
同じ作用を来たし、むしろ、ツェナ電圧Ｖｚを抵抗Ｒｓ
、 Ｒｅで分圧した電圧というよりも、整流回路出力
電圧を抵抗Ｒ，、Ｒ，の分圧回路で分圧した電圧を第二
比較器１４の逆相入力に印加するのが支配的となるよう
な作用を及ぼし、したがって、その電圧が、第二比較器
正相入力側に印加されている電圧を上回る状態を生じ得
る。One end of the resistor R is connected to the output of the diode rectifier circuit 19, and the other end of the resistor R7 is connected to the negative phase input of the second comparator 14 by being connected to the connection point of the resistors R,,R,. has been done. Therefore, as mentioned above, at the beginning of power immersion,
Resistor R7, which is simply connected substantially in parallel with resistor R6, has the same effect as increasing the resistance value due to the increase in the output voltage of the rectifier circuit at one end of the resistor R7. , rather, the Zener voltage Vz is connected to the resistor Rs
, Rather than the voltage divided by Re, the voltage obtained by dividing the output voltage of the rectifier circuit by a voltage dividing circuit of resistors R, , R, is dominantly applied to the negative phase input of the second comparator 14. Therefore, a state may occur in which the voltage exceeds the voltage applied to the positive phase input side of the second comparator.
そこで、当該抵抗Ｒｓ 、 Ｉｌｔ 、 Ｒ？の値を適
当に選定することで直流出力電圧に関する設定電圧値Ｖ
。を設計的に定めて置けば、整流回路出力電圧値がこの
設定電圧値Ｖ。に至ったときに、第二比較器１４の入力
側における電圧値の大小関係が反転する状態を生起する
ことができ、したがってこの事実を利用して、さらに、
当該設定電圧値ｖｏを、エネルギ蓄積コンデンサ２１が
満充電となったときに飽和する整流回路１９の出力電圧
値として定めて置けば、エネルギ蓄積コンデンサ２１が
満充電となると、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を
停止ないし中断させることができる。Therefore, the resistors Rs, Ilt, R? By appropriately selecting the value of , the set voltage value V regarding the DC output voltage
. If this is determined in terms of design, the rectifier circuit output voltage value will be this set voltage value V. When reaching , it is possible to create a state in which the magnitude relationship of the voltage values on the input side of the second comparator 14 is reversed. Therefore, by utilizing this fact, further,
If the set voltage value vo is determined as the output voltage value of the rectifier circuit 19 that is saturated when the energy storage capacitor 21 is fully charged, when the energy storage capacitor 21 is fully charged, the present DC-DC converter 10 operation can be stopped or interrupted.
これは逆に言うと、エネルギ蓄積コンデンサ２１が満充
電となった後にまで、スイッチング素子１７を繰返しオ
ン・オフさせ続け、無駄にバッテリ１１のエネルギを消
費させるような不都合を回避し得るということである。In other words, it is possible to avoid the inconvenience of repeatedly turning the switching element 17 on and off until after the energy storage capacitor 21 is fully charged, which wastes the energy of the battery 11. be.
もちろん、エネルギ蓄積コンデンサ２１の両端電圧が低
下した場合には、第二比較器１４の出力は正相入力側の
電圧値によって規定されるので、第２図中、右半分の部
分にスパイク状に示したように、その低下分を補うよう
に、本ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯを再度、動作させるこ
とができる。Of course, when the voltage across the energy storage capacitor 21 decreases, the output of the second comparator 14 is determined by the voltage value on the positive phase input side, so a spike appears in the right half of FIG. As shown, the present DC-DC converter IO can be operated again to compensate for the decrease.
以上述べた所までで、まずは本発明に従って構成された
ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯの基本的な動作と、直流出力
電圧値が設定電圧値ｖｏに至ったとき、ないし至ってい
る状態を続けているときにコンバージョン動作を中断し
得る動作を説明したが、次いで、バッテリ１１の電源電
圧変動に対しても、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が合理
的な動作を営むことにつき説明する。Having described the above, we will first explain the basic operation of the DC-DC converter lO configured according to the present invention, and when the DC output voltage value reaches or continues to reach the set voltage value vo. Having described the operation that can interrupt the conversion operation, next we will explain how the present DC-DC converter 10 operates rationally even in response to fluctuations in the power supply voltage of the battery 11.
上記で用いた第２図は、明らかなように、バッテリ１１
の電源電圧に実質的に等しい電圧値としての本ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータｌＯの電源電圧Ｖ、に大きな変動がなく、
少なくともほぼ一定値に安定している場合を示している
。実際上、このように、バッテリ１１の両端電圧値が安
定しているときに本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１０が
安定な動作をすることは当然のことながら必須であるの
で、これを証明する上で第２図は１ｇｌな意味があるが
、バッテリ１１による電源電圧ＶＢが変動した場合には
、第５図を参照しての説明となる。As is clear from FIG. 2 used above, the battery 11
DC-D as a voltage value substantially equal to the power supply voltage of
There is no large fluctuation in the power supply voltage V of the C converter lO,
This shows a case where the value is stable at least at a nearly constant value. In practice, it is of course essential that the DC-DC converter 10 of the present invention operates stably when the voltage value across the battery 11 is stable, so in order to prove this, Although FIG. 2 has the meaning of 1 gl, if the power supply voltage VB from the battery 11 fluctuates, the explanation will be made with reference to FIG. 5.
この実施例で想定しているように、直流電源１１が車両
搭載のバッテリであるような場合、先にも述べたように
、当該車両の機関始動時にスタータを動作させると、当
該電源電圧ＶＢは相当に低い値にまで低下する。定１Ｄ
ｃ１２Ｖのバッテリでは容易にＤＣ６Ｖ程度にまで落ち
る。As assumed in this embodiment, when the DC power source 11 is a battery mounted on the vehicle, as mentioned earlier, when the starter is operated when starting the engine of the vehicle, the power supply voltage VB is decreases to a considerably low value. Fixed 1D
With a c12V battery, the voltage can easily drop to around DC6V.
このことを念頭に置いて第５図を見ると、同図（Ａ）に
は、その左半分の部分で電源電圧Ｖ５が電源としてのバ
ッテリ１１に許容可能な最低電圧値Ｖ３、にある場合を
、また右半分では最大電圧値Ｖ８にある場合を示してい
る。With this in mind, when looking at Figure 5, (A) shows the case where the power supply voltage V5 is at the lowest voltage value V3 allowable for the battery 11 as a power source in the left half of the figure. , and the right half shows the case where the voltage is at the maximum voltage value V8.
同じ第５図中、（Ｂ）図から（Ｅ）図までは従来の場合
、ないし本発明を適用しない場合を示し、第５図（＾〉
に示されるように、電源電圧ＶＢが電圧値ＶＬ、 Ｖ、
間で大きく変動するにもかかわらず、電圧変換トランス
１５の一次電流Ｉｍに関し、ある固定の設定電流値Ｉｓ
ｏが設定されているときの当該−吹型流１＋ｍの変化と
、これを生ずるスイッチング素子１７の状態を示してい
る。In the same Figure 5, Figures (B) to (E) show the conventional case or the case where the present invention is not applied.
As shown in , power supply voltage VB has voltage values VL, V,
Although the primary current Im of the voltage conversion transformer 15 varies greatly between
It shows the change in the -blow mold flow 1+m when o is set and the state of the switching element 17 that causes this.
回路構造で言えば、第１図示実施例中にあって抵抗加算
回路Ｒ，、Ｒ，、Ｒ５により電源電圧Ｖ、とツェナ電圧
Ｖｚとを加算することにより、既述の０式に従って設定
電圧値Ｖｓが決定される場合と異なり、例えばツェナ・
ダイオードによってのみ、固定的な設定電流値ＴｉＯに
対応する固定的な設定電圧値ＶＳＯを定めた場合に相当
する。In terms of the circuit structure, in the first illustrated embodiment, by adding the power supply voltage V and the Zener voltage Vz using the resistance adding circuits R, , R, , R5, the set voltage value is determined according to the equation 0 described above. Unlike the case where Vs is determined, for example,
This corresponds to a case where a fixed set voltage value VSO corresponding to a fixed set current value TiO is determined only by the diode.
しかるに、この固定的な設定１１ｔ流値ＸＳＯが、第５
図（Ａ）中の右半分に示されているように、電源電圧Ｖ
、が最大電圧値ｖＨにあるときに適当なるように設定さ
れている場合、つまり第５図 （Ｂ） 、 （Ｃ）の右
半分に示されているように、−周期ごとの電圧変換トラ
ンス１５に一次電流Ｉｎが流れている時間（スイッチン
グ素子がオンとなっている時間）ｔ ｏｎと、流れてい
ない時間（スイッチング素子がオフとなっている時間）
ｔｏｆｆとの比が最大電源電圧値ｖｏにおいて動作効
率上、最適なように定められていたとしよう。However, this fixed setting 11t flow value XSO is
As shown in the right half of figure (A), the power supply voltage V
, is set to be appropriate when it is at the maximum voltage value vH, that is, as shown in the right half of FIGS. The time during which the primary current In flows (the time during which the switching element is on) t on, and the time during which the primary current In does not flow (the time during which the switching element is off)
Let us assume that the ratio with toff is determined to be optimal in terms of operating efficiency at the maximum power supply voltage value vo.
してみるに、一方では第３図に示されているように、一
般に電源電圧ｖｌｌが上記のようじ最低電圧値ｖＬと最
大電圧値Ｖ。の間で変動する場合、当然ではあるが、当
該電源電圧値Ｖ８が最低電圧値ｖＬに近くなる程、電圧
変換トランス１５の一次巻線に流し得る一次電流の最大
値Ｉ−も低下する。したがって、第５図（Ａ）中、左半
分に示されるように、電源電圧Ｖ８が極端に低下し、最
低電圧値ＶＬｅ至る程にもなると、その電圧値ｖＬにお
いてバッテリ１１から電圧変換ト・ランス１５の一次巻
線に流し得る最大一次電流値■しそのものが、第５図（
Ｂ）に示されているように、固定的に設定されている設
定電流値Ｉ、ｏにそもそも至り得ない状況が起こる。On the other hand, as shown in FIG. 3, the power supply voltage vll generally has the same minimum voltage value vL and maximum voltage value V as described above. Naturally, the closer the power supply voltage value V8 is to the lowest voltage value vL, the lower the maximum value I- of the primary current that can flow through the primary winding of the voltage conversion transformer 15. Therefore, as shown in the left half of FIG. 5(A), when the power supply voltage V8 drops extremely and reaches the lowest voltage value VLe, the voltage conversion transformer is removed from the battery 11 at that voltage value vL. The maximum primary current value that can flow through the primary winding of 15 is shown in Figure 5 (
As shown in B), a situation occurs in which the fixedly set set current values I and o cannot be reached in the first place.
こうなれば当然、電圧変換トランス１５の一次電流が設
定電流値に至ったときは当該−次電流を一旦断つように
構成されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素
子にターン・オフ指令が与えられないことになり、第５
図（Ｃ）の左半分に示されるようにスイッチング素子は
オン状態を続け、−次電流は低電流値とは言え、最大電
流値ＩＭ＝ＩＬのまま、電圧変換トランス１５の二次側
エネルギには何等寄与しない無駄なエネルギとして、直
流的に流れ続けてしまう、これは車両搭載のバッテリ１
１を直流電源として使用する場合、極めて望ましくない
こと、明らかである。Naturally, if this happens, a turn-off command will not be given to the switching element in a DC-DC converter configured to temporarily cut off the primary current of the voltage conversion transformer 15 when it reaches the set current value. Therefore, the fifth
As shown in the left half of FIG. continues to flow in the form of direct current as wasted energy that does not contribute anything.
1 as a DC power source is clearly highly undesirable.
そうかと言って、第５図 ＣＤ） 、 （Ｅ）の左半分
に示されているように、電源電圧ｖｌ、の変動範囲にお
ける最低電圧値ｖＬのときに、スイッチング素子ないし
一次電流のオン・オフ時間比（ｊｏｎ／１ｏｒｒ）が最
適になるように、設定電流値ｒｓｏを相当に低い値に設
定してしまうと、同じく第５図 （Ｄ） 、 （Ｅ）に
あ−ってもその右半分に示されるように、電源電圧ＶＢ
が十分高くなった場合には、当該電源から供給される電
圧変換トランスへの一次電流の最大電流値工、が上昇す
る結果、その立ち上がりも急峻になり、流れ始めてから
間もない中に、容易に設定電流値Ｉ３゜に至ってしまう
事態となり、そのオン時間ｔ。ｎ゛は極めて短くなって
、効率的な動作は期待できず、電圧変換トランスの二次
側で見ると、出力電力は大きく採れなくなってしまう。That being said, as shown in the left half of Figure 5 (CD) and (E), when the lowest voltage value vL in the fluctuation range of the power supply voltage vl is reached, the switching element or primary current is turned on and off. If the set current value rso is set to a considerably low value so that the time ratio (jon/1orr) is optimized, the right half of As shown in , the power supply voltage VB
When the current becomes sufficiently high, the maximum current value of the primary current supplied from the power supply to the voltage conversion transformer increases, and as a result, its rise becomes steep, and it becomes easy to A situation occurs in which the set current value I3° is reached, and the on-time t. Since n' becomes extremely short, efficient operation cannot be expected, and on the secondary side of the voltage conversion transformer, a large amount of output power cannot be obtained.
これに対し、本発明においては、第５図（Ｆ）に示され
ているように、この電圧変換トランス１５に流れる一次
電流に関してスイッチング素子をターン・オフすべき電
流値である設定電流値■、そのものを可変にしている。On the other hand, in the present invention, as shown in FIG. 5(F), a set current value (2), which is a current value at which the switching element should be turned off with respect to the primary current flowing through the voltage conversion transformer 15; It makes it variable.
先に説明したように、第１図示の本発明実施例回路では
、−吹型流軸の監視は電流検出抵抗Ｒ４を介し電圧Ｖｍ
に変換して行なっており、そのときどきの一次電流値り
ｎ＋に対応するこの電圧値Ｖｍが第一比較器１３の逆相
入力に与えられている。As explained above, in the circuit according to the embodiment of the present invention shown in the first figure, the -blow mold flow axis is monitored by the voltage Vm via the current detection resistor R4.
This voltage value Vm corresponding to the primary current value n+ at that time is applied to the negative phase input of the first comparator 13.
一方で、スイッチング素子１７をターン・オフすべき一
次電流値である設定電流値■、に対応する設定電圧値Ｖ
ｓは、電源電圧Ｖ、を分圧する抵抗回路Ｒ，、Ｒ，と、
電源電圧Ｖ８よりは低い基準電圧Ｖｚを分圧する抵抗回
路Ｒ，、Ｒ２の分圧回路による電圧加算回路を介して第
一比較器１３の正相入力に与えられている。この場合、
抵抗Ｒ２は両分圧回路に共通の抵抗として利用されてい
るが、木質的には各分圧回路に個別の下側抵抗の並列合
成抵抗値として定義できる。また、基準電圧源も、図示
の場合は最も簡単なツェナ・ダイオード１２を一本だけ
用いて構成しているが、もっと精度の高い回路であって
も良い。On the other hand, the set voltage value V corresponds to the set current value ■, which is the primary current value at which the switching element 17 should be turned off.
s is a resistance circuit R, , R, which divides the power supply voltage V, and
The reference voltage Vz, which is lower than the power supply voltage V8, is applied to the positive phase input of the first comparator 13 via a voltage adding circuit including a voltage dividing circuit of resistor circuits R, , R2. in this case,
Although the resistor R2 is used as a common resistor for both voltage dividing circuits, it can be logically defined as a parallel combined resistance value of individual lower resistances for each voltage dividing circuit. Further, although the reference voltage source is constructed using only one Zener diode 12, which is the simplest in the illustrated case, it may be a circuit with higher precision.
いずれにしろ、このようにして、設定電圧値Ｖｓが既掲
の０式に従い、一定基準電圧Ｖｚと、変動する要因を含
む電源電圧ｖＩＩの加算電圧値として定義されると、当
該設定電圧値Ｖｓは、電源電圧ν、が低くなれば低くな
り、高くなれば高くなる追従特性を示す、■式中の変動
要因は電源電圧値Ｖａのみであって、残りの他の値Ｖｚ
、 Ｒ，、Ｒ，、Ｒ８は全て、設計的に固定設定し得
るからである。In any case, in this way, if the set voltage value Vs is defined as the added voltage value of the constant reference voltage Vz and the power supply voltage vII including the varying factors according to the above-mentioned formula 0, then the set voltage value Vs shows a tracking characteristic that decreases as the power supply voltage ν decreases and increases as it increases.■The fluctuation factor in the equation is only the power supply voltage value Va, and the remaining other values Vz
, R, , R, , R8 can all be fixedly set by design.
したがって、第３図に示されるように、バッチＩＪＩＩ
の電圧値Ｖ、の最大変動幅が最低電圧値ｖＬと最大電圧
値Ｖ、どの間であれば、それら両電圧値ＶＬ＋Ｖ、間の
変動に対し、上記他の値の設定によってその傾きαが定
義し得る直線Ｖｓを得ることができ、当該傾きα、すな
わち電源電圧変動率に対する設定電圧（基準電圧）Ｖｓ
の変動率関係や、電源電圧ＶＢが最低電圧値ｖＬないし
最大電圧値ｖＨにあるときにもスイッチング素子１７に
対して適当ないし許容可能なオン・オフ時間比（ｔ、、
／ｌ、ｒｒ）比を与え得る設定電圧ｖＳＬないしＶｓ□
（ひいては−吹型流Ｉｓに関する設定電流値Ｉ３Ｌない
しＩ ＩＩＨ）を設計的に最適な値に決定し、低い電源
電圧値から高い電源電圧値まで、効率良く動作するＤＣ
−ＤＣコンバータを得ることができる。Therefore, as shown in FIG.
If the maximum variation width of the voltage value V is between the lowest voltage value vL and the maximum voltage value V, then the slope α for the variation between both voltage values VL+V is defined by the settings of the other values mentioned above. A possible straight line Vs can be obtained, and the slope α, that is, the set voltage (reference voltage) Vs with respect to the power supply voltage fluctuation rate
, and an appropriate or allowable on-off time ratio (t, ,
/l, rr) setting voltage vSL or Vs□
By determining the set current value I3L to I IIH related to the blowing mold flow Is to the optimum value in terms of design, the DC can operate efficiently from a low power supply voltage value to a high power supply voltage value.
- A DC converter can be obtained.
これは既述の０式を次のように書き直すと分かり易い。This can be easily understood by rewriting the above-mentioned equation 0 as follows.
Ｖｓ ＝α・ｖ！ｌ＋β；
ただし、
すなわち、抵抗Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，の値により、電源電圧
Ｖ、に対する係数αを決定できるので、第３図に示され
ている設定電圧Ｖｓの変化曲線（−次直線）の傾きαを
それら抵抗値Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，の値によって最適なよう
に設定することができ、電源電圧ｖ６の変動に応じての
設定電圧Ｖｓの変動率を最適に設定できるのみならず、
それら抵抗値Ｒ＋ 、 Ｒ２、Ｒ３と基準電圧源１２の
発生する基準電圧Ｖｚに応じ、第２図中でＶｓ軸切片β
を決定できるので、例えば電源電圧Ｖ、が最低電圧値ｖ
ｌ、にあるときに最も効率の良い動作を期待し得る一次
電流オン・オフ比を得るための設定電圧値ＶＳＬ、をも
最適に設定することができる。もちろん、当該最低設定
電圧値ｖＳＬの値と設定電圧Ｖｓの変化率αとを独立に
決定できるということは、バッテリ１１の電圧ｖａが定
格電圧にあるときはもとより、許容変動範囲内の最大電
圧値Ｖイに至るまで、効率的なコンバージョン動作を保
証し得るものとなる。Vs = α・v! l+β; However, since the coefficient α for the power supply voltage V can be determined by the values of the resistors R, R2, R, The slope α can be optimally set by the values of these resistance values R, , R2, R, and not only can the fluctuation rate of the set voltage Vs in response to fluctuations in the power supply voltage v6 be optimally set,
Depending on the resistance values R+, R2, R3 and the reference voltage Vz generated by the reference voltage source 12, the Vs axis intercept β in FIG.
For example, the power supply voltage V is the lowest voltage value v
It is also possible to optimally set the set voltage value VSL in order to obtain a primary current on/off ratio at which the most efficient operation can be expected when the voltage is at 1. Of course, the fact that the value of the minimum set voltage value vSL and the rate of change α of the set voltage Vs can be determined independently means that the voltage va of the battery 11 is at the rated voltage, as well as the maximum voltage value within the allowable fluctuation range. Efficient conversion operation can be guaranteed up to VB.
これが例えば、第１図示の回路において、基準電圧Ｖｚ
に関する電圧加算を止め、抵抗りを排斥して抵抗Ｒ２、
Ｒ３により電源電圧ＶＢを分圧する回路だけを設け、こ
の分圧回路出力電圧のみを第一比較器１３に与えた状態
を考えると、それでも、電源電圧ｖｌｌの変動に対する
設定電圧Ｖｓの変化率は、それら抵抗値Ｒ，、Ｒ，の値
の如何により、上記の係数αを調整することによって、
ある程度任、！ＩＣ設定可能であるが、明らかなように
、第３図中におけるＶｓ軸切片βが得られず、したがっ
て、必ずしも最適なコンバージョン動作は保証し得ない
。For example, in the circuit shown in the first diagram, the reference voltage Vz
Stop adding the voltage for R2, eliminate the resistance, and
Considering a state in which only a circuit that divides the power supply voltage VB by R3 is provided and only the output voltage of this voltage divider circuit is applied to the first comparator 13, the rate of change in the set voltage Vs with respect to fluctuations in the power supply voltage vll is still as follows. By adjusting the above coefficient α depending on the values of these resistance values R,,R,,
A certain amount of responsibility! Although IC setting is possible, as is clear, the Vs-axis intercept β in FIG. 3 cannot be obtained, and therefore, an optimal conversion operation cannot necessarily be guaranteed.
このようにして、本発明に従い、電源電圧ｖｌの変動に
追従し、スイッチング素子１７をターン・オフさせるべ
き一次電流値である設定電流値１．＋ないしこれに対応
する設定電圧値Ｖｓを最適に変更し得る回路が組まれて
いると、第５図 （Ｆ） 、 ＣＧ）に示されているよ
うに、同図左半分において電源電圧ｖ８が許容可能な最
低電圧値ｖＬにあるときに最も低い設定電流値Ｉ５．（
ないし設定電圧値ＶＳＬ）に従ってそのオン・オフが適
当なるように制御されていたスイッチング素子１７は、
仮に、同図右半分に示されているように、電源電圧ｖｌ
ｌが許容可能な最大電圧値ｖＨになったときにも、これ
に対応して設定電流値１．ないし設定電圧値Ｖｓが最大
の値１３ＨないしＶｓＨを採るので、やはり同様に最適
ないし少なくとも適当な範囲で制御される。In this way, according to the present invention, the set current value 1. which is the primary current value at which switching element 17 should be turned off follows the fluctuation of power supply voltage vl. + or a circuit that can optimally change the set voltage value Vs corresponding to this value, as shown in Fig. 5 (F), CG), the power supply voltage v8 will change in the left half of the figure. The lowest set current value I5. when at the lowest allowable voltage value vL. (
The switching element 17 was controlled to turn on and off appropriately according to the set voltage value VSL.
As shown in the right half of the figure, if the power supply voltage vl
Even when l reaches the maximum allowable voltage value vH, the set current value 1. Since the set voltage value Vs takes the maximum value 13H or VsH, control is similarly performed within the optimum or at least appropriate range.
つまり、高い電圧値によって大きな一次電流がより急峻
な傾きで電圧変換トランス１５に供給されても、それが
そのときの設定電流値１１１８に至るまでの時間、ひい
てはスイッチング素子１７の単位回あたりのオン時間ｔ
０゜は、電源電圧ＶＢが低い場合と同程度に採ることが
できる。In other words, even if a large primary current is supplied to the voltage conversion transformer 15 with a steeper slope due to a higher voltage value, the time it takes for the current to reach the set current value 1118 at that time, and the turn-on time of the switching element 17 per unit time. time t
0° can be taken to the same extent as when the power supply voltage VB is low.
もちろん、第５図中にあっては、電源電圧ｖｌｌの許容
変動範囲の最低、最大値について示しであるが、上記メ
カニズムからして明らかなように、それら最低、最大値
間の中間の電圧値範囲の全てに対し、そのときどきに適
当なるように、設定電流値■３または設定電圧値Ｖｓが
追従変化する。Of course, Fig. 5 shows the minimum and maximum values of the allowable variation range of the power supply voltage vll, but as is clear from the above mechanism, the voltage value intermediate between these minimum and maximum values is For the entire range, the set current value (3) or the set voltage value Vs changes as appropriate from time to time.
このようにして変換効率ないし電源利用効率の改善され
た本発明ＤＣ−ＤＣコンバータ１０によれば、例えば図
示の通り、これを容量放電式点火装置のエネルギ蓄積コ
ンデンサ２１の充電用に用いる場合にも、第４図に比較
曲線を示すように、従来にあっては機関の特に高回転領
域で発電電力の大きなとき、すなわち電源電圧の高いと
きにむしろ変換効率が落ち、仮想線の曲線で示されてい
るように、設定電圧値ｖｏに至ってエネルギ蓄積コンデ
ンサを充電するまで（は長い時間が掛かり、十分に充電
し切れない中に点火時期に至ってしまうようなことも実
際にあったが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１０を利
用すると、実線の曲線で示されているように、機関の回
転状態にかかわらず、安定した、しかも高速での充電が
可能さなる。According to the DC-DC converter 10 of the present invention, which has improved conversion efficiency or power usage efficiency in this way, it can also be used, for example, for charging the energy storage capacitor 21 of a capacitive discharge type ignition device, as shown in the figure. , as shown in the comparison curve in Figure 4, in the past, when the generated power was large especially in the high rotation range of the engine, that is, when the power supply voltage was high, the conversion efficiency actually decreased, as shown by the virtual line curve. As shown in the figure, it takes a long time to reach the set voltage value vo and charge the energy storage capacitor, and there have actually been cases where the ignition timing was reached before the energy storage capacitor was fully charged. When the DC-DC converter 10 is used, stable and high-speed charging becomes possible regardless of the rotational state of the engine, as shown by the solid curve.
なお、上記した図示実施例の場合、整流回路ｉ９は半波
整流ダイオードで簡単に構成されているが、全波整流用
ダイオード・ブリッジその他、適当な公知整流回路を用
いて良く、また、スイッチング素子１７も、図示の場合
には絶縁ゲート型電界効果トランジスタとして一般的な
ＭＯＳ−ＦＥＴが例示されているが、これに限らない。In the illustrated embodiment described above, the rectifier circuit i9 is simply composed of a half-wave rectifier diode, but a full-wave rectifier diode bridge or other suitable known rectifier circuit may be used. Although 17 is illustrated as an example of a common MOS-FET as an insulated gate field effect transistor, the present invention is not limited to this.
ただ、電圧制御素子であると、周辺駆動回路系も簡幣に
なる外、バッテリの消費電力もそれだけ確実に低下し得
るので、その点では望ましい。バイポーラ型であっても
、通常のバイポーラ・トランジスタは避け、最近開発さ
れた絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（いわゆる
ＩＧＢＴ）等を用いた方が良い。また、設定電流値■ｓ
ないし設定電圧値Ｖｓは、図示実施例の場合、アナログ
的に変化するが、あらかじめデジタル的に何段階かの値
を定めて置き、そのときどきの直流電源電圧値社応じて
適当な値を選択するようにしても良い。However, a voltage control element is preferable in that respect because it not only simplifies the peripheral drive circuit system, but also reliably reduces battery power consumption. Even if it is a bipolar type, it is better to avoid a normal bipolar transistor and use a recently developed insulated gate bipolar transistor (so-called IGBT). In addition, the set current value ■s
In the case of the illustrated embodiment, the set voltage value Vs changes in an analog manner, but several levels of values are determined in advance digitally, and an appropriate value is selected depending on the DC power supply voltage value at that time. You can do it like this.
［効 果］
本発明によれば、簡単な回路構成であるにもかかわらず
、電源電圧の変動に応じてスイッチング素子をターン・
オフすべき電圧変換トランス一次電流値を変更制御でき
、電源電圧が低いときから高いときまで、効率良く動作
し得るＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。[Effect] According to the present invention, although the circuit configuration is simple, the switching element can be turned and turned in response to fluctuations in the power supply voltage.
It is possible to provide a DC-DC converter that can change and control the primary current value of the voltage conversion transformer to be turned off and that can operate efficiently from low to high power supply voltages.
また、本ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する直流電圧値に
関しても設定電圧値を設け、この設定電圧値に至った場
合には本ＤＣ−ＤＣコンバータのコンバージョン動作を
中断するようにした場合には、上記効果に加え、負荷の
状態に応じて最適な動作が期待でき、負荷側にてエネル
ギの供給を要求していないときにまで、無駄に動作する
のを防ぐことができ、消費電力を節約し、電源の負担を
大いに軽くすることができる。In addition, if a set voltage value is also set for the DC voltage value output by this DC-DC converter, and the conversion operation of this DC-DC converter is interrupted when this set voltage value is reached, the above In addition to its effectiveness, it can be expected to operate optimally depending on the load condition, and can prevent unnecessary operation even when the load is not requesting energy supply, saving power consumption. The burden on the power supply can be greatly reduced.
したがって、直流電源として車載バッテリを用い、容量
放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデンサ充電用に用い
る場合に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは特に有効で
ある。Therefore, the DC-DC converter of the present invention is particularly effective when an on-vehicle battery is used as a DC power source and used for charging an energy storage capacitor of a capacitive discharge type ignition device.
第１図は本発明に従って構成された一実施例としてのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを内燃機関の容量放電式点火装置に
用いた場合の概略構成図。
第２図は電源電圧がほぼ安定している場合において（Ｄ
本発明Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータの動作の説明図。
第３図は電圧変換トランスの一次巻線に供給し得る一次
電流最大値あるいは設定を流値または設定電圧値に対し
、電源電圧の変動が及ぼす影響の説明図
第４図は容量放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデンサ
充電用に本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合と
従来のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合とを当該充電
時間に関して比較した説明図。
第５図は電源電圧に変動が見込まれる場合における本発
明ＤＣ−ＤＣコンバータの動作の説明図。
である。
図中、１０は全体としての本発明ＤＣ−ＤＣコンバータ
、 １１は直流電源としてのバッテリ、１２は基準電圧
源としてのツェナ・ダイオード、１３は第一比較器、１
４は第二比較器、１５は電圧変換トランス、１６はドラ
イバ回路、１７はスイッチング素子、１８は時定数設定
用コンデンサ、 １９は整流回路としてのダイオード、
３１は容量放電式点火装置におけるエネルギ蓄積コンデ
ンサ、３２は点火コイル、３３は点火制御回路、３４は
パワー・スイッチング素子、３５は点火プラグ、ＶＢは
直流電源電圧、Ｉｌｌは電圧変換トランス−次電流、Ｖ
−は−次電流を電圧に変換して検出した当該検出電圧値
、Ｖｓは設定電圧、ＶＺは基ｌ電圧、Ｖ、は出力直流電
圧値に対する設定電圧、Ｒ，、Ｒ，、Ｒ，は電源電圧及
び基準電圧の分圧回路兼電圧加算回路、Ｒ４は一次電流
の電圧変換検出抵抗、Ｒ，、Ｒ，、Ｒアは出力直流電圧
値の検出回路構成用の抵抗、である。FIG. 1 shows a D as an embodiment constructed according to the present invention.
1 is a schematic configuration diagram when a C-DC converter is used in a capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine. Figure 2 shows the case where the power supply voltage is almost stable (D
FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation of the D C-DC converter of the present invention. Figure 3 is an explanatory diagram of the influence of fluctuations in power supply voltage on the maximum value or setting of the primary current that can be supplied to the primary winding of the voltage conversion transformer. FIG. 2 is an explanatory diagram comparing the charging time between the case where the DC-DC converter of the present invention is used and the case where a conventional DC-DC converter is used for charging the energy storage capacitor of FIG. FIG. 5 is an explanatory diagram of the operation of the DC-DC converter of the present invention when fluctuations in the power supply voltage are expected. It is. In the figure, 10 is the DC-DC converter of the present invention as a whole, 11 is a battery as a DC power source, 12 is a Zener diode as a reference voltage source, 13 is a first comparator, 1
4 is a second comparator, 15 is a voltage conversion transformer, 16 is a driver circuit, 17 is a switching element, 18 is a time constant setting capacitor, 19 is a diode as a rectifier circuit,
31 is an energy storage capacitor in a capacitive discharge type ignition device, 32 is an ignition coil, 33 is an ignition control circuit, 34 is a power switching element, 35 is a spark plug, VB is a DC power supply voltage, Ill is a voltage conversion transformer-secondary current, V
- is the detected voltage value detected by converting the current to voltage, Vs is the set voltage, VZ is the base voltage, V is the set voltage for the output DC voltage value, R,, R,, R, is the power supply A voltage dividing circuit/voltage adding circuit for voltage and reference voltage, R4 is a primary current voltage conversion detection resistor, and R, R, and R are resistors for configuring an output DC voltage value detection circuit.
Claims (2)
ら電圧変換トランスへ一次電流の供給を開始する一方、
該供給開始後の該一次電流値を監視し、該一次電流値が
所定の設定電流値にまで至ったことを検出すると上記ス
イッチング手段を一旦ターン・オフし、その後再度、該
スイッチング手段をターン・オンする動作を繰返すこと
により、上記電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧
交流出力を整流して直流出力とするＤＣ−ＤＣコンバー
タであって； 上記直流電源の電圧値を監視し、その高低変動に応じて
上記設定電流値を変更し、該直流電源電圧値が相対的に
低い場合には、相対的に高い場合に比し、上記設定電流
値を相対的に小さな値とする設定電流値変更回路を有す
ること；を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。(1) While turning on the switching means to start supplying primary current from the DC power supply to the voltage conversion transformer,
The primary current value after the start of the supply is monitored, and when it is detected that the primary current value has reached a predetermined set current value, the switching means is turned off once, and then the switching means is turned off again. A DC-DC converter that rectifies the boosted AC output obtained on the secondary side of the voltage conversion transformer and converts it into a DC output by repeating a turning-on operation; monitors the voltage value of the DC power supply and detects its high and low levels; A set current value that changes the set current value according to fluctuations, and makes the set current value a relatively smaller value when the DC power supply voltage value is relatively low than when it is relatively high. A DC-DC converter comprising a changing circuit.
流出力を整流して得られる直流出力電圧値を監視し、該
直流出力電圧値が所定の設定電圧値に至ったことを検出
すると上記スイッチング手段をオフ状態に維持する出力
電圧監視回路をも有すること； を特徴とする請求項（１）に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。(2) Monitor the DC output voltage value obtained by rectifying the boosted AC output obtained on the secondary side of the voltage conversion transformer, and when it is detected that the DC output voltage value has reached a predetermined set voltage value, the above The DC-DC converter according to claim 1, further comprising an output voltage monitoring circuit that maintains the switching means in an off state.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165431A JPH0750985B2 (en) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165431A JPH0750985B2 (en) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | DC-DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0336958A true JPH0336958A (en) | 1991-02-18 |
| JPH0750985B2 JPH0750985B2 (en) | 1995-05-31 |
Family
ID=15812300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1165431A Expired - Lifetime JPH0750985B2 (en) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | DC-DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0750985B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004005705A1 (en) * | 2002-07-03 | 2004-01-15 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Booster power supply for engine generator and its controlling method |
| KR100452758B1 (en) * | 2001-02-28 | 2004-10-14 | 주식회사 만도 | Disk Brake |
| US6975520B2 (en) | 2002-10-09 | 2005-12-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | DC-DC converter having stable input voltage |
| JP2016152736A (en) * | 2015-02-19 | 2016-08-22 | 株式会社リコー | Inverter apparatus |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6038081U (en) * | 1983-08-19 | 1985-03-16 | ソニー株式会社 | switching regulator |
| JPS6349107U (en) * | 1986-09-12 | 1988-04-02 | ||
| JPH01311864A (en) * | 1988-02-10 | 1989-12-15 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | Switching system stablizing electric source device |
| JPH0241631U (en) * | 1988-09-09 | 1990-03-22 |
-
1989
- 1989-06-29 JP JP1165431A patent/JPH0750985B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6038081U (en) * | 1983-08-19 | 1985-03-16 | ソニー株式会社 | switching regulator |
| JPS6349107U (en) * | 1986-09-12 | 1988-04-02 | ||
| JPH01311864A (en) * | 1988-02-10 | 1989-12-15 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | Switching system stablizing electric source device |
| JPH0241631U (en) * | 1988-09-09 | 1990-03-22 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100452758B1 (en) * | 2001-02-28 | 2004-10-14 | 주식회사 만도 | Disk Brake |
| WO2004005705A1 (en) * | 2002-07-03 | 2004-01-15 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Booster power supply for engine generator and its controlling method |
| EP1557561A1 (en) * | 2002-07-03 | 2005-07-27 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Booster power supply for engine generator and its controlling method |
| EP1557561A4 (en) * | 2002-07-03 | 2009-04-08 | Shindengen Electric Mfg | Booster power supply for engine generator and its controlling method |
| US6975520B2 (en) | 2002-10-09 | 2005-12-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | DC-DC converter having stable input voltage |
| JP2016152736A (en) * | 2015-02-19 | 2016-08-22 | 株式会社リコー | Inverter apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0750985B2 (en) | 1995-05-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7392798B2 (en) | Multiple-spark ignition system for internal combustion engine | |
| US20060021607A1 (en) | Engine ignition system | |
| US4788486A (en) | Vehicular power supply system having a plurality of power supply voltages | |
| US6982499B1 (en) | Power converting method and apparatus | |
| JP3826822B2 (en) | Vehicle power generation control device | |
| US6271649B1 (en) | Control apparatus for vehicle AC generator | |
| JPH0349599A (en) | Control apparatus of ac generator for vehicle | |
| JPH0638720B2 (en) | Control device for vehicle generator | |
| US5949223A (en) | Power source apparatus having first and second switching power source units | |
| JPH0937597A (en) | Generator for vehicle | |
| JP4218862B2 (en) | Synchronous rectifier circuit for flyback converter | |
| JPH0336958A (en) | Dc-dc converter | |
| JPH06113534A (en) | Power supply | |
| JPH04325801A (en) | Dc/dc converter for electric automobile | |
| JPS59200066A (en) | High voltage generating circuit of car ignition system | |
| JP2005080336A (en) | Switching power supply for vehicle | |
| JPH09285035A (en) | Charging-voltage controlling circuit for car | |
| JP2008106723A (en) | Ignition control device of internal combustion engine | |
| JPH089567A (en) | Output control and output controller of ac generator for vehicle | |
| JP4816319B2 (en) | Capacitor discharge engine ignition system | |
| JPH03124262A (en) | Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converter | |
| JPH08111292A (en) | Power supply circuit and discharge lamp lighting device using the circuit | |
| JP2956061B2 (en) | Power supply for vehicles | |
| JP4277457B2 (en) | Buck-type in-vehicle charger | |
| JPWO2005075817A1 (en) | Capacitor capacity ignition device |