JPH03124111A - ディジタルコントロールドフィルタ - Google Patents
ディジタルコントロールドフィルタInfo
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- JPH03124111A JPH03124111A JP1262264A JP26226489A JPH03124111A JP H03124111 A JPH03124111 A JP H03124111A JP 1262264 A JP1262264 A JP 1262264A JP 26226489 A JP26226489 A JP 26226489A JP H03124111 A JPH03124111 A JP H03124111A
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- JP
- Japan
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- multiplier
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- output
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- 230000010354 integration Effects 0.000 claims abstract description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000011426 transformation method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野〕
この発明は、アナログ式のボルテージコンドロールドフ
ィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコン
トロールドフィルタに関する。
ィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコン
トロールドフィルタに関する。
[従来技術]
アナログのミュージックシンセサイザ等では、第7図に
示すようなVCF (ボルテージコンドロールドフィル
タ)が盛んに用いられる。ここで、各単位フィルタ1−
1. 1−2.・・・・、1−nは、例えばCRのパッ
シブ回路等を用いてカットオフ周波数を可変できるよう
に構成された一次ローパスフィルタからなり、その低域
通過伝達関数は、カットオフ周波数FCは、 p c w=□ ・・・・・・(2)2
π で表わされる。
示すようなVCF (ボルテージコンドロールドフィル
タ)が盛んに用いられる。ここで、各単位フィルタ1−
1. 1−2.・・・・、1−nは、例えばCRのパッ
シブ回路等を用いてカットオフ周波数を可変できるよう
に構成された一次ローパスフィルタからなり、その低域
通過伝達関数は、カットオフ周波数FCは、 p c w=□ ・・・・・・(2)2
π で表わされる。
帰還回路2および減算回路3は、縦続接続された単位フ
ィルタ1−1. 1−2.・・・・、1−nの終段1−
nの出力を初段に負帰還するためのものである。帰還回
路2のゲインβは、VCFのカットオフ周波数FC近傍
におけるレゾナンスに関連する。第8図は、VCFのフ
ィードバック係数すなわち帰還回路2のゲインβを変化
させたときの周波数応答を示す。
ィルタ1−1. 1−2.・・・・、1−nの終段1−
nの出力を初段に負帰還するためのものである。帰還回
路2のゲインβは、VCFのカットオフ周波数FC近傍
におけるレゾナンスに関連する。第8図は、VCFのフ
ィードバック係数すなわち帰還回路2のゲインβを変化
させたときの周波数応答を示す。
ディジタルのミュージックシンセサイザ等において、こ
のようなVCFに対応するもの(ディジタルコントロー
ルドフィルタ)としては、FIR(フィニットインパル
スレスポンス)形またはIIR(インフィニットインパ
ルスレスポンス)形のディジタルフィルタが用いられて
いる。
のようなVCFに対応するもの(ディジタルコントロー
ルドフィルタ)としては、FIR(フィニットインパル
スレスポンス)形またはIIR(インフィニットインパ
ルスレスポンス)形のディジタルフィルタが用いられて
いる。
しかしながら、これらのディジタルフィルタは同時に設
定すべき乗算器の係数が多く、またこれらの係数とフィ
ルタ特性との関係が複雑なため、制御が難しいという不
都合があった。
定すべき乗算器の係数が多く、またこれらの係数とフィ
ルタ特性との関係が複雑なため、制御が難しいという不
都合があった。
ディジタルフィルタの他の例として、アナログフィルタ
の特性式における加算を加算器に、減算を減算器、また
は加算器と反転器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に
各々置換してなるものが知られている(特開昭61−1
8212号)。
の特性式における加算を加算器に、減算を減算器、また
は加算器と反転器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に
各々置換してなるものが知られている(特開昭61−1
8212号)。
このディジタルフィルタは、アナログフィルタと殆ど同
じ周波数特性を持つとともに、乗算器の係数とフィルタ
特性との関係が単純でアナログフィルタ同じように扱い
易いという特徴を有している。
じ周波数特性を持つとともに、乗算器の係数とフィルタ
特性との関係が単純でアナログフィルタ同じように扱い
易いという特徴を有している。
しかしながら、この特開昭61−18212号に開示さ
れたものと同様の一次ローパスフィルタを、第7図の単
位フィルタとして単純に置き換えただけでは、所期のフ
ィルタ動作が実現されないという不都合があった。
れたものと同様の一次ローパスフィルタを、第7図の単
位フィルタとして単純に置き換えただけでは、所期のフ
ィルタ動作が実現されないという不都合があった。
[発明が解決しようとする課題]
この発明は、上述した従来例における問題点に鑑みてな
されたもので、アナログ式のボルテージコンドロールド
フィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコ
ントロールドフィルタを提供することを目的とする。
されたもので、アナログ式のボルテージコンドロールド
フィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコ
ントロールドフィルタを提供することを目的とする。
[課題を解決するための手段]
前記の目的を達成するためこの発明では、アナログフィ
ルタの特性式における加算を加算器に、減算を減算器に
、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換してなるデ
ィジタル一次フィルタを複数個縦続接続してなるカスケ
ード回路と、このカスケード回路の出力に0≦β<1な
る係数βを乗算する乗算器と、入力信号から前記乗算器
の出力を減算して前記カスケード回路に入力する減算器
と、前記カスケード回路、乗算器および減算器からなる
閉ループ中に介挿された遅延回路とを具備することを特
徴としている。
ルタの特性式における加算を加算器に、減算を減算器に
、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換してなるデ
ィジタル一次フィルタを複数個縦続接続してなるカスケ
ード回路と、このカスケード回路の出力に0≦β<1な
る係数βを乗算する乗算器と、入力信号から前記乗算器
の出力を減算して前記カスケード回路に入力する減算器
と、前記カスケード回路、乗算器および減算器からなる
閉ループ中に介挿された遅延回路とを具備することを特
徴としている。
ここで、減算器とは、反転器と加算器とにより等価的に
減算を行なうように構成したものを含むものである。
減算を行なうように構成したものを含むものである。
なお、前記単位フィルタは累算器内に累算器出力をサン
プリングパルスの1周期(標本化周期)遅延させるため
の遅延回路を備えている。この遅延回路と前記閉ループ
中に介挿すべき遅延回路とが完全に直列に接続される構
成となる場合には、一方を省略することができる。すな
わち、前記閉ループ中に介挿すべき遅延回路は、累算器
内に本来含まれている遅延回路で兼用することがで籾る
。
プリングパルスの1周期(標本化周期)遅延させるため
の遅延回路を備えている。この遅延回路と前記閉ループ
中に介挿すべき遅延回路とが完全に直列に接続される構
成となる場合には、一方を省略することができる。すな
わち、前記閉ループ中に介挿すべき遅延回路は、累算器
内に本来含まれている遅延回路で兼用することがで籾る
。
[作用コ
前記の構成において、遅延回路を含まない場合、すなわ
ち前記したアナログ式のボルテージコントロールドフィ
ルタ(アナログVCF)に対し、各単位フィルタを前記
特開昭61−18212号に開示されたものと同様のデ
ィジタル一次フィルタで置き換え、かつ帰還回路2を乗
算器に、減算回路3を減算器に置き換えただけの場合、
通常は、フィルタ内に遅延回路を含まない閉ループ(デ
イレイフリーループ)が形成されるため、アナログフィ
ルタにおける発振状態と同様の状態となり、フィルタと
して正常に動作しない。
ち前記したアナログ式のボルテージコントロールドフィ
ルタ(アナログVCF)に対し、各単位フィルタを前記
特開昭61−18212号に開示されたものと同様のデ
ィジタル一次フィルタで置き換え、かつ帰還回路2を乗
算器に、減算回路3を減算器に置き換えただけの場合、
通常は、フィルタ内に遅延回路を含まない閉ループ(デ
イレイフリーループ)が形成されるため、アナログフィ
ルタにおける発振状態と同様の状態となり、フィルタと
して正常に動作しない。
ここでは、単位フィルタのカスケード回路、乗算器およ
び減算器からなる閉ループ中に遅延回路を介挿すること
によって前記デイレイフリーループが構成されることを
防止している。
び減算器からなる閉ループ中に遅延回路を介挿すること
によって前記デイレイフリーループが構成されることを
防止している。
この発明においては、デイレイフリーループがで籾ない
ため、ディジタルフィルタとしての動作が正常に行なわ
れる。そして、遅延回路を除けば前記アナログVCFと
等価に構成されているため周波数特性は殆ど同じである
。すなわち、単位フィルタにアナログVCFの制御電圧
に代わる乗算係数を与えることによりカットオフ周波数
FCを制御することができ、帰還用の乗算器の係数を変
化することによりフィルタの共振特性を変えることがで
きる。さらに、単位フィルタとして前記特開昭61−1
8212号に開示されたものと同様のディジタル一次フ
ィルタを用いているため、乗算器の係数とフィルタ特性
、特にカットオフ周波数FCとの関係が単純で扱い易い
。
ため、ディジタルフィルタとしての動作が正常に行なわ
れる。そして、遅延回路を除けば前記アナログVCFと
等価に構成されているため周波数特性は殆ど同じである
。すなわち、単位フィルタにアナログVCFの制御電圧
に代わる乗算係数を与えることによりカットオフ周波数
FCを制御することができ、帰還用の乗算器の係数を変
化することによりフィルタの共振特性を変えることがで
きる。さらに、単位フィルタとして前記特開昭61−1
8212号に開示されたものと同様のディジタル一次フ
ィルタを用いているため、乗算器の係数とフィルタ特性
、特にカットオフ周波数FCとの関係が単純で扱い易い
。
[効果]
すなわち、この発明によると、アナログVCFと同様の
特性を有し、かつアナログフィルタと同様の使い易さを
持ったディジタルコントロールドフィルタを実現するこ
とができる。
特性を有し、かつアナログフィルタと同様の使い易さを
持ったディジタルコントロールドフィルタを実現するこ
とができる。
[実施例]
以下、この発明を実施例に基づき詳細に説明する。なお
、全図を通して共通または対応する部分は同一の符号を
付して表わす。
、全図を通して共通または対応する部分は同一の符号を
付して表わす。
第1図は、この発明のディジタルコントロールドフィル
タの基本構成を示す。
タの基本構成を示す。
同図のフィルタは、n個の単位フィルタ1−1゜1−2
.・・・・、1−nを縦続接続してなるカスケード回路
10、このカスケード回路の出力にO≦β<1なる係数
βを乗算する乗算器2、人力信号から前記乗算器2の出
力を減算して前記カスケード回路10に入力する減算器
3、ならびにこれらのカスケード回路10、乗算器2お
よび減算器3からなる閉ループ中に介挿された遅延回路
4により構成される。
.・・・・、1−nを縦続接続してなるカスケード回路
10、このカスケード回路の出力にO≦β<1なる係数
βを乗算する乗算器2、人力信号から前記乗算器2の出
力を減算して前記カスケード回路10に入力する減算器
3、ならびにこれらのカスケード回路10、乗算器2お
よび減算器3からなる閉ループ中に介挿された遅延回路
4により構成される。
単位フィルタ1−1. 1−2. ・・・・、!−nと
しては、前記特開昭61−18212号に開示されたよ
うに、アナログフィルタの特性式における加算を加算器
に、減算を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に
各々置換してなるディジタル一次フィルタを用いること
ができる。
しては、前記特開昭61−18212号に開示されたよ
うに、アナログフィルタの特性式における加算を加算器
に、減算を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に
各々置換してなるディジタル一次フィルタを用いること
ができる。
第2〜第5図にこのような単位フィルタの構成例を示す
。各図中、符号「+」は無印または十印の付された入力
端へ入力されるデータを加算し一印の付された入力端へ
入力されるデータを減算する加算器または減算器、Mは
入力される信号に一定値(以下、係数という)を乗算す
る乗算器、z−1は入力されるデータをサンプリングパ
ルスの1周期(標本化周期)遅延させる遅延回路である
。また、各乗算器の上方に付された符号はその乗算器に
おいて信号に乗算する係数を示している。
。各図中、符号「+」は無印または十印の付された入力
端へ入力されるデータを加算し一印の付された入力端へ
入力されるデータを減算する加算器または減算器、Mは
入力される信号に一定値(以下、係数という)を乗算す
る乗算器、z−1は入力されるデータをサンプリングパ
ルスの1周期(標本化周期)遅延させる遅延回路である
。また、各乗算器の上方に付された符号はその乗算器に
おいて信号に乗算する係数を示している。
第2図は、特開昭61−18212号の実施例に記載さ
れているものと同じ一次ローパスフィルタである。
れているものと同じ一次ローパスフィルタである。
同図のフィルタは、カットオフ周波数が0くα〈1の範
囲の値で与えられる係数αに応じて決定される。そして
、αが1より充分に小さい範囲ではカットオフ周波数F
Cとαはほぼ比例関係となり、 (但し、F3はサンプリング周波数) で表わされる。このように係数αがカットオフ周波数F
Cとほぼ比例関係となっているということは、フィルタ
の制御がし易いことを意味している。
囲の値で与えられる係数αに応じて決定される。そして
、αが1より充分に小さい範囲ではカットオフ周波数F
Cとαはほぼ比例関係となり、 (但し、F3はサンプリング周波数) で表わされる。このように係数αがカットオフ周波数F
Cとほぼ比例関係となっているということは、フィルタ
の制御がし易いことを意味している。
第3図は、第1図の単位フィルタ1−1.1−2゜・・
・・、1−nの他の例を示す。
・・、1−nの他の例を示す。
これらの単位フィルタは、例えば、次のようにして構成
を決定することができる。
を決定することができる。
まず、対応するアナログフィルタの特性式をラプラス関
数で表わす。これは、交流回路の複素伝達関数における
jωをSで置換すればよい。
数で表わす。これは、交流回路の複素伝達関数における
jωをSで置換すればよい。
次に、このラプラス関数に適宜のS−Z変換を施す。そ
して、この2間数H(z)を必要に応じて適宜簡略化し
た後、回路化する。
して、この2間数H(z)を必要に応じて適宜簡略化し
た後、回路化する。
このS−Z変換は、公知の変換法であるが、の変換を行
なう「微分の差分近似に基づ<s−z変換」や s−awl −z−’ exp(aT)および(s−a
+j b) (s−a+j b)x (s−a)”
+b” 一*1−2e”cos(bT)z−’4−6”” z
−2なる変換対により変換を行なう「整合2変換」が好
適である。
なう「微分の差分近似に基づ<s−z変換」や s−awl −z−’ exp(aT)および(s−a
+j b) (s−a+j b)x (s−a)”
+b” 一*1−2e”cos(bT)z−’4−6”” z
−2なる変換対により変換を行なう「整合2変換」が好
適である。
微分の差分近似に基づ<s−z変換による場合は、最も
簡便である0例えば、一次ローパスフィルタの伝達(出
力/入力の)ラプラス関数は、H(s)−□
・・・・・・(4)S+a で表わされる。この式に前記の変換を施すために、Sを
1 ++ z −rに、aTをαに置換すると、α H(Z)! 1−2−’+。 −−−−−−(5)に
なる、この式を遅延回路z−11乗算器αおよび加減算
器上を用いて回路に表わせば第4図のようになる。この
回路は、係数を除算1/(1+α)により求めなければ
ならず、処理の遅れを招く場合がある。その場合には、
下記のように修正するとよい。
簡便である0例えば、一次ローパスフィルタの伝達(出
力/入力の)ラプラス関数は、H(s)−□
・・・・・・(4)S+a で表わされる。この式に前記の変換を施すために、Sを
1 ++ z −rに、aTをαに置換すると、α H(Z)! 1−2−’+。 −−−−−−(5)に
なる、この式を遅延回路z−11乗算器αおよび加減算
器上を用いて回路に表わせば第4図のようになる。この
回路は、係数を除算1/(1+α)により求めなければ
ならず、処理の遅れを招く場合がある。その場合には、
下記のように修正するとよい。
ここで、現在のデータと1標本化周期前のデータとの差
分1−z−’は微分を意味しており、定数αの微分(1
−z−’)αは0である。これを考慮すると、上式は のように書き変えることができる。この式を回路に表わ
せば第2および第3図のようになる。
分1−z−’は微分を意味しており、定数αの微分(1
−z−’)αは0である。これを考慮すると、上式は のように書き変えることができる。この式を回路に表わ
せば第2および第3図のようになる。
第5図は、整合zR,換により求めた一次ローパスフィ
ルタの回路例を示す。
ルタの回路例を示す。
第2〜4図に示したフィルタは、出力0UTIを1標本
化周期遅延させる遅延回路11を備えている。このため
、第1図の遅延回路4としてカスケード回路10の出力
を1標本化周期遅延させるものを用いるとすれば、この
遅延回路4の出力は最終段の単位フィルタ1−nの出力
OUT 1を1標本化周期遅延させたもの、すなわち第
2〜4図の出力0UT2と等価となる。したがって、単
位フィルタ1−1. 1−2. =、 1−nとして
一第2〜4図に示すように出力0UTIとこの出力0U
TIを1標本化周期遅延させた出力0UT2との双方の
出力が可能なものを用いる場合には、単位フィルタ1−
1. 1−2.・・・・、1−nのうちいずれかにおい
て出力0UT2を次段へ送出するようにすれば、第1図
の遅延回路4を省略することができる。
化周期遅延させる遅延回路11を備えている。このため
、第1図の遅延回路4としてカスケード回路10の出力
を1標本化周期遅延させるものを用いるとすれば、この
遅延回路4の出力は最終段の単位フィルタ1−nの出力
OUT 1を1標本化周期遅延させたもの、すなわち第
2〜4図の出力0UT2と等価となる。したがって、単
位フィルタ1−1. 1−2. =、 1−nとして
一第2〜4図に示すように出力0UTIとこの出力0U
TIを1標本化周期遅延させた出力0UT2との双方の
出力が可能なものを用いる場合には、単位フィルタ1−
1. 1−2.・・・・、1−nのうちいずれかにおい
て出力0UT2を次段へ送出するようにすれば、第1図
の遅延回路4を省略することができる。
第6図は、このように遅延回路4を省略する場合のディ
ジタルコントロールドフィルタの構成例を示す。
ジタルコントロールドフィルタの構成例を示す。
[変形例]
なお、この発明は、上述の実施例に限定されることなく
適宜変形して実施することができる。例えば、上述にお
いては、ローパスフィルタの例についてのみ説明したが
、この発明は、バイパスフィルタ、ならびに一次のロー
パスおよびバイパスフィルタを混成してなるディジタル
コンドロールドハイ/ロー/バンドパスフィルタにも適
用出来る。また、対応するアナログVCFの構成も第7
図のような単位フィルタをカスケード接続してなるもの
に限定されないことは勿論である。
適宜変形して実施することができる。例えば、上述にお
いては、ローパスフィルタの例についてのみ説明したが
、この発明は、バイパスフィルタ、ならびに一次のロー
パスおよびバイパスフィルタを混成してなるディジタル
コンドロールドハイ/ロー/バンドパスフィルタにも適
用出来る。また、対応するアナログVCFの構成も第7
図のような単位フィルタをカスケード接続してなるもの
に限定されないことは勿論である。
第1図は、この発明のディジタルコントロールドフィル
タの基本構成を示す回路図、 第2〜5図は、それぞれ第1図のフィルタに用いられる
単位フィルタの構成例を示す回路図、第6図は、この発
明のディジタルコントロールドフィルタの変形例を示す
回路図、 第7図は、従来のアナログ式ボルテージコンドロールド
フィルタの基本構成を示す回路図、そして 第8図は、第7図のフィルタの出力特性を示すグラフで
ある。 10:カスケード回路
タの基本構成を示す回路図、 第2〜5図は、それぞれ第1図のフィルタに用いられる
単位フィルタの構成例を示す回路図、第6図は、この発
明のディジタルコントロールドフィルタの変形例を示す
回路図、 第7図は、従来のアナログ式ボルテージコンドロールド
フィルタの基本構成を示す回路図、そして 第8図は、第7図のフィルタの出力特性を示すグラフで
ある。 10:カスケード回路
Claims (4)
- (1)アナログフィルタの特性式における加算を加算器
に、減算を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に
各々置換してなるディジタル一次フィルタを複数個縦続
接続してなるカスケード回路と、 このカスケード回路の出力に0≦β<1なる係数βを乗
算する乗算器と、 入力信号から前記乗算器の出力を減算して前記カスケー
ド回路に入力する減算器と、 前記カスケード回路、乗算器および減算器からなる閉ル
ープ中に介挿された遅延回路と を具備することを特徴とするディジタルコントロールド
フィルタ。 - (2)前記ディジタル一次フィルタは、一次ローパスフ
ィルタである請求項1記載のディジタルコントロールド
フィルタ。 - (3)前記一次ローパスフィルタは、1サンプリング周
波数前のデータを表わす記号をZ^−^1としてH(Z
)=出力/入力=(a)/{1−(1−α)Z^−^1
}で表わされる伝達関数を前記特性式とするフィルタで
ある請求項2記載のディジタルコントロールドフィルタ
。 - (4)前記遅延回路が前記累算器に含まれる遅延回路と
兼用されるものである請求項3記載のディジタルコント
ロールドフィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1262264A JPH03124111A (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1262264A JPH03124111A (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03124111A true JPH03124111A (ja) | 1991-05-27 |
Family
ID=17373371
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1262264A Pending JPH03124111A (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03124111A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6496553B1 (en) | 1997-12-19 | 2002-12-17 | Nec Corporation | PLL for reproducing standard clock from random time information |
-
1989
- 1989-10-09 JP JP1262264A patent/JPH03124111A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6496553B1 (en) | 1997-12-19 | 2002-12-17 | Nec Corporation | PLL for reproducing standard clock from random time information |
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