JPH03124110A - ディジタルコントロールドフィルタ - Google Patents
ディジタルコントロールドフィルタInfo
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- JPH03124110A JPH03124110A JP1262265A JP26226589A JPH03124110A JP H03124110 A JPH03124110 A JP H03124110A JP 1262265 A JP1262265 A JP 1262265A JP 26226589 A JP26226589 A JP 26226589A JP H03124110 A JPH03124110 A JP H03124110A
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Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、アナログ式のボルテージコンドロールドフ
ィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコン
ドロールドフィルタに関する。
ィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコン
ドロールドフィルタに関する。
[従来技術]
アナログのミュージックシンセサイザ等では、第9図に
示すようなVCF(ボルテージコンドロールドフィルタ
)が盛んに用いられる。ここで、各単位フィルタ1−1
. 1−2.・・・・、1−〇は、例えばCRのパッシ
ブ回路等を用いてカットオフ周波数を可変できるように
構成された一次ローパスフィルタからなり、その低域通
過伝達関数は、カットオフ周波数fCは、 fC=□ ・・・・・・ (2)2
π で表わされる。
示すようなVCF(ボルテージコンドロールドフィルタ
)が盛んに用いられる。ここで、各単位フィルタ1−1
. 1−2.・・・・、1−〇は、例えばCRのパッシ
ブ回路等を用いてカットオフ周波数を可変できるように
構成された一次ローパスフィルタからなり、その低域通
過伝達関数は、カットオフ周波数fCは、 fC=□ ・・・・・・ (2)2
π で表わされる。
また、帰還回路3および減算回路4は、縦続接続された
単位フィルタ1−1. 1−2.・・・・、1−nの終
段1−nの出力を初段に負帰還するためのものである。
単位フィルタ1−1. 1−2.・・・・、1−nの終
段1−nの出力を初段に負帰還するためのものである。
帰還回路3のゲインβは、vCFのカットオフ周波数f
C近傍におけるレゾナンスに関連する。
C近傍におけるレゾナンスに関連する。
ディジタルのミュージックシンセサイザ等において、こ
のようなVCFに対応するもの(ディジタルコンドロー
ルドフィルタ)としては、FIR(フィニットインパル
スレスポンス)形またはIIR(インフイニットインパ
ルスレスポンス)形のディジタルフィルタが用いられて
いる。
のようなVCFに対応するもの(ディジタルコンドロー
ルドフィルタ)としては、FIR(フィニットインパル
スレスポンス)形またはIIR(インフイニットインパ
ルスレスポンス)形のディジタルフィルタが用いられて
いる。
しかしながら、これらのディジタルフィルタは同時に設
定すべき乗算器の係数が多く、またこれらの係数とフィ
ルタ特性との関係が複雑なため、制御が難しいという不
都合があった。
定すべき乗算器の係数が多く、またこれらの係数とフィ
ルタ特性との関係が複雑なため、制御が難しいという不
都合があった。
本発明者等はこのような欠点を解消するため、第9図の
アナログフィルタにおける単位フィルタの代わりに特開
昭61−18212号に開示されたようなディジタル一
次ローパスフィルタを用いその特性を制御可能なディジ
タルコンドロールドフィルタを構成することを試みた。
アナログフィルタにおける単位フィルタの代わりに特開
昭61−18212号に開示されたようなディジタル一
次ローパスフィルタを用いその特性を制御可能なディジ
タルコンドロールドフィルタを構成することを試みた。
第10図にその一例を示す、同図において、符号「+」
は無印または十印の付された入力端へ入力されるデータ
を加算し一印の付された入力端へ入力されるデータを減
算する加算器または減算器、Mは入力される信号に一定
値(以下、係数という)を乗算する乗算器、Z″1は入
力されるデータをサンプリングパルスの1周期(標本化
周期)T遅延させる遅延回路である。また、各乗算器の
上方に付された符号はその乗算器において信号に乗算す
る係数を示している。
は無印または十印の付された入力端へ入力されるデータ
を加算し一印の付された入力端へ入力されるデータを減
算する加算器または減算器、Mは入力される信号に一定
値(以下、係数という)を乗算する乗算器、Z″1は入
力されるデータをサンプリングパルスの1周期(標本化
周期)T遅延させる遅延回路である。また、各乗算器の
上方に付された符号はその乗算器において信号に乗算す
る係数を示している。
同図において、単位フィルタであるディジタル一次ロー
パスフィルタ1−1.1−2は、アナログ一次ローパス
フィルタの特性式における加算を加算器に、減算を減算
器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換してな
るもので、その低域通過伝達関数は、 α H(Z)−、−(1−CE) z−’ −°°°°°
(3)で表わされる。また、カットオフ周波数fcは、
α(=aT)が1より充分に小さければ(但し、f3は
サンプリング周波数) で表わされる。すなわち、このディジタル一次ローパス
フィルタは、アナログフィルタと殆ど同じ周波数特性を
持つとともに、乗算器の係数αとフィルタ特性との関係
が単純でアナログフィルタと同じように扱い易いという
長所を有している。
パスフィルタ1−1.1−2は、アナログ一次ローパス
フィルタの特性式における加算を加算器に、減算を減算
器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換してな
るもので、その低域通過伝達関数は、 α H(Z)−、−(1−CE) z−’ −°°°°°
(3)で表わされる。また、カットオフ周波数fcは、
α(=aT)が1より充分に小さければ(但し、f3は
サンプリング周波数) で表わされる。すなわち、このディジタル一次ローパス
フィルタは、アナログフィルタと殆ど同じ周波数特性を
持つとともに、乗算器の係数αとフィルタ特性との関係
が単純でアナログフィルタと同じように扱い易いという
長所を有している。
第10図のディジタルコンドロールドフィルタにおいて
は、乗算器Mの係数αおよび乗算器3の係数βを設定す
ることによって周波数特性を第11図のように任意に設
定することができる。
は、乗算器Mの係数αおよび乗算器3の係数βを設定す
ることによって周波数特性を第11図のように任意に設
定することができる。
ここで、カットオフ周波数は、式(4)からも分るよう
に、乗算器Mの係数αに依存する。また、乗算器3の係
数βは前記アナログVCFにおける帰還回路3のゲイン
に対応し、フィルタのカットオフ周波数fc近傍におけ
るレゾナンスに関連する。
に、乗算器Mの係数αに依存する。また、乗算器3の係
数βは前記アナログVCFにおける帰還回路3のゲイン
に対応し、フィルタのカットオフ周波数fc近傍におけ
るレゾナンスに関連する。
[発明が解決しようとする課題]
ところで、第10図のディジタルコンドロールドフィル
タにおいては、βを大きめに設定し、かつαを1に近づ
けていくと、サンプリング周波数fsの1/2の周波数
の発振を生じ、αをさらにlに近づけると、発振振幅は
さらに増大する。そして、同図のフィルタは、有限語長
の系であるため、入力信号はこの発振のために阻止され
、出力の信号レベルが低下するという不都合があった。
タにおいては、βを大きめに設定し、かつαを1に近づ
けていくと、サンプリング周波数fsの1/2の周波数
の発振を生じ、αをさらにlに近づけると、発振振幅は
さらに増大する。そして、同図のフィルタは、有限語長
の系であるため、入力信号はこの発振のために阻止され
、出力の信号レベルが低下するという不都合があった。
つまり、第12A図に示すような入力信号サンプル波形
に対して、出力信号サンプル波形は第12B図に示すよ
うに発振波形が重畳されたものとなり、この振幅が前記
有限の語長により定まる最大振幅を超えると、その超え
る部分は振幅を制限され、波形としてはクリップされ、
出力信号の振幅が減少してしまう。
に対して、出力信号サンプル波形は第12B図に示すよ
うに発振波形が重畳されたものとなり、この振幅が前記
有限の語長により定まる最大振幅を超えると、その超え
る部分は振幅を制限され、波形としてはクリップされ、
出力信号の振幅が減少してしまう。
この発明は、上述した従来例における問題点に鑑みてな
されたもので、アナログ式のボルテージコンドロールド
フィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコ
ンドロールドフィルタを提供することを目的とする。
されたもので、アナログ式のボルテージコンドロールド
フィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコ
ンドロールドフィルタを提供することを目的とする。
[課題を解決するための手段]
前記の目的を達成するためこの発明では、ディジタル情
報により任意ではあるが同一のカットオフ周波数を設定
される複数個のディジタル一次ローパスフィルタ(単位
フィルタ)を縦続接続し、この縦続回路の出力を乗算器
および加減算器を用いて入力端へ帰還するように構成さ
れたディジタルコンドロールドフィルタにおいて、前記
ディジタル一次ローパスフィルタとしてアナログ一次ロ
ーパスフィルタの特性式における加算を加算器に、減算
を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換
してなるフィルタを用いるとともに、信号処理用の標本
化周波数の1/2の周波数において伝達ゲインが低下す
る特性の挿入フィルタを、前記複数個の単位フィルタお
よび帰還回路からなる閉ループ中を挿入したことを特徴
としている。
報により任意ではあるが同一のカットオフ周波数を設定
される複数個のディジタル一次ローパスフィルタ(単位
フィルタ)を縦続接続し、この縦続回路の出力を乗算器
および加減算器を用いて入力端へ帰還するように構成さ
れたディジタルコンドロールドフィルタにおいて、前記
ディジタル一次ローパスフィルタとしてアナログ一次ロ
ーパスフィルタの特性式における加算を加算器に、減算
を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換
してなるフィルタを用いるとともに、信号処理用の標本
化周波数の1/2の周波数において伝達ゲインが低下す
る特性の挿入フィルタを、前記複数個の単位フィルタお
よび帰還回路からなる閉ループ中を挿入したことを特徴
としている。
挿入フィルタとしては、バンドパスフィルタや前記一次
ローパスフィルタのカットオフ周波数より高く前記標本
化周波数の1/2の周波数より低いカットオフ周波数を
設定された別のディジタルローパスフィルタを用いるこ
とができる。
ローパスフィルタのカットオフ周波数より高く前記標本
化周波数の1/2の周波数より低いカットオフ周波数を
設定された別のディジタルローパスフィルタを用いるこ
とができる。
ここで、減算器とは、反転器と加算器とにより等価的に
減算を行なうように構成したものを含むものである。
減算を行なうように構成したものを含むものである。
[作用]
前記の構成において、複数個の単位フィルタおよび帰還
回路からなる部分の動作は、fs/2の発振の問題を除
けば、第10図のアナログVCFと略々同様である。前
記挿入フィルタは、前記単位フィルタを動作させる標本
化周波数fsの1/2の周波数において伝達ゲインが低
下している。このため、前記閉ループのループゲインは
、前記挿入フィルタの存在によりを低下される。これに
より、f5/2の発振が防止され、あるいは振幅を砥減
される。一方、前記挿入フィルタのカットオフ周波数は
、前記単位フィルタのカットオフ周波数より高く設定さ
れる。このため、ディジタルコンドロールドフィルタと
しての特性への悪影響は防止される。
回路からなる部分の動作は、fs/2の発振の問題を除
けば、第10図のアナログVCFと略々同様である。前
記挿入フィルタは、前記単位フィルタを動作させる標本
化周波数fsの1/2の周波数において伝達ゲインが低
下している。このため、前記閉ループのループゲインは
、前記挿入フィルタの存在によりを低下される。これに
より、f5/2の発振が防止され、あるいは振幅を砥減
される。一方、前記挿入フィルタのカットオフ周波数は
、前記単位フィルタのカットオフ周波数より高く設定さ
れる。このため、ディジタルコンドロールドフィルタと
しての特性への悪影響は防止される。
また、この発明は、前記挿入フィルタを除けばアナログ
VCFと等価に構成されているため周波数特性は殆ど同
じである。すなわち、単位フィルタにアナログVCFの
制御電圧に代わる乗算係数を与えることによりカットオ
フ周波数fCを制御することができ、帰還用の乗算器の
係数を変化することによりフィルタの共振特性を変える
ことができる。さらに、単位フィルタとして前記特開昭
61−18212号に開示されたものと同様のディジタ
ル一次フィルタを用いているため、乗算器の係数とフィ
ルタ特性、特にカットオフ周波数fcとの関係が単純で
扱い易い。
VCFと等価に構成されているため周波数特性は殆ど同
じである。すなわち、単位フィルタにアナログVCFの
制御電圧に代わる乗算係数を与えることによりカットオ
フ周波数fCを制御することができ、帰還用の乗算器の
係数を変化することによりフィルタの共振特性を変える
ことができる。さらに、単位フィルタとして前記特開昭
61−18212号に開示されたものと同様のディジタ
ル一次フィルタを用いているため、乗算器の係数とフィ
ルタ特性、特にカットオフ周波数fcとの関係が単純で
扱い易い。
C効果]
このようにこの発明によると、アナログVCFと同様の
特性を有し、かつアナログフィルタと同様の使い易さを
持ったディジタルコンドロールドフィルタを実現するこ
とができる。
特性を有し、かつアナログフィルタと同様の使い易さを
持ったディジタルコンドロールドフィルタを実現するこ
とができる。
[実施例]
以下、この発明を実施例に基づぎ詳細に説明する。なお
、全図を通して共通または対応する部分は同一の符号を
付して表わす。
、全図を通して共通または対応する部分は同一の符号を
付して表わす。
第1図は、この発明の一実施例に係るディジタルコンド
ロールドフィルタの構成を示す。
ロールドフィルタの構成を示す。
同図のフィルタは、ディジタル一次ローパスフィルタで
ある単位フィルタ1−1.1’−2、乗算器3および減
算器4、ならびにこの発明の特徴とする挿入フィルタと
して第2のローパスフィルタ5を具備する。
ある単位フィルタ1−1.1’−2、乗算器3および減
算器4、ならびにこの発明の特徴とする挿入フィルタと
して第2のローパスフィルタ5を具備する。
ディジタル一次ローパスフィルタ1−1および1−2は
、特開昭68−18212号の実施例に記載されている
ものと実質的に同じもので、アナログ一次ローパスフィ
ルタのラプラス伝達関数H(S) −、+8 ・
・・・・・(5)に適宜のs−z・変換を施し、この2
閏数H(z)を必要に応じて適宜簡略化した後、回路化
したものである。これらのラプラス伝達関数およびS−
2変換は、公知である。
、特開昭68−18212号の実施例に記載されている
ものと実質的に同じもので、アナログ一次ローパスフィ
ルタのラプラス伝達関数H(S) −、+8 ・
・・・・・(5)に適宜のs−z・変換を施し、この2
閏数H(z)を必要に応じて適宜簡略化した後、回路化
したものである。これらのラプラス伝達関数およびS−
2変換は、公知である。
採用するs−z変換としては、
の変換を行なう「微分の差分近似に基づ<s−z変換」
や s−aml−z−’ exp(aT)および(s−a+
J b) (s−a+j b)= (s−a)2+b
2 −41−2 e”cos(b T) z−’+ e ”
” z−2なる変換対により変換を行なう「整合2変換
」が好適である。
や s−aml−z−’ exp(aT)および(s−a+
J b) (s−a+j b)= (s−a)2+b
2 −41−2 e”cos(b T) z−’+ e ”
” z−2なる変換対により変換を行なう「整合2変換
」が好適である。
微分の差分近似に基づ<s−z変換による場合は、最も
簡便である。前記のラプラス伝達関数にこのS−Z変換
を施すために、Sを1−z−’に、aTをαに置換する
と、 α H(z)=1−、−、+。 ・−−−−−(6)にな
る、この式を遅延回路z−1、乗算器αおよび加減算器
上を用いて回路に表わせば第2図のようになる。この回
路は、係数を除算1/(1+α)により求めなければな
らず、処理の遅れを招く場合があるから、下記のように
修正する。
簡便である。前記のラプラス伝達関数にこのS−Z変換
を施すために、Sを1−z−’に、aTをαに置換する
と、 α H(z)=1−、−、+。 ・−−−−−(6)にな
る、この式を遅延回路z−1、乗算器αおよび加減算器
上を用いて回路に表わせば第2図のようになる。この回
路は、係数を除算1/(1+α)により求めなければな
らず、処理の遅れを招く場合があるから、下記のように
修正する。
すなわち、現在のデータと1標本化周期前のデータとの
差分1−z”’は微分を意味しており、定数αの微分(
1−z−’)αは0である。これを考慮すると、上式は α t −(t−a) z−’ ・・・・・・(6)のよ
うに書き換えることができる。この式を回路に表わせば
第1および第3図のようになる。
差分1−z”’は微分を意味しており、定数αの微分(
1−z−’)αは0である。これを考慮すると、上式は α t −(t−a) z−’ ・・・・・・(6)のよ
うに書き換えることができる。この式を回路に表わせば
第1および第3図のようになる。
第4図は、整合2変換により求めた一次ローパスフィル
タの回路例を示す。
タの回路例を示す。
第1〜4図のフィルタは、カットオフ周波数が0くαく
1の範囲の値で与えられる係数αに応じて決定される。
1の範囲の値で与えられる係数αに応じて決定される。
そして、αが!より充分に小さい範囲では前記の変換や
近似の精度が高く、カットオフ周波数fCとαはほぼ比
例関係となり、(但し、fsはサンプリング周波数) で表わされる。したがって、この係数αを変化すること
により、カットオフ周波数を前記第11図に示すと同様
に変化させることができる。このように係数αがカット
オフ周波数fcとほぼ比例関係となっているということ
は、フィルタの制御がし易いことを意味している。
近似の精度が高く、カットオフ周波数fCとαはほぼ比
例関係となり、(但し、fsはサンプリング周波数) で表わされる。したがって、この係数αを変化すること
により、カットオフ周波数を前記第11図に示すと同様
に変化させることができる。このように係数αがカット
オフ周波数fcとほぼ比例関係となっているということ
は、フィルタの制御がし易いことを意味している。
第2〜3図に示したフィルタは、出力端子として0UT
1およびこの0UTIを遅延回路z −1で1標本化周
期遅延させた出力を発生する0UT2を備えている。そ
して、第1図においてはフィルタ1の出力端子はou’
rtを用いているがフィルタ2の出力端子は0UT2を
用いている。これは、遅延回路を含まない閉ループ(デ
イレイフリーループ)が形成されると、正常な演算動作
が行なわれないので、単位フィルタ1−1.1−2、第
2のローパスフィルタ5、乗算器3および減算器4から
なる閉ループに必ず遅延回路z−1を含むようにするた
めである。
1およびこの0UTIを遅延回路z −1で1標本化周
期遅延させた出力を発生する0UT2を備えている。そ
して、第1図においてはフィルタ1の出力端子はou’
rtを用いているがフィルタ2の出力端子は0UT2を
用いている。これは、遅延回路を含まない閉ループ(デ
イレイフリーループ)が形成されると、正常な演算動作
が行なわれないので、単位フィルタ1−1.1−2、第
2のローパスフィルタ5、乗算器3および減算器4から
なる閉ループに必ず遅延回路z−1を含むようにするた
めである。
第1図において、第2のローパスフィルタ5は、乗算器
Mの係数がα’−172に設定され、そのカットオフ周
波数fQがほぼf、/4に設定されている他は、単位フ
ィルタ1−1.12と全く同様に構成されている。第5
図は第2のローパスフィルタ5の周波数特性を示す。こ
のフィルタ5は、単位フィルタ1−1.1−2、乗算器
3および減算器4からなる閉ループの、周波数f3/2
におけるループゲインを低下させ、周波数f3/2の発
振を防止し、または発振波形の振幅を低減する。
Mの係数がα’−172に設定され、そのカットオフ周
波数fQがほぼf、/4に設定されている他は、単位フ
ィルタ1−1.12と全く同様に構成されている。第5
図は第2のローパスフィルタ5の周波数特性を示す。こ
のフィルタ5は、単位フィルタ1−1.1−2、乗算器
3および減算器4からなる閉ループの、周波数f3/2
におけるループゲインを低下させ、周波数f3/2の発
振を防止し、または発振波形の振幅を低減する。
乗算器3は、単位フィルタ2の出力のうち出力0UT2
を、第2のローパスフィルタ5を介して入力され、これ
に所定の係数βを乗算する。
を、第2のローパスフィルタ5を介して入力され、これ
に所定の係数βを乗算する。
減算器4は、入力サンプル波形信号から乗算器3の出力
を減算して単位フィルタ2に入力する。
を減算して単位フィルタ2に入力する。
この係数βを変化することにより、フィルタ特性を前記
第11図に示すように変化させることができる。
第11図に示すように変化させることができる。
第6図は、この発明のディジタルコンドロールドフィル
タを電子楽器の音源に適用する場合の構成例を示す。同
図において、61は例えば自然楽器音の各サンプル点デ
ータを格納したメモリからなるディジタル波形音源、6
2はこの発明のディジタルコンドロールドフィルタ、6
3はこのディジタルコンドロールドフィルタ62の出力
に基いて楽音を形成する楽音形成手段である。
タを電子楽器の音源に適用する場合の構成例を示す。同
図において、61は例えば自然楽器音の各サンプル点デ
ータを格納したメモリからなるディジタル波形音源、6
2はこの発明のディジタルコンドロールドフィルタ、6
3はこのディジタルコンドロールドフィルタ62の出力
に基いて楽音を形成する楽音形成手段である。
同図において、ディジタルコンドロールドフィルタ62
は、第7図に示すように、音色制御信号として与えられ
るパラメータα制御信号(特に音高データに対応する)
によりカットオフ周波数を制御され、かつパラメータβ
制御信号(特に音色データに対応する)によりフィルタ
レゾナンス特性を制御される。これらの制御により、発
生する楽音の音色を制御することができる。
は、第7図に示すように、音色制御信号として与えられ
るパラメータα制御信号(特に音高データに対応する)
によりカットオフ周波数を制御され、かつパラメータβ
制御信号(特に音色データに対応する)によりフィルタ
レゾナンス特性を制御される。これらの制御により、発
生する楽音の音色を制御することができる。
[変形例]
なお、この発明は、上述の実施例に限定されることなく
適宜変形して実施することができる。例えば、上述にお
いては、第2のローパスフィルタ5を単位フィルタ1−
2と乗算器3との間に挿入する例について説明したが、
このローパスフィルタ5の挿入位置は前記閉ループ内で
あればどこでもよい。例えば、第8図に示すように、単
位フィルタ1−1と減算器4との開環メインの回路に挿
入しても同様の効果が得られる。但し、係数βを小さく
したときは、αを1に近づけても発振は発生しにくいた
め、挿入されたフィルタの影響を受けにくいことが好ま
しい。このためには、挿入されるフィルタの位置は、単
位フィルタ1−2と乗算器3との間、または乗算器3と
減算器4との間のように帰還系内が好ましい。
適宜変形して実施することができる。例えば、上述にお
いては、第2のローパスフィルタ5を単位フィルタ1−
2と乗算器3との間に挿入する例について説明したが、
このローパスフィルタ5の挿入位置は前記閉ループ内で
あればどこでもよい。例えば、第8図に示すように、単
位フィルタ1−1と減算器4との開環メインの回路に挿
入しても同様の効果が得られる。但し、係数βを小さく
したときは、αを1に近づけても発振は発生しにくいた
め、挿入されたフィルタの影響を受けにくいことが好ま
しい。このためには、挿入されるフィルタの位置は、単
位フィルタ1−2と乗算器3との間、または乗算器3と
減算器4との間のように帰還系内が好ましい。
また、上述においては第2のローパスフィルタ5は、特
性を固定していたが、第8図に示すように、係数γ(=
α′)によって特性を可変できるようにしてもよい。
性を固定していたが、第8図に示すように、係数γ(=
α′)によって特性を可変できるようにしてもよい。
また、挿入されるフィルタは、第1および第8図の例に
限られるものではなく、高域周波数f、/2付近でゲイ
ンの低下しているものであれば、例えば、バンドパスフ
ィルタでもよい。
限られるものではなく、高域周波数f、/2付近でゲイ
ンの低下しているものであれば、例えば、バンドパスフ
ィルタでもよい。
さらに、前記各係数(パラメータ)の制御は、対数制御
であってもよい。この場合、乗算であるところを加算で
処理することができ、処理を簡略化することができる。
であってもよい。この場合、乗算であるところを加算で
処理することができ、処理を簡略化することができる。
第1図は、この発明の一実施例に係るディジタルコンド
ロールドフィルタの構成を示す回路図、第2〜4図は、
それぞれ第1図における単位フィルタの構成例を示す回
路図、 第5図は、第1図における第2のローパスフィルタの周
波数特性例を示すグラフ、 第6図は、この発明の一適用例を示す電子楽器音源の回
路図、 第7図は、第6図におけるディジタルコンドロールドフ
ィルタの詳細説明図、 第8図は、第1図のディジタルコンドロールドフィルタ
の変形例を示す回路図、 第9図は、従来のアナログVCFの回路図、第10図は
、この発明に先立って検討したディジタルコンドロール
ドフィルタの回路図、第11図は、第1図および第10
図のディジタルコンドロールドフィルタの周波数特性図
、そして 第12Aおよび第12B図は、第10図のディジタルコ
ンドロールドフィルタの入出力波形例を示す図である。 1−1.1−2:単位フィルタ (ディジタル一次ローパスフィルタ) 3、M:乗算器 4・ 1+」二減算器 5:第2のローパスフィルタ(挿入フィルタ)第 図 第 図 第 図
ロールドフィルタの構成を示す回路図、第2〜4図は、
それぞれ第1図における単位フィルタの構成例を示す回
路図、 第5図は、第1図における第2のローパスフィルタの周
波数特性例を示すグラフ、 第6図は、この発明の一適用例を示す電子楽器音源の回
路図、 第7図は、第6図におけるディジタルコンドロールドフ
ィルタの詳細説明図、 第8図は、第1図のディジタルコンドロールドフィルタ
の変形例を示す回路図、 第9図は、従来のアナログVCFの回路図、第10図は
、この発明に先立って検討したディジタルコンドロール
ドフィルタの回路図、第11図は、第1図および第10
図のディジタルコンドロールドフィルタの周波数特性図
、そして 第12Aおよび第12B図は、第10図のディジタルコ
ンドロールドフィルタの入出力波形例を示す図である。 1−1.1−2:単位フィルタ (ディジタル一次ローパスフィルタ) 3、M:乗算器 4・ 1+」二減算器 5:第2のローパスフィルタ(挿入フィルタ)第 図 第 図 第 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1)アナログ一次ローパスフィルタの特性式における
加算を加算器に、減算を減算器に、乗算を乗算器に、積
分を累算器に各々置換してなり動作時同一のカットオフ
周波数を設定されるディジタル一次ローパスフィルタか
らなる単位フィルタであって複数個を縦続接続したもの
と、 縦続接続された終段の単位フィルタの出力に所定の係数
を乗算する乗算器と、 入力信号から前記乗算器の出力を減算して縦続接続され
た初段の単位フィルタに入力する加減算器と、 前記信号の標本化周波数の1/2の周波数において伝達
ゲインが低下しており、前記複数個の単位フィルタ、乗
算器および加減算器からなる閉ループ中に挿入された挿
入フィルタと を具備することを特徴とするディジタルコントロールド
フィルタ。 (2)前記挿入フィルタは、前記単位フィルタのカット
オフ周波数より高くこの単位フィルタを動作させる標本
化周波数の1/2の周波数より低いカットオフ周波数を
設定されたディジタルローパスフィルタである請求項1
記載のディジタルコントロールドフィルタ。(3)前記
挿入フィルタは、前記乗算器および加減算器からなる帰
還ループ中に挿入されている請求項1記載のディジタル
コントロールドフィルタ。 (4)前記単位フィルタは、1標本化周波数前のデータ
を表わす記号をZ^−^1としてH(Z)=出力/入力
=(a)/{1−(1−α)Z^−^1}で表わされる
伝達関数を前記特性式とするフィルタである請求項2記
載のディジタルコントロールドフィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1262265A JPH0828648B2 (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1262265A JPH0828648B2 (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03124110A true JPH03124110A (ja) | 1991-05-27 |
JPH0828648B2 JPH0828648B2 (ja) | 1996-03-21 |
Family
ID=17373387
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1262265A Expired - Fee Related JPH0828648B2 (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0828648B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6985522B2 (en) | 1999-12-28 | 2006-01-10 | Nec Corporation | Variable-gain digital filter |
US7636747B2 (en) | 2006-11-22 | 2009-12-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Digital low-pass filter |
JP2016015132A (ja) * | 2014-07-01 | 2016-01-28 | 義隆電子股▲ふん▼有限公司 | タッチ検知装置及びタッチ検知方法 |
-
1989
- 1989-10-09 JP JP1262265A patent/JPH0828648B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6985522B2 (en) | 1999-12-28 | 2006-01-10 | Nec Corporation | Variable-gain digital filter |
US7636747B2 (en) | 2006-11-22 | 2009-12-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Digital low-pass filter |
JP2016015132A (ja) * | 2014-07-01 | 2016-01-28 | 義隆電子股▲ふん▼有限公司 | タッチ検知装置及びタッチ検知方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0828648B2 (ja) | 1996-03-21 |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |