JPH03104422A - 線形送信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は線形送信装置に利用され、特に、変調によって
包絡線が変化する変調波信号を高効率で増幅する電力増
幅器を含む線形送信装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、線形送信装置に用いられる電カ増幅器の動作クラ
スは八級ないしはＡＢ級が用いられる。

これは、電力増幅器への入力信号の全周期がそのまま出
力信号に増幅されるように、半導体増幅素子のバイアス
を設定することにより線形性を維持している。しかし、
入力信号の包絡線が小さい場合、電力増幅器の電力効率
が低下する欠点があった。このため電池を電力源とする
携帯形の無線機においては、電池の消耗が大きく無線機
の使用時間が短くなる欠点があった。

この問題を解決するため、高効率の線形送信装置を実現
する装置構戊の検討が行われている。

第９図はかかる線形送信装置の一例を示すブロック構或
図で、特願昭６１−１１８７８６号等で示されたドレイ
ン制御形高効率電力増幅器を用いたものである。

第９図において、１は変調入力端子、２は変調器、３は
結合器、４は飽和形の電力増幅器、５は包絡線検波器、
６は補正回路、７は直流電圧制御回路、８は電源端子お
よび９は送信出力端子である。そして、電力増幅器４は
、入力整合回路４１、半導体増幅素子としての電界効果
トランジスタ４２、高周波阻止用のコイル４３および出
力整合回路４４を含んでいる。

次に、本従来例の動作について説明する。変調人力端子
ｌから入力された変調情報（アナログ信号、ディジタル
信号〉により、変調器２で線形変調波信号を発生し、こ
れで増幅する。このとき、電界効果トランジスタ４２の
ドレインバイアス電圧Ｖｎを入力信号の包絡線にほぼ比
例して制御することにより、電力増幅器４の包絡出力レ
ベルを人力信号の包絡線に追従させる。このような制御
によって、電力増幅器４を高効率の飽和状態に保ったま
ま線形増幅器として動作させることができるので、出力
の歪を著しく逓減させることができる。

かつ、電力増幅器４は入力電力の小さいときでもドレイ
ン電圧を可変し、増幅器をほどんど飽和状態でドレイン
させるので、電力効率が大きく劣化することがない。

このドレイン制御１言号Ｖｃは、変調波信号の包絡線信
号をダイオード等で構威される包絡線検波器５で検出し
、検出信号と制御信号とのレベルシフト等を行う補正回
路６で少し補正を施すことにより得ており、これをＤＣ
−ＤＣコンバータあるきはシリーズ制御トランジスタよ
りなる直流電圧制御回路７を用いて電力増幅器４のドレ
インバイアス端子に加えている。

本従来例によれば、高効率の飽和形の電力増幅器による
線形送信装置が実現できる。例えば、電力増幅器４に電
力効率７０％の飽和形増幅器を用い、直流電圧制御回路
７に電力効率７５％のＤＣ−ＤＣコンバータを使用すれ
ば、総合効率５０％以上の線形送信装置が実現できる。

直流電圧制御回路７として、こでは、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータあるいはシリーズ制御トランジスタを例にあげた。

その他には通常Ｓ級増幅器と呼ばれるパルス幅変調を使
った直流電圧制御回路が適用できる。動作原理が極めて
似ているものに、降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータやスイ
ッチングレギュレー夕がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、以上説明した従来の線形送信装置において、通
常、直流電圧制御回路７は、入力電圧に対し一定の出力
を得るため、極めて低い周波数を増幅し、入出力の遮断
周波数は非常に小さ＜　１０ＫＨｚ程度である。よって
、この遮断周波数より高い周波数で変動する変調波信号
の増幅器においては、直流電圧制御回路７は変調波信号
の変化に追随できない。その結果出力には歪みが発生す
る。例えば、スイッチングレギュレー夕の周波数特性は
レギュレー夕内の制御用スイッチ周波数やフィルタなど
に依存する。この周波数特性を改羞するためには制御用
スイッチ周波数を高くすればよいが、スイッチであるト
ランジスタやダイオードのスイッチング特性により高々
５００ＫＨｚ程度である。このため十分な周波数特性を
得ることが困難であり、その結果変調周波数の高い変調
波信号に対しては十分な線型送信装置を実現できない欠
点があった。

本発明の目的は、前記の欠点を除去することにより、従
来の直流電圧制御回路を用い、簡易な構戊で等価的に入
出力の周波数特性を広帯域化した線形送信装置を提供す
ることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、変調情報信号を入力して変調波信号とその包
絡線信号とを生成出力する変調手段と、前記変調波信号
を入力信号とする半導体増幅素子を含む高周波増幅器と
、前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周波
増幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御する
直流電圧制御回路とを備えた線形送信装置において、前
記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続され、
前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数とする
信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前記直
流電圧制御回路に入力する周波数等化回路を備えたこと
を特徴とする。

また、本発明は前記変調手段からの前記変調信号および
前記包絡線信号のいずれか一方を遅延する遅延回路を備
えることができる。

〔作用〕

周波数等化回路は、変調手段からの包絡線信号を入力し
て、前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相
等化を行いその出力信号を直流電圧制御回路に入力する
。

従って、前記直流電圧制御回路の周波数特性は、この周
波数等化回路により広帯域化が図られ、結果として、変
調周波数の高い変調波信号に対しても十分に特性を満足
することが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構或図およ
び第２図はその周波数等化回路の一例を示す回路図であ
る。

本第一実施例は、変調入力端子１より変調情報信号を入
力して変調波信号とその包絡線信号とを生戒出力する変
調手段としての変調器２、結合器３、包絡線検波器５お
よび補正回路６と、前記変調波信号を人力信号とする半
導体増幅素子としての電界効果トランジスタ４２、入力
整合回路４１、高周波阻止用のコイル４３および出力整
合回路４４を含む高周波増幅器としての飽和形の電力増
幅器４と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って電
力増幅器４の電源端子に印加される電源端子８からの供
給直流電源電圧を制御する直流電圧制御回路７とを備え
た線形送信装置において、 本発明の特徴とするところの、補正回路６と直流電圧制
御回路７との間に接続され、前記包絡線信号を入力して
前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相等化
を行いその出力信号を直流電圧制御回路７に人力する周
波数等化回路１ｏを備えている。

第２図によると、周波数等化回路１ｏは、抵抗Ｒ，〜Ｒ
６と、コンデンサｃｌおよびｃ２と、演算増幅器ｌ２お
よびｌ３とを含んで構或される。そして、抵抗Ｒ，およ
びＲ６の一端は入カ端子１１に接続され、抵抗Ｒ，の他
端は抵抗Ｒ２、コンデンサｃ１およびＣ２の一端に共通
接続され、抵抗Ｒ，の他端は接地され、コンデンサＣＩ
の他端は抵抗Ｒ，の他端および抵抗Ｒ，の一端とともに
演算増幅器１２の出力に接続され、コンデンサｃ２の他
端は抵抗Ｒ，の一端とともに演算増幅器１２の反転入力
端子に接続され、演算増幅器１２の正転入力端子は接地
され、抵抗Ｒ４の他端は抵抗Ｒ，の一端および抵抗Ｒ６
の他端とともに演算増幅器１３の反転入カ端子に接続さ
れ、演算増幅器１３の正転入力端子は接地され、演算増
幅器１３の出力は抵抗Ｒ，の他端および出力端子ｌ４に
接続される。

次に、本実施例の動作について第３図を参照して説明す
る。ここで第３図は、直流電圧制御回路７の周波数特性
を周波数等化前と後とで示し、さらに周波数等化回路１
０の周波数特性を示したものである。

第３図において、曲線Ａは周波数等化前の直流電圧制御
回路７の周波数特性を示し、そのしゃ断周波数は１０Ｋ
Ｈｚ以下である。これに対し周波数等化回路１０の周波
数特性は、周波数等化の結果第３図の曲線Ｂのようにな
り、高周波域で振幅が大となる特性を有している。この
等化信号は直流電圧制御回ｇ８．　７に入力され、その
結果、直流電圧制御回路７の周波数特性は第３図の曲線
Ｃに示すように高城特性が改善され、しゃ断周波数は５
０ＫＨｚ以上となる。この改善された直流電圧制御回路
７の出力電圧により、電力増幅器４のドレイン電圧ＶＤ
が制御されるので、高速の変調波信号を増幅することが
可能となる。

なお、このような周波数特性を有する周波数等化回路Ｉ
Ｏは、第２図にその一例を示したように、演算増幅器、
抵抗およびコンデンサを含んで簡単に構或される（ウィ
リアム著、加藤監訳「電子フィルタ」マグロウヒル社、
参照）。

第４図は本発明の第二実施例を示すブロック構或図であ
る。

本第二実施例は、第１図の第一実施例とは別の変調手段
を有する線形送信装置に本発明を適用したものである。

本第二実施例における変調手段は、複素包絡線生成回路
２１、同相或分包絡線用および直交戒分包絡線発生用の
ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）２２および２３、
直交変調器２４ならびに搬送波発振器２５を含む変調器
部２ａと、ドレイン制御信号生成回路１５とを含んでい
る。

この変調部２ａの構或は、包絡線および位相の変化を変
調信号を発生するための公知の構戒である。すなわち、
変調波の搬送波角周波数をω。、包絡線信号をＲ（ｔ）
、変調位相をφ（１）とすると、変調波信号ｅ　（ｔ）
は一般的に、ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）・Ｒｅ　［ｅｘｐ（ｊ
φｔ）゜ｅｘｐ（ｊωｅ１）：］ ＝Ｒｅ　　［’Ｅ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊωｃｔ））（１） と表される。ただし、Ｒｅ（・〕は〔・〕の実数部を表
す。ここで、Ｅ　（ｔ）は複素包絡線と呼ばれ、 Ｅ（ｔ）＝　Ｉ　（ｔ）　−　ｊ　Ｑ（　ｔ）　　　　
　　　（２）Ｉ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）　ｃ　ｏ　ｓφ（１）
Ｑ（ｔ）−Ｒ（ｔ）　ｓ　ｉ　ｎφ（　ｔ　）　　　　
　　（３）となる。Ｉ　　（ｔ）およびＱ　（ｔ）は、
複素包絡線Ｅ　（ｔ）の同相戊分および直交或分と呼ば
れる。

複素包絡線生戊回路２■では、変調人力に応じた１　　
（ｔ）およびＱ　（ｔ）の値をディジタル処理により算
出する。Ｉ　　（ｔ）およびＱ　（ｔ）の算出値をそれ
ぞれディジタルアナログ変換器２７および２８によりア
ナログ電圧に変換することにより、Ｉ　（ｔ）およびＱ
　（ｔ）の波形が得られる。これらの波形を直交変調器
２４に入力する。直交変調器２４ではＩ　　（ｔ）およ
びＱ　（ｔ）にそれぞれ同相および直交搬送波を乗算し
て変調波信号ｅ　（ｔ）を得、これを出力する。

この複素包絡線生戒回路２１で算出されたＩ　　（ｔ）
およびＱ　（ｔ）の値を用いて包絡線信号Ｒ　（ｔ）を
求めることができる。

ドレイン制御信号生成回路１５では、 Ｒ（ｔ）＝〔１（ｔ）２＋Ｑ（ｔ）’）””　　　　（
４）を算出することにより包絡線信号Ｒ　（ｔ）を得る
ことができる。得られた包絡線信号Ｒ　（ｔ）はそのま
ま、あるいはドレイン制御が最適となるような補正が行
われた後、ディジタルアナログ変換器によりアナログ電
圧に変換されてドレイン制御信号生成回路１５より出力
される。このドレイン制御信号生成回路１５より出力さ
れたドレイン制御信号は周波数等化器１０に入力され、
十分な制御信号に等化された後、直流電圧制御回路７へ
加えられる。

直流電圧制御回路７は電力増幅器２５のドレインバイア
ス電圧Ｖｎが比例して変化するように動作する。直流電
圧制御回路７に周波数等化回路１０を前置することによ
り、高い変調波信号を増幅する線形送信装置を実現する
ことができる。

ドレイン制御信号生成回路１５としては、数値演算プロ
セッサを用い、人力されたＩ　　（ｔ）およびＱ　（ｔ
）の値から式（４）に従って包絡線信号Ｒ　（ｔ）を求
め、これをそのまま、あるいは補正を加えてディジタル
アナログ変換器でアナログ電圧に変換されて出力される
。また、数値演算プロセッサの替わりにメモリテーブル
を用いて簡単に構或することができる。

第５図は、ＱＰＳＫ変調方式における包絡線信号のスペ
クトラムの一例を示す特性図である。すなわち、式（４
）の包絡線信号Ｒ　（ｔ）の周波数分布である。ただし
、ロール・オフ＝０．５、伝送速度は３２Ｋｂ／ｓであ
る。電力増幅器４の振幅歪を５０ｄＢ以下に抑えるため
には、直流電圧制御回路７の周波数特性は、直流戊分よ
り５０ｄＢ低いスペクトラム戊分まで含む必要がある。

よって、この場合約４０〜５０ＫＨｚまでの帯域が必要
であることが分かる。そして、既に第３図で説明したよ
うに、直流電圧制御回路７はしゃ断周波数が約５０ＫＨ
ｚ以上であり、十分にこの要求を満足している。

なお、本発明は、電力増幅器の電源電圧を制御する線形
送信装置において、直流電圧制御回路の入出力の周波数
等化を行うことにより制御回路の高速化を簡易に実現す
ることである。よって、電源制御の信号は必ずしも変調
波信号の包絡線に一致する必要はなく、包絡線に近い信
号でもこの効果は十分発揮することが可能である。また
、電力増幅器の人力変調波信号は包絡線が一定であり、
電力増幅器で振幅変調をかけるＡＭ送信装置にも応用が
可能である。

第６図は本発明の第三実施例を示すブロック構或図であ
る。

第三実施例は、第４図の第二実施例において、本発明の
特徴とするところの、遅延回路（τ〉２６および２７を
、それぞれディジタルアナログ変換器２２および２３の
前に付加したものである。

第４図において直流電圧制御回路７に周波数等化回路ｌ
Ｏを挿入した場合、電力増幅器４のドレイン電圧Ｖ，と
変調器部２ａの出力からの包絡線の位相とが相対的に遅
れ進みが生じる。本第三実施例は、電力増幅器４のドレ
イン電圧Ｖ，が電力増幅器４の変調波入力信号より包絡
線位相が遅れている場合に対するものである。この場合
、シフトレジスタ等で構戊できる遅延回路（τ）２６お
よび２７を挿入して変調波信号を遅延させ、電力増幅器
２５のドレイン電圧Ｖ，の位相と一致させる。これによ
り、ドレイン電圧Ｖ，の制御遅延による歪みを少なくす
ることができる。

また、進み遅れが反対になっている場合、すなわち第６
図の第三実施例では電力増幅器４のドレイン電圧Ｖｎが
遅れている場合でも、遅延差の補償は可能である。この
場合の第四実施例を第７図に示す。遅延回路２６および
２７はドレイン制御信号生成回路１５の入力側に挿入さ
れる。この遅延回路２６および２７は包絡線信号を遅延
させるものであり、遅延線などのアナログ回路でも実現
でき、挿入箇所はアナログ信号線、すなわちドレイン制
御信号生成回路１５の出力または、ディジタルアナログ
変換器２２および２３の出力側となる。

第８図は、３２κｂ／ｓのオフセッ｝ＱＰＳＫ信号を用
いたときの、前記実施例による電力増幅器４の出力スペ
クトラムである。直流電圧制御回路７を周波数等化した
場合、約５〜１０ｄＢの歪改善が見られる。

なお、前記実施例においては、半導体増幅素子として、
電界効果トランジスタを用いたけれども、これはバイポ
ーラトランジスタでも同様である。

さらに、本発明は変調が中間周波数で行われるような変
調器と高周波増幅器の間に周波数変換が含むような送信
装置にも応用が可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、例えば飽和形の
電力増幅器を用い増幅器の電源電圧制御を行う線形送信
装置を構或し、直流電圧制御回路の人力信号を周波数等
化をすることにより、より高速の変調信号を増幅するこ
とが可能であり、しかも、周波数等化回路は簡易な構或
であり、部品点数を大きくすることなく高速線形送信装
置が実現でき、その効果は大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例を示すブロック構或図。 第２図はその周波数等化回路の一例を示す回路図。 第３図はその周波数特性図。 第４図は本発明の第二実施例を示すブロック構或図。 第５図は包絡線スベクトラムを示す特性図。 第６図は本発明の第三実施例を示すブロック構或図。 第７図は本発明の第四実施例を示すブロック構威図。 第８図は本発明の実施例による出力スベクトラムの一例
を示す特性図。 第９図は従来例を示すブロック構威図。 １・・・変調入力端子、２・・・変調器、２ａ・・・変
調器部、３・・・結合器、４・・・電力増幅器、５・・
・包絡線検波器、６・・・補正回路、７・・・直流電圧
制御回路、８・・・電源端子、９・・・送信出力端子、
１０・・・周波数等化回路、１ｌ・・・入力端子、１２
、１３・・・演算増幅器、１４・・・出力端子、ｌ５・
・・ドレイン制御信号生戊回路、２１・・・複素包絡線
生成回路、２２、２３・・・ディジタルアナログ変換器
（Ｄ／Ａ）　、２４・・・直交変調器、２５・・・搬送
波発振器、２６、２７・・・遅延回路（τ〉、４１・・
・入力整合回路、４２・・・電界効果トランジスタ、４
３・・・コイル、４４・・・出力整合回路、Ｃ．　、Ｃ
．・・・コンデンサ、Ｒ．〜Ｒ６・・・抵抗。 第一夷箱例（鴎及虹答化口塔） 昂　２　回 亮 １ 図 Ａ：ＪＬ詑１１ｆ：Ｒｌ褥川ヨ膚５（周波客ｃ号４ヒ剤
）８：鳩渡収等化回晒 Ｃ：，！走！圧制間回塔（周反叡耳に亀）周″ＬＬ吸 （ｋＨｚ） ０ ’　　５０ｋ ｌｊ１′＆板　（階） １００ｋ 児二実兄？ｊ　（包ａ甑スベフトラム）昂　５　図 夷ａ２ｌ例（出ηスペクトラム〉 ３８　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変調情報信号を入力して変調波信号とその包絡線信
   号とを生成出力する変調手段（２、２ａ、３、５、１５
   、２５）と、 前記変調波信号を入力信号とする半導体増幅素子を含む
   高周波増幅器（４）と、 前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周波増
   幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御する直
   流電圧制御回路（７）と を備えた線形送信装置において、 前記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続され
   、前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数とす
   る信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前記
   直流電圧制御回路に入力する周波数等化回路（１０）を 備えたことを特徴とする線形送信装置。 ２、請求項１記載の線形送信装置において、前記変調手
   段からの前記変調信号および前記包絡線信号のいずれか
   一方を遅延する遅延回路（２６、２７）を 備えたことを特徴とする線形送信装置。