JPH03104422A - 線形送信装置 - Google Patents
線形送信装置Info
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- JPH03104422A JPH03104422A JP1242465A JP24246589A JPH03104422A JP H03104422 A JPH03104422 A JP H03104422A JP 1242465 A JP1242465 A JP 1242465A JP 24246589 A JP24246589 A JP 24246589A JP H03104422 A JPH03104422 A JP H03104422A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は線形送信装置に利用され、特に、変調によって
包絡線が変化する変調波信号を高効率で増幅する電力増
幅器を含む線形送信装置に関する。
包絡線が変化する変調波信号を高効率で増幅する電力増
幅器を含む線形送信装置に関する。
従来、線形送信装置に用いられる電カ増幅器の動作クラ
スは八級ないしはAB級が用いられる。
スは八級ないしはAB級が用いられる。
これは、電力増幅器への入力信号の全周期がそのまま出
力信号に増幅されるように、半導体増幅素子のバイアス
を設定することにより線形性を維持している。しかし、
入力信号の包絡線が小さい場合、電力増幅器の電力効率
が低下する欠点があった。このため電池を電力源とする
携帯形の無線機においては、電池の消耗が大きく無線機
の使用時間が短くなる欠点があった。
力信号に増幅されるように、半導体増幅素子のバイアス
を設定することにより線形性を維持している。しかし、
入力信号の包絡線が小さい場合、電力増幅器の電力効率
が低下する欠点があった。このため電池を電力源とする
携帯形の無線機においては、電池の消耗が大きく無線機
の使用時間が短くなる欠点があった。
この問題を解決するため、高効率の線形送信装置を実現
する装置構戊の検討が行われている。
する装置構戊の検討が行われている。
第9図はかかる線形送信装置の一例を示すブロック構或
図で、特願昭61−118786号等で示されたドレイ
ン制御形高効率電力増幅器を用いたものである。
図で、特願昭61−118786号等で示されたドレイ
ン制御形高効率電力増幅器を用いたものである。
第9図において、1は変調入力端子、2は変調器、3は
結合器、4は飽和形の電力増幅器、5は包絡線検波器、
6は補正回路、7は直流電圧制御回路、8は電源端子お
よび9は送信出力端子である。そして、電力増幅器4は
、入力整合回路41、半導体増幅素子としての電界効果
トランジスタ42、高周波阻止用のコイル43および出
力整合回路44を含んでいる。
結合器、4は飽和形の電力増幅器、5は包絡線検波器、
6は補正回路、7は直流電圧制御回路、8は電源端子お
よび9は送信出力端子である。そして、電力増幅器4は
、入力整合回路41、半導体増幅素子としての電界効果
トランジスタ42、高周波阻止用のコイル43および出
力整合回路44を含んでいる。
次に、本従来例の動作について説明する。変調人力端子
lから入力された変調情報(アナログ信号、ディジタル
信号〉により、変調器2で線形変調波信号を発生し、こ
れで増幅する。このとき、電界効果トランジスタ42の
ドレインバイアス電圧Vnを入力信号の包絡線にほぼ比
例して制御することにより、電力増幅器4の包絡出力レ
ベルを人力信号の包絡線に追従させる。このような制御
によって、電力増幅器4を高効率の飽和状態に保ったま
ま線形増幅器として動作させることができるので、出力
の歪を著しく逓減させることができる。
lから入力された変調情報(アナログ信号、ディジタル
信号〉により、変調器2で線形変調波信号を発生し、こ
れで増幅する。このとき、電界効果トランジスタ42の
ドレインバイアス電圧Vnを入力信号の包絡線にほぼ比
例して制御することにより、電力増幅器4の包絡出力レ
ベルを人力信号の包絡線に追従させる。このような制御
によって、電力増幅器4を高効率の飽和状態に保ったま
ま線形増幅器として動作させることができるので、出力
の歪を著しく逓減させることができる。
かつ、電力増幅器4は入力電力の小さいときでもドレイ
ン電圧を可変し、増幅器をほどんど飽和状態でドレイン
させるので、電力効率が大きく劣化することがない。
ン電圧を可変し、増幅器をほどんど飽和状態でドレイン
させるので、電力効率が大きく劣化することがない。
このドレイン制御1言号Vcは、変調波信号の包絡線信
号をダイオード等で構威される包絡線検波器5で検出し
、検出信号と制御信号とのレベルシフト等を行う補正回
路6で少し補正を施すことにより得ており、これをDC
−DCコンバータあるきはシリーズ制御トランジスタよ
りなる直流電圧制御回路7を用いて電力増幅器4のドレ
インバイアス端子に加えている。
号をダイオード等で構威される包絡線検波器5で検出し
、検出信号と制御信号とのレベルシフト等を行う補正回
路6で少し補正を施すことにより得ており、これをDC
−DCコンバータあるきはシリーズ制御トランジスタよ
りなる直流電圧制御回路7を用いて電力増幅器4のドレ
インバイアス端子に加えている。
本従来例によれば、高効率の飽和形の電力増幅器による
線形送信装置が実現できる。例えば、電力増幅器4に電
力効率70%の飽和形増幅器を用い、直流電圧制御回路
7に電力効率75%のDC−DCコンバータを使用すれ
ば、総合効率50%以上の線形送信装置が実現できる。
線形送信装置が実現できる。例えば、電力増幅器4に電
力効率70%の飽和形増幅器を用い、直流電圧制御回路
7に電力効率75%のDC−DCコンバータを使用すれ
ば、総合効率50%以上の線形送信装置が実現できる。
直流電圧制御回路7として、こでは、DC−DCコンバ
ータあるいはシリーズ制御トランジスタを例にあげた。
ータあるいはシリーズ制御トランジスタを例にあげた。
その他には通常S級増幅器と呼ばれるパルス幅変調を使
った直流電圧制御回路が適用できる。動作原理が極めて
似ているものに、降圧形のDC−DCコンバータやスイ
ッチングレギュレー夕がある。
った直流電圧制御回路が適用できる。動作原理が極めて
似ているものに、降圧形のDC−DCコンバータやスイ
ッチングレギュレー夕がある。
しかし、以上説明した従来の線形送信装置において、通
常、直流電圧制御回路7は、入力電圧に対し一定の出力
を得るため、極めて低い周波数を増幅し、入出力の遮断
周波数は非常に小さ< 10KHz程度である。よって
、この遮断周波数より高い周波数で変動する変調波信号
の増幅器においては、直流電圧制御回路7は変調波信号
の変化に追随できない。その結果出力には歪みが発生す
る。例えば、スイッチングレギュレー夕の周波数特性は
レギュレー夕内の制御用スイッチ周波数やフィルタなど
に依存する。この周波数特性を改羞するためには制御用
スイッチ周波数を高くすればよいが、スイッチであるト
ランジスタやダイオードのスイッチング特性により高々
500KHz程度である。このため十分な周波数特性を
得ることが困難であり、その結果変調周波数の高い変調
波信号に対しては十分な線型送信装置を実現できない欠
点があった。
常、直流電圧制御回路7は、入力電圧に対し一定の出力
を得るため、極めて低い周波数を増幅し、入出力の遮断
周波数は非常に小さ< 10KHz程度である。よって
、この遮断周波数より高い周波数で変動する変調波信号
の増幅器においては、直流電圧制御回路7は変調波信号
の変化に追随できない。その結果出力には歪みが発生す
る。例えば、スイッチングレギュレー夕の周波数特性は
レギュレー夕内の制御用スイッチ周波数やフィルタなど
に依存する。この周波数特性を改羞するためには制御用
スイッチ周波数を高くすればよいが、スイッチであるト
ランジスタやダイオードのスイッチング特性により高々
500KHz程度である。このため十分な周波数特性を
得ることが困難であり、その結果変調周波数の高い変調
波信号に対しては十分な線型送信装置を実現できない欠
点があった。
本発明の目的は、前記の欠点を除去することにより、従
来の直流電圧制御回路を用い、簡易な構戊で等価的に入
出力の周波数特性を広帯域化した線形送信装置を提供す
ることにある。
来の直流電圧制御回路を用い、簡易な構戊で等価的に入
出力の周波数特性を広帯域化した線形送信装置を提供す
ることにある。
本発明は、変調情報信号を入力して変調波信号とその包
絡線信号とを生成出力する変調手段と、前記変調波信号
を入力信号とする半導体増幅素子を含む高周波増幅器と
、前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周波
増幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御する
直流電圧制御回路とを備えた線形送信装置において、前
記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続され、
前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数とする
信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前記直
流電圧制御回路に入力する周波数等化回路を備えたこと
を特徴とする。
絡線信号とを生成出力する変調手段と、前記変調波信号
を入力信号とする半導体増幅素子を含む高周波増幅器と
、前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周波
増幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御する
直流電圧制御回路とを備えた線形送信装置において、前
記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続され、
前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数とする
信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前記直
流電圧制御回路に入力する周波数等化回路を備えたこと
を特徴とする。
また、本発明は前記変調手段からの前記変調信号および
前記包絡線信号のいずれか一方を遅延する遅延回路を備
えることができる。
前記包絡線信号のいずれか一方を遅延する遅延回路を備
えることができる。
周波数等化回路は、変調手段からの包絡線信号を入力し
て、前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相
等化を行いその出力信号を直流電圧制御回路に入力する
。
て、前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相
等化を行いその出力信号を直流電圧制御回路に入力する
。
従って、前記直流電圧制御回路の周波数特性は、この周
波数等化回路により広帯域化が図られ、結果として、変
調周波数の高い変調波信号に対しても十分に特性を満足
することが可能となる。
波数等化回路により広帯域化が図られ、結果として、変
調周波数の高い変調波信号に対しても十分に特性を満足
することが可能となる。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第1図は本発明の第一実施例を示すブロック構或図およ
び第2図はその周波数等化回路の一例を示す回路図であ
る。
び第2図はその周波数等化回路の一例を示す回路図であ
る。
本第一実施例は、変調入力端子1より変調情報信号を入
力して変調波信号とその包絡線信号とを生戒出力する変
調手段としての変調器2、結合器3、包絡線検波器5お
よび補正回路6と、前記変調波信号を人力信号とする半
導体増幅素子としての電界効果トランジスタ42、入力
整合回路41、高周波阻止用のコイル43および出力整
合回路44を含む高周波増幅器としての飽和形の電力増
幅器4と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って電
力増幅器4の電源端子に印加される電源端子8からの供
給直流電源電圧を制御する直流電圧制御回路7とを備え
た線形送信装置において、 本発明の特徴とするところの、補正回路6と直流電圧制
御回路7との間に接続され、前記包絡線信号を入力して
前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相等化
を行いその出力信号を直流電圧制御回路7に人力する周
波数等化回路1oを備えている。
力して変調波信号とその包絡線信号とを生戒出力する変
調手段としての変調器2、結合器3、包絡線検波器5お
よび補正回路6と、前記変調波信号を人力信号とする半
導体増幅素子としての電界効果トランジスタ42、入力
整合回路41、高周波阻止用のコイル43および出力整
合回路44を含む高周波増幅器としての飽和形の電力増
幅器4と、前記包絡線信号を変数とする信号に従って電
力増幅器4の電源端子に印加される電源端子8からの供
給直流電源電圧を制御する直流電圧制御回路7とを備え
た線形送信装置において、 本発明の特徴とするところの、補正回路6と直流電圧制
御回路7との間に接続され、前記包絡線信号を入力して
前記包絡線信号を変数とする信号の振幅および位相等化
を行いその出力信号を直流電圧制御回路7に人力する周
波数等化回路1oを備えている。
第2図によると、周波数等化回路1oは、抵抗R,〜R
6と、コンデンサclおよびc2と、演算増幅器l2お
よびl3とを含んで構或される。そして、抵抗R,およ
びR6の一端は入カ端子11に接続され、抵抗R,の他
端は抵抗R2、コンデンサc1およびC2の一端に共通
接続され、抵抗R,の他端は接地され、コンデンサCI
の他端は抵抗R,の他端および抵抗R,の一端とともに
演算増幅器12の出力に接続され、コンデンサc2の他
端は抵抗R,の一端とともに演算増幅器12の反転入力
端子に接続され、演算増幅器12の正転入力端子は接地
され、抵抗R4の他端は抵抗R,の一端および抵抗R6
の他端とともに演算増幅器13の反転入カ端子に接続さ
れ、演算増幅器13の正転入力端子は接地され、演算増
幅器13の出力は抵抗R,の他端および出力端子l4に
接続される。
6と、コンデンサclおよびc2と、演算増幅器l2お
よびl3とを含んで構或される。そして、抵抗R,およ
びR6の一端は入カ端子11に接続され、抵抗R,の他
端は抵抗R2、コンデンサc1およびC2の一端に共通
接続され、抵抗R,の他端は接地され、コンデンサCI
の他端は抵抗R,の他端および抵抗R,の一端とともに
演算増幅器12の出力に接続され、コンデンサc2の他
端は抵抗R,の一端とともに演算増幅器12の反転入力
端子に接続され、演算増幅器12の正転入力端子は接地
され、抵抗R4の他端は抵抗R,の一端および抵抗R6
の他端とともに演算増幅器13の反転入カ端子に接続さ
れ、演算増幅器13の正転入力端子は接地され、演算増
幅器13の出力は抵抗R,の他端および出力端子l4に
接続される。
次に、本実施例の動作について第3図を参照して説明す
る。ここで第3図は、直流電圧制御回路7の周波数特性
を周波数等化前と後とで示し、さらに周波数等化回路1
0の周波数特性を示したものである。
る。ここで第3図は、直流電圧制御回路7の周波数特性
を周波数等化前と後とで示し、さらに周波数等化回路1
0の周波数特性を示したものである。
第3図において、曲線Aは周波数等化前の直流電圧制御
回路7の周波数特性を示し、そのしゃ断周波数は10K
Hz以下である。これに対し周波数等化回路10の周波
数特性は、周波数等化の結果第3図の曲線Bのようにな
り、高周波域で振幅が大となる特性を有している。この
等化信号は直流電圧制御回g8. 7に入力され、その
結果、直流電圧制御回路7の周波数特性は第3図の曲線
Cに示すように高城特性が改善され、しゃ断周波数は5
0KHz以上となる。この改善された直流電圧制御回路
7の出力電圧により、電力増幅器4のドレイン電圧VD
が制御されるので、高速の変調波信号を増幅することが
可能となる。
回路7の周波数特性を示し、そのしゃ断周波数は10K
Hz以下である。これに対し周波数等化回路10の周波
数特性は、周波数等化の結果第3図の曲線Bのようにな
り、高周波域で振幅が大となる特性を有している。この
等化信号は直流電圧制御回g8. 7に入力され、その
結果、直流電圧制御回路7の周波数特性は第3図の曲線
Cに示すように高城特性が改善され、しゃ断周波数は5
0KHz以上となる。この改善された直流電圧制御回路
7の出力電圧により、電力増幅器4のドレイン電圧VD
が制御されるので、高速の変調波信号を増幅することが
可能となる。
なお、このような周波数特性を有する周波数等化回路I
Oは、第2図にその一例を示したように、演算増幅器、
抵抗およびコンデンサを含んで簡単に構或される(ウィ
リアム著、加藤監訳「電子フィルタ」マグロウヒル社、
参照)。
Oは、第2図にその一例を示したように、演算増幅器、
抵抗およびコンデンサを含んで簡単に構或される(ウィ
リアム著、加藤監訳「電子フィルタ」マグロウヒル社、
参照)。
第4図は本発明の第二実施例を示すブロック構或図であ
る。
る。
本第二実施例は、第1図の第一実施例とは別の変調手段
を有する線形送信装置に本発明を適用したものである。
を有する線形送信装置に本発明を適用したものである。
本第二実施例における変調手段は、複素包絡線生成回路
21、同相或分包絡線用および直交戒分包絡線発生用の
ディジタルアナログ変換器(D/A)22および23、
直交変調器24ならびに搬送波発振器25を含む変調器
部2aと、ドレイン制御信号生成回路15とを含んでい
る。
21、同相或分包絡線用および直交戒分包絡線発生用の
ディジタルアナログ変換器(D/A)22および23、
直交変調器24ならびに搬送波発振器25を含む変調器
部2aと、ドレイン制御信号生成回路15とを含んでい
る。
この変調部2aの構或は、包絡線および位相の変化を変
調信号を発生するための公知の構戒である。すなわち、
変調波の搬送波角周波数をω。、包絡線信号をR(t)
、変調位相をφ(1)とすると、変調波信号e (t)
は一般的に、e(t)=R(t)・Re [exp(j
φt)゜exp(jωe1):] =Re [’E(t)・exp(jωct))(1) と表される。ただし、Re(・〕は〔・〕の実数部を表
す。ここで、E (t)は複素包絡線と呼ばれ、 E(t)= I (t) − j Q( t)
(2)I(t)=R(t) c o sφ(1)
Q(t)−R(t) s i nφ( t )
(3)となる。I (t)およびQ (t)は、
複素包絡線E (t)の同相戊分および直交或分と呼ば
れる。
調信号を発生するための公知の構戒である。すなわち、
変調波の搬送波角周波数をω。、包絡線信号をR(t)
、変調位相をφ(1)とすると、変調波信号e (t)
は一般的に、e(t)=R(t)・Re [exp(j
φt)゜exp(jωe1):] =Re [’E(t)・exp(jωct))(1) と表される。ただし、Re(・〕は〔・〕の実数部を表
す。ここで、E (t)は複素包絡線と呼ばれ、 E(t)= I (t) − j Q( t)
(2)I(t)=R(t) c o sφ(1)
Q(t)−R(t) s i nφ( t )
(3)となる。I (t)およびQ (t)は、
複素包絡線E (t)の同相戊分および直交或分と呼ば
れる。
複素包絡線生戊回路2■では、変調人力に応じた1
(t)およびQ (t)の値をディジタル処理により算
出する。I (t)およびQ (t)の算出値をそれ
ぞれディジタルアナログ変換器27および28によりア
ナログ電圧に変換することにより、I (t)およびQ
(t)の波形が得られる。これらの波形を直交変調器
24に入力する。直交変調器24ではI (t)およ
びQ (t)にそれぞれ同相および直交搬送波を乗算し
て変調波信号e (t)を得、これを出力する。
(t)およびQ (t)の値をディジタル処理により算
出する。I (t)およびQ (t)の算出値をそれ
ぞれディジタルアナログ変換器27および28によりア
ナログ電圧に変換することにより、I (t)およびQ
(t)の波形が得られる。これらの波形を直交変調器
24に入力する。直交変調器24ではI (t)およ
びQ (t)にそれぞれ同相および直交搬送波を乗算し
て変調波信号e (t)を得、これを出力する。
この複素包絡線生戒回路21で算出されたI (t)
およびQ (t)の値を用いて包絡線信号R (t)を
求めることができる。
およびQ (t)の値を用いて包絡線信号R (t)を
求めることができる。
ドレイン制御信号生成回路15では、
R(t)=〔1(t)2+Q(t)’)”” (
4)を算出することにより包絡線信号R (t)を得る
ことができる。得られた包絡線信号R (t)はそのま
ま、あるいはドレイン制御が最適となるような補正が行
われた後、ディジタルアナログ変換器によりアナログ電
圧に変換されてドレイン制御信号生成回路15より出力
される。このドレイン制御信号生成回路15より出力さ
れたドレイン制御信号は周波数等化器10に入力され、
十分な制御信号に等化された後、直流電圧制御回路7へ
加えられる。
4)を算出することにより包絡線信号R (t)を得る
ことができる。得られた包絡線信号R (t)はそのま
ま、あるいはドレイン制御が最適となるような補正が行
われた後、ディジタルアナログ変換器によりアナログ電
圧に変換されてドレイン制御信号生成回路15より出力
される。このドレイン制御信号生成回路15より出力さ
れたドレイン制御信号は周波数等化器10に入力され、
十分な制御信号に等化された後、直流電圧制御回路7へ
加えられる。
直流電圧制御回路7は電力増幅器25のドレインバイア
ス電圧Vnが比例して変化するように動作する。直流電
圧制御回路7に周波数等化回路10を前置することによ
り、高い変調波信号を増幅する線形送信装置を実現する
ことができる。
ス電圧Vnが比例して変化するように動作する。直流電
圧制御回路7に周波数等化回路10を前置することによ
り、高い変調波信号を増幅する線形送信装置を実現する
ことができる。
ドレイン制御信号生成回路15としては、数値演算プロ
セッサを用い、人力されたI (t)およびQ (t
)の値から式(4)に従って包絡線信号R (t)を求
め、これをそのまま、あるいは補正を加えてディジタル
アナログ変換器でアナログ電圧に変換されて出力される
。また、数値演算プロセッサの替わりにメモリテーブル
を用いて簡単に構或することができる。
セッサを用い、人力されたI (t)およびQ (t
)の値から式(4)に従って包絡線信号R (t)を求
め、これをそのまま、あるいは補正を加えてディジタル
アナログ変換器でアナログ電圧に変換されて出力される
。また、数値演算プロセッサの替わりにメモリテーブル
を用いて簡単に構或することができる。
第5図は、QPSK変調方式における包絡線信号のスペ
クトラムの一例を示す特性図である。すなわち、式(4
)の包絡線信号R (t)の周波数分布である。ただし
、ロール・オフ=0.5、伝送速度は32Kb/sであ
る。電力増幅器4の振幅歪を50dB以下に抑えるため
には、直流電圧制御回路7の周波数特性は、直流戊分よ
り50dB低いスペクトラム戊分まで含む必要がある。
クトラムの一例を示す特性図である。すなわち、式(4
)の包絡線信号R (t)の周波数分布である。ただし
、ロール・オフ=0.5、伝送速度は32Kb/sであ
る。電力増幅器4の振幅歪を50dB以下に抑えるため
には、直流電圧制御回路7の周波数特性は、直流戊分よ
り50dB低いスペクトラム戊分まで含む必要がある。
よって、この場合約40〜50KHzまでの帯域が必要
であることが分かる。そして、既に第3図で説明したよ
うに、直流電圧制御回路7はしゃ断周波数が約50KH
z以上であり、十分にこの要求を満足している。
であることが分かる。そして、既に第3図で説明したよ
うに、直流電圧制御回路7はしゃ断周波数が約50KH
z以上であり、十分にこの要求を満足している。
なお、本発明は、電力増幅器の電源電圧を制御する線形
送信装置において、直流電圧制御回路の入出力の周波数
等化を行うことにより制御回路の高速化を簡易に実現す
ることである。よって、電源制御の信号は必ずしも変調
波信号の包絡線に一致する必要はなく、包絡線に近い信
号でもこの効果は十分発揮することが可能である。また
、電力増幅器の人力変調波信号は包絡線が一定であり、
電力増幅器で振幅変調をかけるAM送信装置にも応用が
可能である。
送信装置において、直流電圧制御回路の入出力の周波数
等化を行うことにより制御回路の高速化を簡易に実現す
ることである。よって、電源制御の信号は必ずしも変調
波信号の包絡線に一致する必要はなく、包絡線に近い信
号でもこの効果は十分発揮することが可能である。また
、電力増幅器の人力変調波信号は包絡線が一定であり、
電力増幅器で振幅変調をかけるAM送信装置にも応用が
可能である。
第6図は本発明の第三実施例を示すブロック構或図であ
る。
る。
第三実施例は、第4図の第二実施例において、本発明の
特徴とするところの、遅延回路(τ〉26および27を
、それぞれディジタルアナログ変換器22および23の
前に付加したものである。
特徴とするところの、遅延回路(τ〉26および27を
、それぞれディジタルアナログ変換器22および23の
前に付加したものである。
第4図において直流電圧制御回路7に周波数等化回路l
Oを挿入した場合、電力増幅器4のドレイン電圧V,と
変調器部2aの出力からの包絡線の位相とが相対的に遅
れ進みが生じる。本第三実施例は、電力増幅器4のドレ
イン電圧V,が電力増幅器4の変調波入力信号より包絡
線位相が遅れている場合に対するものである。この場合
、シフトレジスタ等で構戊できる遅延回路(τ)26お
よび27を挿入して変調波信号を遅延させ、電力増幅器
25のドレイン電圧V,の位相と一致させる。これによ
り、ドレイン電圧V,の制御遅延による歪みを少なくす
ることができる。
Oを挿入した場合、電力増幅器4のドレイン電圧V,と
変調器部2aの出力からの包絡線の位相とが相対的に遅
れ進みが生じる。本第三実施例は、電力増幅器4のドレ
イン電圧V,が電力増幅器4の変調波入力信号より包絡
線位相が遅れている場合に対するものである。この場合
、シフトレジスタ等で構戊できる遅延回路(τ)26お
よび27を挿入して変調波信号を遅延させ、電力増幅器
25のドレイン電圧V,の位相と一致させる。これによ
り、ドレイン電圧V,の制御遅延による歪みを少なくす
ることができる。
また、進み遅れが反対になっている場合、すなわち第6
図の第三実施例では電力増幅器4のドレイン電圧Vnが
遅れている場合でも、遅延差の補償は可能である。この
場合の第四実施例を第7図に示す。遅延回路26および
27はドレイン制御信号生成回路15の入力側に挿入さ
れる。この遅延回路26および27は包絡線信号を遅延
させるものであり、遅延線などのアナログ回路でも実現
でき、挿入箇所はアナログ信号線、すなわちドレイン制
御信号生成回路15の出力または、ディジタルアナログ
変換器22および23の出力側となる。
図の第三実施例では電力増幅器4のドレイン電圧Vnが
遅れている場合でも、遅延差の補償は可能である。この
場合の第四実施例を第7図に示す。遅延回路26および
27はドレイン制御信号生成回路15の入力側に挿入さ
れる。この遅延回路26および27は包絡線信号を遅延
させるものであり、遅延線などのアナログ回路でも実現
でき、挿入箇所はアナログ信号線、すなわちドレイン制
御信号生成回路15の出力または、ディジタルアナログ
変換器22および23の出力側となる。
第8図は、32κb/sのオフセッ}QPSK信号を用
いたときの、前記実施例による電力増幅器4の出力スペ
クトラムである。直流電圧制御回路7を周波数等化した
場合、約5〜10dBの歪改善が見られる。
いたときの、前記実施例による電力増幅器4の出力スペ
クトラムである。直流電圧制御回路7を周波数等化した
場合、約5〜10dBの歪改善が見られる。
なお、前記実施例においては、半導体増幅素子として、
電界効果トランジスタを用いたけれども、これはバイポ
ーラトランジスタでも同様である。
電界効果トランジスタを用いたけれども、これはバイポ
ーラトランジスタでも同様である。
さらに、本発明は変調が中間周波数で行われるような変
調器と高周波増幅器の間に周波数変換が含むような送信
装置にも応用が可能である。
調器と高周波増幅器の間に周波数変換が含むような送信
装置にも応用が可能である。
以上説明したように、本発明によれば、例えば飽和形の
電力増幅器を用い増幅器の電源電圧制御を行う線形送信
装置を構或し、直流電圧制御回路の人力信号を周波数等
化をすることにより、より高速の変調信号を増幅するこ
とが可能であり、しかも、周波数等化回路は簡易な構或
であり、部品点数を大きくすることなく高速線形送信装
置が実現でき、その効果は大である。
電力増幅器を用い増幅器の電源電圧制御を行う線形送信
装置を構或し、直流電圧制御回路の人力信号を周波数等
化をすることにより、より高速の変調信号を増幅するこ
とが可能であり、しかも、周波数等化回路は簡易な構或
であり、部品点数を大きくすることなく高速線形送信装
置が実現でき、その効果は大である。
第1図は本発明の第一実施例を示すブロック構或図。
第2図はその周波数等化回路の一例を示す回路図。
第3図はその周波数特性図。
第4図は本発明の第二実施例を示すブロック構或図。
第5図は包絡線スベクトラムを示す特性図。
第6図は本発明の第三実施例を示すブロック構或図。
第7図は本発明の第四実施例を示すブロック構威図。
第8図は本発明の実施例による出力スベクトラムの一例
を示す特性図。 第9図は従来例を示すブロック構威図。 1・・・変調入力端子、2・・・変調器、2a・・・変
調器部、3・・・結合器、4・・・電力増幅器、5・・
・包絡線検波器、6・・・補正回路、7・・・直流電圧
制御回路、8・・・電源端子、9・・・送信出力端子、
10・・・周波数等化回路、1l・・・入力端子、12
、13・・・演算増幅器、14・・・出力端子、l5・
・・ドレイン制御信号生戊回路、21・・・複素包絡線
生成回路、22、23・・・ディジタルアナログ変換器
(D/A) 、24・・・直交変調器、25・・・搬送
波発振器、26、27・・・遅延回路(τ〉、41・・
・入力整合回路、42・・・電界効果トランジスタ、4
3・・・コイル、44・・・出力整合回路、C. 、C
.・・・コンデンサ、R.〜R6・・・抵抗。 第一夷箱例(鴎及虹答化口塔) 昂 2 回 亮 1 図 A:JL詑11f:Rl褥川ヨ膚5(周波客c号4ヒ剤
)8:鳩渡収等化回晒 C:,!走!圧制間回塔(周反叡耳に亀)周″LL吸 (kHz) 0 ’ 50k lj1′&板 (階) 100k 児二実兄?j (包a甑スベフトラム)昂 5 図 夷a2l例(出ηスペクトラム〉 38 図
を示す特性図。 第9図は従来例を示すブロック構威図。 1・・・変調入力端子、2・・・変調器、2a・・・変
調器部、3・・・結合器、4・・・電力増幅器、5・・
・包絡線検波器、6・・・補正回路、7・・・直流電圧
制御回路、8・・・電源端子、9・・・送信出力端子、
10・・・周波数等化回路、1l・・・入力端子、12
、13・・・演算増幅器、14・・・出力端子、l5・
・・ドレイン制御信号生戊回路、21・・・複素包絡線
生成回路、22、23・・・ディジタルアナログ変換器
(D/A) 、24・・・直交変調器、25・・・搬送
波発振器、26、27・・・遅延回路(τ〉、41・・
・入力整合回路、42・・・電界効果トランジスタ、4
3・・・コイル、44・・・出力整合回路、C. 、C
.・・・コンデンサ、R.〜R6・・・抵抗。 第一夷箱例(鴎及虹答化口塔) 昂 2 回 亮 1 図 A:JL詑11f:Rl褥川ヨ膚5(周波客c号4ヒ剤
)8:鳩渡収等化回晒 C:,!走!圧制間回塔(周反叡耳に亀)周″LL吸 (kHz) 0 ’ 50k lj1′&板 (階) 100k 児二実兄?j (包a甑スベフトラム)昂 5 図 夷a2l例(出ηスペクトラム〉 38 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、変調情報信号を入力して変調波信号とその包絡線信
号とを生成出力する変調手段(2、2a、3、5、15
、25)と、 前記変調波信号を入力信号とする半導体増幅素子を含む
高周波増幅器(4)と、 前記包絡線信号を変数とする信号に従って前記高周波増
幅器の電源端子に印加される直流電源電圧を制御する直
流電圧制御回路(7)と を備えた線形送信装置において、 前記変調手段と前記直流電圧制御回路との間に接続され
、前記包絡線信号を入力して前記包絡線信号を変数とす
る信号の振幅および位相等化を行いその出力信号を前記
直流電圧制御回路に入力する周波数等化回路(10)を 備えたことを特徴とする線形送信装置。 2、請求項1記載の線形送信装置において、前記変調手
段からの前記変調信号および前記包絡線信号のいずれか
一方を遅延する遅延回路(26、27)を 備えたことを特徴とする線形送信装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1242465A JPH0654877B2 (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 線形送信装置 |
PCT/JP1990/000838 WO1991000653A1 (fr) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Emetteur lineaire |
CA002035455A CA2035455C (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
DE69024182T DE69024182T2 (de) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linearer sender |
US07/651,375 US5251330A (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
EP90909852A EP0431201B1 (en) | 1989-06-30 | 1990-06-28 | Linear transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1242465A JPH0654877B2 (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 線形送信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03104422A true JPH03104422A (ja) | 1991-05-01 |
JPH0654877B2 JPH0654877B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=17089488
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1242465A Expired - Lifetime JPH0654877B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-09-19 | 線形送信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0654877B2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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WO2013093989A1 (ja) * | 2011-12-19 | 2013-06-27 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
WO2013186863A1 (ja) * | 2012-06-12 | 2013-12-19 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
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-
1989
- 1989-09-19 JP JP1242465A patent/JPH0654877B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
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JPH0654877B2 (ja) | 1994-07-20 |
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