JPH029727B2 - - Google Patents
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- JPH029727B2 JPH029727B2 JP413481A JP413481A JPH029727B2 JP H029727 B2 JPH029727 B2 JP H029727B2 JP 413481 A JP413481 A JP 413481A JP 413481 A JP413481 A JP 413481A JP H029727 B2 JPH029727 B2 JP H029727B2
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- srd
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- constant voltage
- circuit
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/33—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of semiconductor devices exhibiting hole storage or enhancement effect
Landscapes
- Pulse Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(発明の技術分野)
本発明はパルス発生回路に関する。更に詳述す
れば、繰り返し周期の早いパルス発生回路に関す
るものである。
れば、繰り返し周期の早いパルス発生回路に関す
るものである。
スペクトラム・アナライザ等の高周波測定装置
においては、サンプル・パルスを得るためにパル
ス発生回路が設けられている。この種の従来の回
路手段は大別してトランス形とエミツタホロワ形
に分けることができる。トランス形のパルス発生
回路は、トランスの1次側へ矩形波を加えて、ト
ランスの2次側の回路に接続されたステツプリカ
バリダイオード(以下単にSRDと記す)を駆動
している。この従来のトランス形のパルス発生回
路においては、トランスを用いているため、容易
にSRDへ大きな逆方向電圧を印加することがで
きる反面、トランスの使用により、広帯域の繰り
返しパルスを得ることが困難であつた。この点を
改善したのがエミツタホロワ形のパルス発生回路
である。この従来のエミツタホロワ形のパルス発
生回路において、SRD一方の端子はエミツタホ
ロワの出力端に接続されている。また、エミツタ
抵抗の他端にはSRDの順方向バイアス用の電源
が供給される。トランジスタのベースには矩形波
入力が与えられ、SRDに順方向バイアスと逆方
向バイアスを交互に与えるようになつている。こ
の構成において、矩形波入力がLレベルの時に
は、SRDの順方向バイアスによる順方向電流は
エミツタ抵抗を介して電源側から供給される。入
力矩形波がHレベルの時には、このエミツタホロ
ワの出力電圧がSRDの逆方向バイアス電圧とし
て与えられる。この場合、エミツタホロワ回路は
A級動作をしているため、SRDから大振幅のパ
ルスを得ようとすると、トランジスタにおいて大
きな電力を消費する。例えば実験によると、7V
のパルスを得るのに2ワツト、15Vのパルスを得
るのに4.5ワツトの電力を消費する。このように
大きな消費電力は、スペクトラム・アナライザ等
の電源容量を大きくしなければならないだけでな
く、発熱量が増大し、装置の信頼性に悪影響を及
ぼす。また、矩形波入力がHレベルでSRDに逆
方向バイアス電圧を供給している間に注目する
と、トランジスタにはエミツタ抵抗経由で比較的
大きな電流が流れるので、そこにかなりの電荷
(少数キヤリア)が蓄積される。従つて、矩形波
入力のレベルがHからLへ変化してSRDへの充
電を開始しようとしても、先ずトランジスタに蓄
積された少数キヤリアを電源側からの電流によつ
て放電する必要があるので、SRDへの充電の開
始が遅れる。つまり、SRDの実際の充電時間は
(矩形波入力がLレベルである時間)−(トランジ
スタの少数キヤリアの放電時間)となる。トラン
ジスタの放電時間は入力矩形波の周波数には無関
係であるから、入力矩形波の周期をある程度以上
短くすると、SRDの実際の充電時間は急激に減
少する。その結果出力パルスの振幅は高周波側で
大きな周波数依存性を持つことになる。この問題
を緩和するためには、逆方向バイアスを与えてい
る間にエミツタ抵抗経由でトランジスタに流れる
電流を減らせばよい。しかしそのためにエミツタ
抵抗の値を大きくすると、SRDへの充電電流も
小さくなつてしまい、何ら問題の解決にはならな
い。
においては、サンプル・パルスを得るためにパル
ス発生回路が設けられている。この種の従来の回
路手段は大別してトランス形とエミツタホロワ形
に分けることができる。トランス形のパルス発生
回路は、トランスの1次側へ矩形波を加えて、ト
ランスの2次側の回路に接続されたステツプリカ
バリダイオード(以下単にSRDと記す)を駆動
している。この従来のトランス形のパルス発生回
路においては、トランスを用いているため、容易
にSRDへ大きな逆方向電圧を印加することがで
きる反面、トランスの使用により、広帯域の繰り
返しパルスを得ることが困難であつた。この点を
改善したのがエミツタホロワ形のパルス発生回路
である。この従来のエミツタホロワ形のパルス発
生回路において、SRD一方の端子はエミツタホ
ロワの出力端に接続されている。また、エミツタ
抵抗の他端にはSRDの順方向バイアス用の電源
が供給される。トランジスタのベースには矩形波
入力が与えられ、SRDに順方向バイアスと逆方
向バイアスを交互に与えるようになつている。こ
の構成において、矩形波入力がLレベルの時に
は、SRDの順方向バイアスによる順方向電流は
エミツタ抵抗を介して電源側から供給される。入
力矩形波がHレベルの時には、このエミツタホロ
ワの出力電圧がSRDの逆方向バイアス電圧とし
て与えられる。この場合、エミツタホロワ回路は
A級動作をしているため、SRDから大振幅のパ
ルスを得ようとすると、トランジスタにおいて大
きな電力を消費する。例えば実験によると、7V
のパルスを得るのに2ワツト、15Vのパルスを得
るのに4.5ワツトの電力を消費する。このように
大きな消費電力は、スペクトラム・アナライザ等
の電源容量を大きくしなければならないだけでな
く、発熱量が増大し、装置の信頼性に悪影響を及
ぼす。また、矩形波入力がHレベルでSRDに逆
方向バイアス電圧を供給している間に注目する
と、トランジスタにはエミツタ抵抗経由で比較的
大きな電流が流れるので、そこにかなりの電荷
(少数キヤリア)が蓄積される。従つて、矩形波
入力のレベルがHからLへ変化してSRDへの充
電を開始しようとしても、先ずトランジスタに蓄
積された少数キヤリアを電源側からの電流によつ
て放電する必要があるので、SRDへの充電の開
始が遅れる。つまり、SRDの実際の充電時間は
(矩形波入力がLレベルである時間)−(トランジ
スタの少数キヤリアの放電時間)となる。トラン
ジスタの放電時間は入力矩形波の周波数には無関
係であるから、入力矩形波の周期をある程度以上
短くすると、SRDの実際の充電時間は急激に減
少する。その結果出力パルスの振幅は高周波側で
大きな周波数依存性を持つことになる。この問題
を緩和するためには、逆方向バイアスを与えてい
る間にエミツタ抵抗経由でトランジスタに流れる
電流を減らせばよい。しかしそのためにエミツタ
抵抗の値を大きくすると、SRDへの充電電流も
小さくなつてしまい、何ら問題の解決にはならな
い。
本発明はこれら従来技術の欠点を解消し、振幅
の周波数依存性が少ないパルス発生回路を提供す
ることを目的とする。
の周波数依存性が少ないパルス発生回路を提供す
ることを目的とする。
本願発明者は、エミツタホロワを用いた従来の
回路で上述した問題が発生するのは、夫々固有の
必要条件を有するSRDの充電と放電を同一の回
路で行おうとしたためであるという知見を得るに
到つた。この知見に基づき、本願発明ではSRD
の充電を担当する定電流源と放電を担当する定電
圧源を夫々設けた新規なパルス発生回路を提供
し、上記目的を達成した。
回路で上述した問題が発生するのは、夫々固有の
必要条件を有するSRDの充電と放電を同一の回
路で行おうとしたためであるという知見を得るに
到つた。この知見に基づき、本願発明ではSRD
の充電を担当する定電流源と放電を担当する定電
圧源を夫々設けた新規なパルス発生回路を提供
し、上記目的を達成した。
すなわち、このような構成を取ることにより、
定電圧源はSRDに対して逆方向バイアスを与え
るだけでよく、順方向電流については関与しな
い。従つてこの定電圧源はSRDの放電の終了後
は微小な電流を供給するだけであり、また定電流
源が動作を開始すると動作を休止する。その結
果、このようなオン/オフ動作をする定電圧源の
最終段はそれがオンになつている間であつても定
常的にはほとんど電流を出力する必要がないの
で、オン時にそこに蓄積される電荷を少なくする
ことは一般に容易である。これにより、逆方向バ
イアスから順方向電流への切換の遅れはほとんど
なくなるので、出力パルスの繰り返し周波数が高
くなつた場合の振幅の減少を抑えることができ
る。
定電圧源はSRDに対して逆方向バイアスを与え
るだけでよく、順方向電流については関与しな
い。従つてこの定電圧源はSRDの放電の終了後
は微小な電流を供給するだけであり、また定電流
源が動作を開始すると動作を休止する。その結
果、このようなオン/オフ動作をする定電圧源の
最終段はそれがオンになつている間であつても定
常的にはほとんど電流を出力する必要がないの
で、オン時にそこに蓄積される電荷を少なくする
ことは一般に容易である。これにより、逆方向バ
イアスから順方向電流への切換の遅れはほとんど
なくなるので、出力パルスの繰り返し周波数が高
くなつた場合の振幅の減少を抑えることができ
る。
第1図は本発明に係るパルス発生回路のブロツ
ク図である。第1図において1は定電圧源、3は
定電流源、5はSRD、7は微分回路である。入
力端子9には矩形波信号が加えられ、定電圧源1
と定電流源3に導入される。定電圧源1と定電流
源3の出力側は、SRD5を介してアース回路へ
接続されるとともに微分回路7を介して出力端子
10へ接続される。
ク図である。第1図において1は定電圧源、3は
定電流源、5はSRD、7は微分回路である。入
力端子9には矩形波信号が加えられ、定電圧源1
と定電流源3に導入される。定電圧源1と定電流
源3の出力側は、SRD5を介してアース回路へ
接続されるとともに微分回路7を介して出力端子
10へ接続される。
このように構成された第1図のパルス発生回路
の動作を以下に説明する。定電圧源1と定電流源
3とは相補的動作(コンプリメンタリ動作)をす
るものである。例えば入力端子9の信号レベルに
より定電流源3が動作している場合には、定電圧
源1は動作を停止している。この場合、定電流源
3には、第1図に示す如く、SRD5の順方向へ
充電電流icが流れる。SRD5の充電量は、充電電
流icと、その印加時間とにより一義的に定めるこ
とができる。従つて、定電流源3の動作時の電流
を規定すれば、充電時間の方はパルスの繰り返し
周波数から定まるから、SRD5の充電量つまり
SRD5内に蓄積される少数キヤリアの量を充分
な精度で規定できる。次に入力端子9の信号レベ
ルが変化すると、充電電流icはカツトオフとな
り、定電圧源1によりSRD5には逆方向の定電
圧が印加される。従つてSRD5には放電電流iDが
第1図に示す向きへ流れる。定電圧源1の内部抵
抗は小さいため、この抵抗とSRD5の容量とで
構成される放電時定数は非常に小さい。従つて
SRD5の放電は、定電圧源1を介して瞬時に行
なわれ、その後非常に早い立ち上り電圧を出力す
る。この時の立ち上りエツジを微分回路7におい
て微分して出力端子10より所望のパルスを得る
ことができる。
の動作を以下に説明する。定電圧源1と定電流源
3とは相補的動作(コンプリメンタリ動作)をす
るものである。例えば入力端子9の信号レベルに
より定電流源3が動作している場合には、定電圧
源1は動作を停止している。この場合、定電流源
3には、第1図に示す如く、SRD5の順方向へ
充電電流icが流れる。SRD5の充電量は、充電電
流icと、その印加時間とにより一義的に定めるこ
とができる。従つて、定電流源3の動作時の電流
を規定すれば、充電時間の方はパルスの繰り返し
周波数から定まるから、SRD5の充電量つまり
SRD5内に蓄積される少数キヤリアの量を充分
な精度で規定できる。次に入力端子9の信号レベ
ルが変化すると、充電電流icはカツトオフとな
り、定電圧源1によりSRD5には逆方向の定電
圧が印加される。従つてSRD5には放電電流iDが
第1図に示す向きへ流れる。定電圧源1の内部抵
抗は小さいため、この抵抗とSRD5の容量とで
構成される放電時定数は非常に小さい。従つて
SRD5の放電は、定電圧源1を介して瞬時に行
なわれ、その後非常に早い立ち上り電圧を出力す
る。この時の立ち上りエツジを微分回路7におい
て微分して出力端子10より所望のパルスを得る
ことができる。
このように第1図のパルス発生回路において
は、定電圧源1と定電流源3とは相補的に動作を
しており、SRDの充電電荷が放電した後は、放
電電流IDが流れないため、消費電力が少なくな
り、また定電圧源中への電荷の蓄積を少なくして
繰り返し周波数を高くした際のパルス電圧の急激
な減少を抑えることができる。更に、SRDの充
電電流を供給するために定電流源を用ることによ
り、上述の様にSRDの充電量を既知の値に容易
に設定することが容易にできる。これにより、定
電圧源がSRDに逆方向電圧を与えたときに発生
するパルス電圧の大きさを容易に規定することが
できる。また内部抵抗の小さい定電圧源1を介し
て放電させるので放電時定数が小さく、周波数特
性が向上するなどの効果を有する。
は、定電圧源1と定電流源3とは相補的に動作を
しており、SRDの充電電荷が放電した後は、放
電電流IDが流れないため、消費電力が少なくな
り、また定電圧源中への電荷の蓄積を少なくして
繰り返し周波数を高くした際のパルス電圧の急激
な減少を抑えることができる。更に、SRDの充
電電流を供給するために定電流源を用ることによ
り、上述の様にSRDの充電量を既知の値に容易
に設定することが容易にできる。これにより、定
電圧源がSRDに逆方向電圧を与えたときに発生
するパルス電圧の大きさを容易に規定することが
できる。また内部抵抗の小さい定電圧源1を介し
て放電させるので放電時定数が小さく、周波数特
性が向上するなどの効果を有する。
第2図は本発明に係るパルス発生回路の1実施
例を示す図であある。第2図において、U1は反
転増幅器、Q1〜Q3はトランジスタ、R1〜R4は抵
抗、C1,C2はコンデンサ、SRDはステツプリカ
バリダイオードである。入力端子11から加えら
れた矩形波信号は、反転増幅器U1を介してトラ
ンジスタQ1のベースに導入されるとともにトラ
ンジスタQ2のベース・コレクタと抵抗R3を介し
てトランジスタQ3のエミツタに導入される。ト
ランジスタQ1のエミツタとトランジスタQ3のコ
レクタはそれぞれSRDを介してアース電位に接
続される。またトランジスタQ1のエミツタは抵
抗R1を介してアース電位に接続され、コレクタ
は電圧VCCへ接続される。トランジスタQ3のベー
スは電源により−VBの電位に保たれており、コ
ンデンサC2を介してアース電位に接続されてい
る。Q3のエミツタは抵抗R2を介して−VEEへ接続
される。SRDの出力はコンデンサC1と抵抗R4と
からなる微分回路を介して出力端子12へ接続さ
れる。
例を示す図であある。第2図において、U1は反
転増幅器、Q1〜Q3はトランジスタ、R1〜R4は抵
抗、C1,C2はコンデンサ、SRDはステツプリカ
バリダイオードである。入力端子11から加えら
れた矩形波信号は、反転増幅器U1を介してトラ
ンジスタQ1のベースに導入されるとともにトラ
ンジスタQ2のベース・コレクタと抵抗R3を介し
てトランジスタQ3のエミツタに導入される。ト
ランジスタQ1のエミツタとトランジスタQ3のコ
レクタはそれぞれSRDを介してアース電位に接
続される。またトランジスタQ1のエミツタは抵
抗R1を介してアース電位に接続され、コレクタ
は電圧VCCへ接続される。トランジスタQ3のベー
スは電源により−VBの電位に保たれており、コ
ンデンサC2を介してアース電位に接続されてい
る。Q3のエミツタは抵抗R2を介して−VEEへ接続
される。SRDの出力はコンデンサC1と抵抗R4と
からなる微分回路を介して出力端子12へ接続さ
れる。
このように構成接続された第2図のパルス発生
回路の動作を以下に説明する。なお第3図は第2
図に附した記号の箇所の波形を示す、タイムチヤ
ートである。
回路の動作を以下に説明する。なお第3図は第2
図に附した記号の箇所の波形を示す、タイムチヤ
ートである。
第2図の入力端子11には第3図のaに示すよ
うな矩形波信号が加えられ反転増幅器U1で極性
反転され第3図のbに示す波形となる。bの波形
の振幅は反転増幅器U1の電源電圧に近似した振
幅を有する。エミツタホロワのトランジスタQ1
はベース信号が負側にまで振られているため、B
級動作を行なう。第3図のcはトランジスタQ1
のエミツタに抵抗R1のみを接続した場合の波形
である。抵抗R1のみを接続した時の波形を示し
た理由は、簡略した方が動作の理解が容易だから
である。この場合、エミツタの最低電圧は0Vで
ある。またSRDを接続した場合でも、この最低
電圧は−1V位のものである。従つてトランジス
タQ1のベース電位が−VEEに振れた時に、トラン
ジスタQ1は電荷の蓄積作用により遅れ波形をと
もなつてオフとなる。トランジスタQ1のベース
電位がVCCとなつた時、Q1はオンとなり、この場
合には充分早くc点の電圧は立ち上る。なおトラ
ンジスタQ1は、エミツタホロワとして駆動され、
等価的に定電圧源として動作している。トランジ
スタQ2は矩形波信号aによつてスイツチング動
作を行ない、抵抗R2,R3を介してベース接地形
トランジスタQ3を駆動する。第3図の波形aが
ローレベルの時、トランジスタQ2はオンになる。
d点の電位はトランジスタQ2の飽和電圧−VSま
で上昇する。一方トランジスタQ3のベース電位
は−VBに固定されている。今、−VB−VBE<−VS
の関係となるように−VBを定めれば、トランジ
スタQ2かオンの時にトランジスタQ3はオフとな
る。なおVBEはトランジスタQ3のベース・エミツ
タ間電圧である。波形aがハイレベルの時、トラ
ンジスタQ2はオフとなる。従つてd点電位は−
VB−VBEとなる。その結果抵抗R2には〔−VEE−
(−VB−VBE)〕/R2の電流が流れる。この電流
は、トランジスタQ3を流れSRDに対する順方向
電流となる。波形eはエミツタホロワのトランジ
スタQ1を外した場合の第2図e点の波形である。
波形fはトランジスタQ1〜Q3とSRDを接続した
場合の第2図f点の波形である。波形cとeで示
した立ち下り、立ち上りの遅れ部分は、Q1とQ3
の相補的動作によつて、シヤープになる。またト
ランジスタQ1の立ち上り時間(通常約50ns)は
SRDにより300〜500ps程度に鋭くなる。波形g
は、コンデンサC1と抵抗R4からなる微分回路に
より波形fを微分した結果のサンプルパルスを示
すものである。
うな矩形波信号が加えられ反転増幅器U1で極性
反転され第3図のbに示す波形となる。bの波形
の振幅は反転増幅器U1の電源電圧に近似した振
幅を有する。エミツタホロワのトランジスタQ1
はベース信号が負側にまで振られているため、B
級動作を行なう。第3図のcはトランジスタQ1
のエミツタに抵抗R1のみを接続した場合の波形
である。抵抗R1のみを接続した時の波形を示し
た理由は、簡略した方が動作の理解が容易だから
である。この場合、エミツタの最低電圧は0Vで
ある。またSRDを接続した場合でも、この最低
電圧は−1V位のものである。従つてトランジス
タQ1のベース電位が−VEEに振れた時に、トラン
ジスタQ1は電荷の蓄積作用により遅れ波形をと
もなつてオフとなる。トランジスタQ1のベース
電位がVCCとなつた時、Q1はオンとなり、この場
合には充分早くc点の電圧は立ち上る。なおトラ
ンジスタQ1は、エミツタホロワとして駆動され、
等価的に定電圧源として動作している。トランジ
スタQ2は矩形波信号aによつてスイツチング動
作を行ない、抵抗R2,R3を介してベース接地形
トランジスタQ3を駆動する。第3図の波形aが
ローレベルの時、トランジスタQ2はオンになる。
d点の電位はトランジスタQ2の飽和電圧−VSま
で上昇する。一方トランジスタQ3のベース電位
は−VBに固定されている。今、−VB−VBE<−VS
の関係となるように−VBを定めれば、トランジ
スタQ2かオンの時にトランジスタQ3はオフとな
る。なおVBEはトランジスタQ3のベース・エミツ
タ間電圧である。波形aがハイレベルの時、トラ
ンジスタQ2はオフとなる。従つてd点電位は−
VB−VBEとなる。その結果抵抗R2には〔−VEE−
(−VB−VBE)〕/R2の電流が流れる。この電流
は、トランジスタQ3を流れSRDに対する順方向
電流となる。波形eはエミツタホロワのトランジ
スタQ1を外した場合の第2図e点の波形である。
波形fはトランジスタQ1〜Q3とSRDを接続した
場合の第2図f点の波形である。波形cとeで示
した立ち下り、立ち上りの遅れ部分は、Q1とQ3
の相補的動作によつて、シヤープになる。またト
ランジスタQ1の立ち上り時間(通常約50ns)は
SRDにより300〜500ps程度に鋭くなる。波形g
は、コンデンサC1と抵抗R4からなる微分回路に
より波形fを微分した結果のサンプルパルスを示
すものである。
このような第2図のパルス発生回路においては
以下のような効果を有する。
以下のような効果を有する。
(1) トランジスタQ1とQ3は相補的な動作を行な
つている。従つてSRDの充電電荷を約10nsで
放電させた後は、トランジスタQ1の出力電流
としては、微小な電流が抵抗R1に流れるのみ
である。それは、抵抗R1はトランジスタQ1に
アース電位を与えるために用いられており、
SRDの充電のための順方向電流を通す必要が
ないので比較的高抵抗であるためである。従つ
て、定電圧源のオン/オフを行つているトラン
ジスタQ1中の電荷の蓄積は、単一のエミツタ
ホロワをSRDの充電と放電に兼用した従来例
に比べて大幅に低減されるとともに、ここでの
消費電力も少なくなる。
つている。従つてSRDの充電電荷を約10nsで
放電させた後は、トランジスタQ1の出力電流
としては、微小な電流が抵抗R1に流れるのみ
である。それは、抵抗R1はトランジスタQ1に
アース電位を与えるために用いられており、
SRDの充電のための順方向電流を通す必要が
ないので比較的高抵抗であるためである。従つ
て、定電圧源のオン/オフを行つているトラン
ジスタQ1中の電荷の蓄積は、単一のエミツタ
ホロワをSRDの充電と放電に兼用した従来例
に比べて大幅に低減されるとともに、ここでの
消費電力も少なくなる。
一方、トランジスタQ3がオンの時(トラン
ジスタQ1はオフ)、Q3の負荷はSRDの順方向電
流である。実測例においては、17Vのパルス出
力を得るための消費電力は約1.6Wであつた。
すなわち従来のパルス発生回路と比較して約1/
3の消費電力に低減することができる。
ジスタQ1はオフ)、Q3の負荷はSRDの順方向電
流である。実測例においては、17Vのパルス出
力を得るための消費電力は約1.6Wであつた。
すなわち従来のパルス発生回路と比較して約1/
3の消費電力に低減することができる。
(2) トランジスタQ1とQ3は相補的動作を行なつ
ているため、SRDを駆動する波形は、トラン
ジスタQ1とQ3のオフ時の電荷の蓄積作用によ
る遅れを受けることがない。すなわち、、ここ
で言う相補的動作による作用とは具体的には、
定電圧源(エミツタホロワとして動作するトラ
ンジスタQ1)が動作を停止すると、定電流源
(ベース接地回路として動作するトランジスタ
Q3)が代わつて動作を開始することにより定
電圧源(トランジスタQ1)の蓄積電荷を能動
的に急速に放電すること、逆に定電流源が動作
を停止すると、今度は定電圧源が動作を開始し
て、定電流源(トランジスタQ3)の蓄積電荷
を能動的に急速に放電することを指している。
なお、このように、一方が動作を停止したとき
他方が動作を開始することにより、動作を停止
した回路の蓄積電荷を能動的に急速放電する動
作は、第2図に示した特定の回路(エミツタホ
ロワおよびベース接地回路)に固有の特性では
なく、第1図に一般的に示した構成について共
通する特徴であることに注意されたい。上で説
明したように、充電/放電の切り換え時に動作
を停止した側の回路に蓄積されている電荷を強
制的に放電させる結果、SRDの充電から放電
への急峻な切り換えが可能になる。また、
SRDの放電から充電への切り換えが遅れを伴
わずに急峻になされることにより、出力パルス
の繰り返し周波数を上げていつても、この充電
開始の遅れによつて充電時間が短縮されて
SRDの充電量が不十分になり、その結果出力
パルスの電圧が大きく低下するという周波数特
性の悪化が防止される。
ているため、SRDを駆動する波形は、トラン
ジスタQ1とQ3のオフ時の電荷の蓄積作用によ
る遅れを受けることがない。すなわち、、ここ
で言う相補的動作による作用とは具体的には、
定電圧源(エミツタホロワとして動作するトラ
ンジスタQ1)が動作を停止すると、定電流源
(ベース接地回路として動作するトランジスタ
Q3)が代わつて動作を開始することにより定
電圧源(トランジスタQ1)の蓄積電荷を能動
的に急速に放電すること、逆に定電流源が動作
を停止すると、今度は定電圧源が動作を開始し
て、定電流源(トランジスタQ3)の蓄積電荷
を能動的に急速に放電することを指している。
なお、このように、一方が動作を停止したとき
他方が動作を開始することにより、動作を停止
した回路の蓄積電荷を能動的に急速放電する動
作は、第2図に示した特定の回路(エミツタホ
ロワおよびベース接地回路)に固有の特性では
なく、第1図に一般的に示した構成について共
通する特徴であることに注意されたい。上で説
明したように、充電/放電の切り換え時に動作
を停止した側の回路に蓄積されている電荷を強
制的に放電させる結果、SRDの充電から放電
への急峻な切り換えが可能になる。また、
SRDの放電から充電への切り換えが遅れを伴
わずに急峻になされることにより、出力パルス
の繰り返し周波数を上げていつても、この充電
開始の遅れによつて充電時間が短縮されて
SRDの充電量が不十分になり、その結果出力
パルスの電圧が大きく低下するという周波数特
性の悪化が防止される。
(3) トランジスタQ1はエミツタホロワとして使
用されているため定電圧源として作用し、トラ
ンジスタQ3はベース接地として使用されてい
るため定電流源として作用している。従つて第
1図の説明において述べた効果を有する。
用されているため定電圧源として作用し、トラ
ンジスタQ3はベース接地として使用されてい
るため定電流源として作用している。従つて第
1図の説明において述べた効果を有する。
(4) SRDの順方向電流を調整することにより、
パルス高さを調整できることは、良く知られて
いることであるが、第2図の構成によれば、そ
れが容易に達成できる。すなわち、−VBを調整
するのみでパルスの高さを変えることができる
からである。−VBは直流の電圧であり、スイツ
チング動作を行つている回路中に調整機構を設
ける必要はなく、周波数特性に悪影響を及ぼさ
ない。
パルス高さを調整できることは、良く知られて
いることであるが、第2図の構成によれば、そ
れが容易に達成できる。すなわち、−VBを調整
するのみでパルスの高さを変えることができる
からである。−VBは直流の電圧であり、スイツ
チング動作を行つている回路中に調整機構を設
ける必要はなく、周波数特性に悪影響を及ぼさ
ない。
またSRDは温度特性を有するが第2A図に示
す回路を用いることにより補償することができ
る。すなわちアース電位と−VEEの間に抵抗R5と
R6及びシリコンダイオードD1の直列回路を設け、
抵抗R5とR6の接続点から電圧−VBを取り出し、
第2図に示すトランジスタQ3のベースへ導入す
れば良い。
す回路を用いることにより補償することができ
る。すなわちアース電位と−VEEの間に抵抗R5と
R6及びシリコンダイオードD1の直列回路を設け、
抵抗R5とR6の接続点から電圧−VBを取り出し、
第2図に示すトランジスタQ3のベースへ導入す
れば良い。
以上詳細に説明したように、本願発明によれば
SRDに逆方向電圧を供給する定電圧源と順方向
電流を供給する定電流源を分離したことにより、
定電圧源は大きな順方向電流をSRDに対して供
給する必要がないから、動作中の電荷の蓄積を少
なくすることが簡単にでき、その結果、出力パル
スの振幅の高い周波数での減少が抑えられる。ま
た、SRDの順方向電流を定電流源から供給する
ので、出力パルスの振幅を充分な精度で規定する
ことが簡単にできる。
SRDに逆方向電圧を供給する定電圧源と順方向
電流を供給する定電流源を分離したことにより、
定電圧源は大きな順方向電流をSRDに対して供
給する必要がないから、動作中の電荷の蓄積を少
なくすることが簡単にでき、その結果、出力パル
スの振幅の高い周波数での減少が抑えられる。ま
た、SRDの順方向電流を定電流源から供給する
ので、出力パルスの振幅を充分な精度で規定する
ことが簡単にできる。
第1図は本発明に係るパルス発生回路のブロツ
ク図、第2図は本発明に係るパルス発生回路の1
実施例を示す図、第2A図は温度補償回路、第3
図は第2図の各部の波形を示すタイムチヤートで
ある。 1:定電圧源、3:定電流源、5:SRD、
7:微分回路、U1:反転増幅器、Q1,Q2,Q3:
トランジスタ、R1〜R6:抵抗、C1,C2:コンデ
ンサ、D1:ダイオード。
ク図、第2図は本発明に係るパルス発生回路の1
実施例を示す図、第2A図は温度補償回路、第3
図は第2図の各部の波形を示すタイムチヤートで
ある。 1:定電圧源、3:定電流源、5:SRD、
7:微分回路、U1:反転増幅器、Q1,Q2,Q3:
トランジスタ、R1〜R6:抵抗、C1,C2:コンデ
ンサ、D1:ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 互いに相補的に交互に動作する定電流源及び
定電圧源と、 前記定電流源と前記定電圧源に接続されたステ
ツプ・リカバリ・ダイオードと、 前記ステツプ・リカバリ・ダイオードの出力信
号を微分する微分回路と を備え、 前記定電流源はその動作期間中に前記ステツ
プ・リカバリ・ダイオードに対して順方向電流を
供給し、 前記定電圧源はその動作期間中に前記ステツ
プ・リカバリ・ダイオードに対して逆方向電圧を
供給するとともに、その動作期間中の電荷の蓄積
が小さいように構成された ことを特徴とするパルス発生回路。 2 前記定電圧源としてエミツタホロワ回路を使
用したことを特徴とする特許請求の範囲第1項記
載のパルス発生回路。 3 前記定電流源としてベース接地回路を使用し
たことを特徴とする特許請求の範囲第1項または
第2項記載のパルス発生回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP413481A JPS57118428A (en) | 1981-01-14 | 1981-01-14 | Pulse generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP413481A JPS57118428A (en) | 1981-01-14 | 1981-01-14 | Pulse generating circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS57118428A JPS57118428A (en) | 1982-07-23 |
JPH029727B2 true JPH029727B2 (ja) | 1990-03-05 |
Family
ID=11576304
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP413481A Granted JPS57118428A (en) | 1981-01-14 | 1981-01-14 | Pulse generating circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS57118428A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59152827U (ja) * | 1983-03-29 | 1984-10-13 | 横河・ヒユ−レツト・パツカ−ド株式会社 | パルス発生回路 |
US4727340A (en) * | 1986-04-30 | 1988-02-23 | Tektronix, Inc. | Comb generators |
JP3406499B2 (ja) * | 1997-11-19 | 2003-05-12 | 安藤電気株式会社 | 電気光学サンプリングオシロスコープ |
JP4849653B2 (ja) * | 2004-04-22 | 2012-01-11 | 大阪シーリング印刷株式会社 | 温度センシング用部材及び温度センシング方法 |
-
1981
- 1981-01-14 JP JP413481A patent/JPS57118428A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS57118428A (en) | 1982-07-23 |
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