JPH0295178A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、一対のスイッチング素子を有し、方のスイッ
チング素子と同電位の発振回路から電位の異なる他方の
スイッチング素子へトランス等の絶縁素子を介さずに信
号伝達を行うようにしたインバータ装置に関するもので
ある。

［従来の技術］ 第７図は従来のインバータ装置の回路図であり、第８図
はその動作波形図である。以下、従来例の回路構成につ
いて説明する。直流電源■の両端には、スイッチング素
子ｓｗ、、ｓｗ２の直列回路が接続されている。スイッ
チング素子ｓｗ、、ｓｗ２は例えば電力用のＭＯＳ）ラ
ンジスタやダイオードを逆並列接続された電力用のバイ
ポーラトランジスタにて構成される。各スイッチング素
子５ＷＳＷ、は、ドライブ回路１，２の出力信号Ｖ、、
Ｖ２によりそれぞれオン・オフ駆動される。一方のスイ
ッチング素子ＳＷ２の両端には、インダクタし。

を介して、負荷ＺとコンデンサＣ６との並列回路が接続
されている。負荷Ｚとしては、例えば放電灯が用いられ
る。負荷Ｚが放電灯であるときに、インダクタし。、コ
ンデンサＣ６の共振回路を用いるのは、放射ノイズ等の
関係から負荷電流の波形を正弦波状にするためである。

各スイッチング素子ＳＷ１．ＳＷ２の電流１．、Ｌは、
第８図（ｍ）　、　（Ｎ）に示すように、負方向から始
まり、正方向で遮断している。これは、インダクタＬ。

、コンデンサｃｏによる共振回路の共振周波数よりも、
スイッチング素子ＳＷ、、ＳＷ２のドライブ周波数を高
く設定しているためである。このように設定すると、例
えばスイッチング素子ＳＷ１がオフしたときに、負荷回
路による共振電流は、スイッチング素子ＳＷ２をまず負
方向に流れることになり、続いてスイッチング素子ＳＷ
２の正方向に流れる。スイッチング素子ＳＷ２がオフす
る時にも同様に、負荷回路による共振電流はスイッチン
グ素子ＳＷ、をまず負方向に流れ、続いてスイッチング
素子ＳＷの正方向に流れる。このとき、各スイッチング
素子ＳＷ＋、ｓｗ２の素子電圧Ｖ　５．　Ｖ　３は、夫
々がオフする時に高電圧へ移行する。

直流電源■の両端に接続された抵抗ＲＩ、コンデンサＣ
Ｉの直列回路は発振回路５及びドライブ回路２を含む下
側回路の電源回路であり、スイッチング素子ＳＷ、の両
端に接続された抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２の直列回路は
ドライブ回路１を含む上側回路の電源回路である。コン
デンサＣ３，Ｃ、はスイッチング素子ＳＷ＋、ＳＷ２の
容量成分である。

コンデンサＣＩにて給電される発振回路５は、２つのド
ライブ信号ｖＡ、ｖ、を出力している。ドライブ信号ｖ
Ａはドライブ回路２に入力され、ドライブ信号ＶＢは信
号伝達回路を介して、ドライブ回路１に入力される。信
号伝達回路は、トランジスタＴ　ｒ　１．　Ｔ　ｒ　２
　、　Ｔ　ｒ　３　、　Ｔ　ｒ　４、ダイオードＤＩ、
抵抗Ｒ３よりなり、トランス等の絶縁素子を用いないで
信号伝達を行っている。１〜ランジスタＴｒ、。

Ｔｒ２はカレントミラー回路３を楕成し、トランジスタ
Ｔｒ、、Ｔｒ、はカレントミラー回路４を構成している
。発振回路５から出力されるドライブ信号ＶＢは、カレ
ントミラー回路３の一方のトランジスタＴｒ＋に入力さ
れ、カレントミラー回路３の他方のトランジスタＴｒ２
の出力は、カレントミラー回路４の一方のトランジスタ
Ｔｒ＋に入力されている。カレントミラー回路４の他方
のトランジスタＴｒ４は抵抗Ｒ３を直列に接続されて、
コンデンサＣ２の両端に接続されている。各トランジス
タＴｒ〜Ｔｒ４の電流増幅率ｈｆｅが十分に大きいもの
とすると、ドライブ信号ＶＢによってトランジスタＴｒ
に流れる入力電流■Ｂ′とほぼ同じ電流が信号伝達電流
■ＢとしてトランジスタＴ　ｒ　２　、　Ｔ　ｒ　３に
流れ、また、トランジスタＴ　ｒ　ｖに流れる信号伝達
電流Ｉ。

とほぼ同じ電流がトランジスタＴｒ＜に出力電流■。

となって流れる。ドライブ信号ＶＢが高レベルのときに
は、トランジスタＴｒ、、Ｔｒ２が導通して、信号伝達
電流ＩＢが流れ、トランジスタＴ　ｒ３．　Ｔ　ｒ　４
も導通する。トランジスタＴｒ＜が導通ずると、抵抗Ｒ
３に出力電流工、が流れ、抵抗Ｒ，ｌの両端に電圧降下
が生じて、ドライブ回路１の入力信号■。

が高レベルとなる。ドライブ信号ＶＢが低レベルのとき
には、ドライブ回路１の入力信号ｖ４は低レベルとなる
。なお、各カレントミラー回路３゜４のトランジスタＴ
ｒｌ〜Ｔｒ４は高速動作を行うために、不飽和領域で動
作している。

ダイオードＤ、はトランジスタＴｒ２がオフしたときに
、トランジスタＴｒ２のコレクタ・エミッタ間の浮遊容
量成分Ｃｓに充電された蓄積電荷を放出するバイパス経
路を形成して、トランジスタＴｒ。

のベース・エミッタ間逆電圧を低減するために設けられ
ている。

この従来例では、トランスや、フォトカプラ等の絶縁素
子を用いないで、発振回路５とは異電位側のドライブ回
路１に、ドライブ信号ＶＢに同期した入力信号Ｖ、を伝
達することができ、制御回路のＩＣ化に適した構成とな
っている。しかしながら、この従来例にあっては、ドラ
イブ信号ＶＢが低レベルであるときに、素子電圧■３が
上昇すると、コンデンサＣ２及びカレントミラー回路４
における一方のトランジスタＴｒ３を介して、トランジ
スタＴｒ２の容量成分Ｃｓへの充電電流が流れて、これ
が信号伝達電流よりのような作用をなし、誤動作を生じ
ることがあった。

以下、第８図を参照しながら、この動作について説明す
る。まず、時刻ｔ。でドライブ信号ＶＢ（第８図（ｂ）
）が低レベルになると、カレントミラー回路３．４の電
流ＩＢ’、ＩＢ、Ｉ４（同図（ｃ）　（ｄ）、（ｅ））
が流れなくなり、ドライブ回路１の入力信号Ｖ　４　（
同図（ｆ））が低レベル、ドライブ回路１の出力信号Ｖ
（同図（ｈ））が低レベルとなり、スイッチング素子Ｓ
Ｗ１はオフする。このとき、素子電圧Ｖ３．Ｖ５（同図
（ｉ）　、　（ｊ））はスイッチング素子ＳＷ、、ＳＷ
２の容量成分ＣＧ　、　Ｃ＜によって傾斜的に変化し、
その電流は時刻ｔ１以降は負荷回路の共振作用によって
負方向の電流■２（同図（１））となって流れ、時刻ｔ
２以降は、ドライブ信号ＶＡ（同図（ａ））が高レベル
となることによりスイッチング素子ＳＷ　２がオンして
、正方向に流れる。素子電圧ｖ、ｌの低下に伴い、カレ
ントミラー回路３のトランジスタＴｒ２の浮遊容量Ｃｓ
の充電電圧■、く同図（ｋ））も同期して低下し、この
容量成分Ｃｓからの電荷の放電は、ダイオードＤ１及び
コンデンサＣ２を介して行われる。

時刻ｔ３において、ドライブ信号ｖＡが低レベルとなる
と、ドライブ回路２の出力信号Ｖ２（同図（ｇ））が低
レベルとなり、スイッチング素子ＳＷ２がオフし、負荷
回路の共振作用によって素子電圧Ｖ３は上昇して行く。

このとき、容量成分Ｃｓがカレントミラー回路４を通じ
て充電され、その充電電圧ｖ６も上昇していく。ここで
、カレントミラー回路４から容量成分Ｃｓへの充電電流
は、ドライブ信号ＶＢによる信号伝達電流ＩＢと同じ経
路に流れることになるので、出力電流■、が流れて、ド
ライブ回路１への入力信号■、のレベルが上昇し、時刻
ｔ、でドライブ回路１の出力信号ｖ１が高レベルとなる
。故にスイッチング素子Ｓ　’Ｗ　＋はオンとなるが、
この時点では素子電圧Ｖ　３　、　Ｖ　ｓは変化してい
る途中であるため、容量成分Ｃ，，Ｃ，の急速な充放電
が行われる。この電流は波高値の高いもので、スイッチ
ング損失となり、時にはスイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ
２の破壊や雑音の発生原因となったりする。時刻ｔ５以
降はドライブ信号ｖＢが高レベルとなるので、スイッチ
ング素子ＳＷＩはオンし続け、電流ｒ＋（第８図（ｍ）
）が正方向に流れる。時刻ｔ６でドライブ信号ＶＢが低
レベルとなり、再びスイッチング素子Ｓ　Ｗ　＋がオフ
して、以下、この繰り返しで負荷回路に高周波電力を供
給するものである。

［発明が解決しようとする課題］ 以上の説明から分かるように、従来例にあっては、ドラ
イブ信号ＶＢが低レベルであっても、素子電圧■、の上
昇によって容量成分Ｃ８への充電電流が流れて、これが
恰も信号伝達電流よりのように作用するなめに、スイッ
チング素子ＳＷ、がオンしてしまうという問題があった
。

そこで、第９図に示すように、信号伝達回路の容量成分
Ｃｓへの充電電流が流れようとするときに、ダイオード
Ｄ２とコンデンサＣ９及び抵抗Ｒ７よりなる電圧低下回
路によってカレントミラー回路４のエミッタ電位を低下
させ、ドライブ回路１の入力信号■、を高レベルとせず
、ドライブ回路１の出力信号■１が高レベルとならない
ようにすることが考えられる。

以下、その動作について第１０図を参照しながら説明す
る。時刻ｔ。において、ドライブ信号ＶＢ（第１０図（
ｂ））が低レベルになると、電流ＩＢ’、Ｉｓ。

Ｉ４（同図（ｃ）　、　（ｄ）　、　（ｅ）　）が流れ
なくなり、ドライブ回路１への入力信号Ｖ＜（同図（１
））が低レベルとなり、ドライブ回路１の出力信号Ｖ　
＋　（同図（ｆ））が低レベルとなって、スイッチング
素子Ｓ　Ｗ　＋がオフする。スイッチング素子ｓｗ、、
ｓｗ２の容量成分Ｃ３、Ｃ４によって素子電圧Ｖ３（同
図（ｈ））は傾斜的に減少する。また、容量成分Ｃｓの
蓄積電荷は、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２とコンデン
サＣ２を通る経路で放電する。これにより容量成分Ｃｓ
の充電電圧が低下していく。さらに、電位ｖ８はダイオ
ードＤ２の順方向電圧降下分だけ電位■７よりも高くな
る。

負荷回路に流れていた電流はＬＣ成分の共振作用によっ
て流れ続けようとし、スイッチング素子ＳＷ２を負方向
に流れる。時刻ｔ１以降はドライブ信号ＶＡ（同図（ａ
））が高レベルとなり、ドライブ回路２の出力信号Ｖ　
２　（同図（ｇ））が高レベルとなって、スイッチング
素子ＳＷ２がオンされて、電流が正方向に流れる。この
とき、コンデンサｃｓが充電されるため、電位Ｖ　Ｉ　
Ｏは少し正の値となっている。

時刻ｔ２でドライブ信号ＶＡが低レベルになると、素子
電圧■３は傾斜的に増加して行き、容量成分Ｃｓも同時
に充電されて行く。負荷回路に流れていた電流は共振作
用により流れ続けようとし、時刻Ｌ２以降はスイッチン
グ素子ｓｗ１を負方向に流れ、このとき、素子電圧ｖ３
は増加中である。この充電により、コンデンサｃ５の電
圧Ｖ、はほぼ一定値で、電位■８及び■１ｏが急激に低
下する。このため、電流工、は流れなくなり、ドライブ
回路１の入力信号Ｖ、も低レベルとなり、出力信号Ｖは
低レベルとなる。素子電圧Ｖ３が上昇し、容量成分Ｃｓ
が充電されながら、充電電流が減ってくると、電位■８
及びＶｌ。は上昇して行く。

このように、容量成分Ｃｓの充電電流が流れる間は、カ
レントミラー回路４が動作を停止して、ドライブ回路１
の入力信号■４が低レベルとなるため、出力信号Ｖ、が
高レベルとなるような誤動作はなくなるものである。

時刻ｔ３以降はドライブ信号ＶＢが高レベルとなり、電
流ＩＢ’、ＩＢ、Ｉ４が流れて、ドライブ回路１の入力
信号■４が高レベルとなり、その出力信号■１も高レベ
ルとなって、スイッチング素子ＳＷがオンされて、電流
が正方向に流れる。時刻ｔ、で再びドライブ信号ＶＢが
低レベルとなり、以下、この繰り返しで負荷Ｚに電力を
供給するものである。

しかしながら、容量成分Ｃｓの値が比較的大きく、容量
成分Ｃ８の充電に伴って電位■８が大きくマイナス側へ
引き下げられるような場合には、第１０図のＸに示すよ
うな動作波形となる。これは、容量成分Ｃｓの充電電流
が、抵抗Ｒ７、コンデンサＣ５、トランジスタＴｒ３と
流れるため、この電流値が大きいと、コンデンサＣ５の
電荷が多量に放出され、時刻ｔ２以降にコンデンサＣ５
の電圧■９が低下することになるものである。このとき
、電位■、。も同時に低下し、ドライブ回路１の入力信
号Ｖ、も低下するから、出力信号ｖｌが高レベルとなっ
てしまうような誤動作は生じないが、コンデンサＣ５の
電圧Ｖ９の低下によりカレントミラー回ｉ￥８４が完全
に動作せず、規定の量の電流■、が流れることができず
、時刻ｔ、においても入力信号■、が低下して、スイッ
チング素子Ｓ　Ｗ　＋がオンすべきときに、オンしにく
くなるという問題がある。このため、コンデンサＣ９の
充電量を増加させるべく抵抗Ｒ２の値を低下させる等の
対策が必要となり、これによって消費電流が増大したり
、容量成分Ｃ５の大きさによっては動作が不安定になる
という問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、信号伝達回路の容量成分への充
電電流が恰も信号伝達電流のように作用することを防止
して、信頼性を向上せしめたインバータ装置を提供する
ことにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、直流電源Ｖに第１及び第２のスイッチ
ング素子ＳＷ、、ＳＷ２の直列回路を接続し、第１及び
第２のスイッチング素子ＳＷ、。

ＳＷ２にてスイッチングされた出力により交流駆動され
る負荷回路を備え、第１のスイッチング素子ＳＷ、をオ
ン・オフさせる第１のドライブ信号ＶＢと、第２のスイ
ッチング素子ＳＷ２を第１のスイッチング素子ＳＷ１と
同時にはオンしないようにオン・オフさせる第２のドラ
イブ信号ｖＡとを発生する発振回路５を、第２のスイッ
チング素子ＳＷ２と同電位側に備え、発振回路５から第
１のスイッチング素子Ｓ　Ｗ　＋に第１のドライブ信号
ＶＢを絶縁素子を介さずに電流信号■Ｂとして伝達する
信号伝達回路（カレントミラー回路３，４）を備え、信
号伝達回路における低電位側回路（カレントミラー回路
３）の容量成分Ｃｓへの充電電流が流れている間は信号
伝達回路における高電位側回路（カレントミラー回路４
）の電位を低下させて、信号伝達動作を停止させるよう
にしたインバータ装置において、信号伝達回路における
高電位側回路の電位低下時に導通して容量成分Ｃｓへの
充電電流をバイパスする単一方向性素子（ダイオードＤ
、）を設けたものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、信号伝達回路における
高電位側回路（カレントミラー回路４）の電位低下時に
、容量成分Ｃｓへの充電電流をバイパスする単一方向性
素子（ダイオードＤ、）を設けたので、容量成分Ｃｓの
充電電流がカレントミラー回路４の電源用コンデンサＣ
５を通らない。したがって、コンデンサＣ３の電荷は大
きく減少せず、その電圧■９が低下しにくくなり、消費
電流が増大することはなくなるものである。

［実施例］ 以下、本発明の実施例について説明する。なお、実施例
回路において、従来回路と同一の機能を有する部分には
同一の符号を付して重複する説明は省略する。

Ｋ１蝕り 第１図は本発明の第１実施例の回路図であり、第２図は
その動作波形図である６本実施例にあっては、第９図の
従来例においてダイオードＤ３を図示のように追加した
ものであり、電位■８がマイナス電圧になるときには、
ダイオードＤ、が導通して、抵抗Ｒ７、コンデンサＣ３
の経路を通さずに、ダイオードＤ、を通して容量成分Ｃ
ｓに充電電流を流すことにより、コンデンサＣ９の電荷
放出を防止するものである。

以下、本実施例の動作について詳述する。時刻ｔｏにお
いて、ドライブ信号■８が低レベルになると、電流ＩＢ
’、ＩＢ、Ｉ４が流れなくなり、ドライブ回路１への入
力信号Ｖ、が低レベルとなり、ドライブ回路１の出力信
号Ｖ１が低レベルとなってスイッチング素子ＳＷ、がオ
ンする。スイッチング素子ｓｗ、、ＳＷ２の容量成分Ｃ
３，Ｃ、によって素子電圧ｖ３は傾斜的に減少する。容
量成分Ｃｓの電荷は、ダイオードＤ　Ｉ、　Ｄ　２、コ
ンデンサＣ２を通り放電する。これにより、電位■８は
電位■７よりもダイオードＤ２の順方向電圧降下分だけ
高くなる。

負荷回路に流れていた電流は流れ続けようとし、スイッ
チング素子ＳＷ２を負方向に流れる。スイッチング素子
ＳＷ、がオフの間は、コンデンサＣ２に充電が行われる
ため、電位Ｖ８は電位■７よりも高くなる。時刻ｔ１で
ドライブ信号ｖＡが高レベルとなり、スイッチング素子
ＳＷ２が正方向にオンする。電位ＶＨｏもコンデンサＣ
５の充電のため、正の値となり、ドライブ回路１の入力
信号■、は同様に少し正の値となっている。また、コン
デンサＣ５の電圧■９も上昇して行く。

時刻ｔ２でドライブ信号ｖＡが低レベルとなり、スイッ
チング素子ＳＷ２がオフする。スイッチング素子ＳＷ２
に流れていた電流は流れ続けようとし、素子電圧■３が
傾斜的に上昇して行く。同時に、容量成分Ｃ８への充電
が始まり、このため、電位Ｖ　ｅ　、　Ｖ　＋　ｏは急
激に低下していく。ドライブ回路１の入力信号ｖ４もこ
れにより引き下げられ、出力信号■、がこのとき高レベ
ルになることはない。電位■８が負電圧になろうとする
ときに、ダイオードＤ３がオンする。これにより、容量
成分Ｃｓの充電電流は、はとんどダイオードＤ、を介し
て流れる。故に、コンデンサＣ５の放電は減少し、コン
デンサＣ５の電圧■、が大きく低下することはない。時
刻ｔ２３以降において、容量成分Ｃｓの充電電流は減少
し、電位■８は上昇し始め、コンデンサＣ５の放電は更
に減少し、時刻ｔ、に達する。ここで、コンデンサＣ５
の抵抗Ｒ２からの充電は、時刻ｔ。から時刻ｔ３の間に
行われるため、この間では、コンデンサＣ５は放電しに
くい傾向にはある。時刻ｔ３で再びドライブ信号ＶＢが
高レベルとなり、以下、この繰り返しによって動作する
。

このように、本実施例では、ダイオードＤ３を付加する
ことによって、コンデンサＣ６の電荷が放電しにくくな
り、消費電流の少ない安定した回路となるものである。

実１舛ｙ工 第３図は本発明の第２実施例の要部回路図である。本実
施例にあっては、ドライブ回路１について、スイッチン
グ素子ＳＷ、へ駆動電流を直接供給するトランジスタＴ
ｒ７．Ｔｒａよりなる駆動部と、トランジスタＴ　ｒ　
５．　Ｔ　ｒ６と抵抗Ｒｓ　、　Ｒｅよりなる前段部に
分けて、前段部と駆動部の間に、ダイオードＤ２を挿入
したものである。この場合にも、容量成分Ｃ８の充電電
流が流れている間は、ドライブ回路１の入力信号ｖ４が
低レベルとなり、さらに前段部のトランジスタＴ　ｒ　
ｓ　、　Ｔ　ｒ　６も不動作となるために、実施例１と
同様の効果が得られるものである。そして、その上に、
ダイオードＤ３が付加されたことにより、実施例１と同
様に、コンデンサＣ６の放電が少なくなるという効果が
得られるものである。

なお、抵抗Ｒ７はダイオードＤ２と共にコンデンサＣ５
の電圧をほぼそのままにして、容量成分Ｃｓの充電電流
が流れている間、カレントミラー回路４とコンデンサＣ
５の全体の電位を低下させ得る箇所に挿入すれば、何処
に挿入しても良い。

夫族匠１ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例では、実施例２におけるダイオードＤ３の代わ
りに、ツェナダイオードＺ　Ｄ　＋を設けたものである
。ツェナダイオードＺ　Ｄ　＋は逆方向電圧の安定化効
果があるので、スイッチング素子ＳＷがオンした時に電
位Ｖ　ｔ　、　Ｖ　ｓが上昇し過ぎることを防止でき、
ドライブ回路１の破壊を防止できる。

また、ツェナダイオードＺＤ、が順方向にオンすること
を利用して、実施例１．２におけるダイオードＤ３と同
様に、容量成分Ｃｓの充電電流をバイパスし、コンデン
サＣ５の放電を抑制しているものである。

犬茄溝〕ユ 第５図は本発明の第４実施例の要部回路図である。本実
施例では、実施例１におけるダイオードＤ３のカソード
を、トランジスタＴ　ｒ　３　＋　Ｔ　ｒ　＜のエミッ
タに代えて、トランジスタＴｒ２のコレクタに直接接続
したものであり、この場合にも実施例１と同様の効果が
得られるものである。

上記各実施例においては、信号伝達回路として不飽和領
域で動作するカレントミラー回路３，４を用いた構成と
なっているが、第６図に示すようなトランジスタＴ　ｒ
　２　、　Ｔ　ｒ　４による飽和型のスイッチング回路
を用いる場合にも、本発明を適用することができる。第
６図に示す信号伝達回路にあっては、トランジスタＴｒ
、は抵抗Ｒｓ　、　Ｒｓを直列に接続されて、コンデン
サＣ２（図示せず）の両端に接続されている。トランジ
スタＴｒ４のベース・エミッタ間には、抵抗Ｒ９が接続
されている。トランジスタＴ　ｒ　４のベースは抵抗Ｒ
７゜を介して、トランジスタＴ　ｒ　２のコレクタに接
続されている。ドライブ信号ＶＢが高レベルのときには
、抵抗ＲＩ＋を介してトランジスタＴｒ２にベース電流
が流れて、トランジスタＴｒ２がオンする。このとき、
抵抗Ｒ３゜Ｒｌｏを介して電流が流れ、抵抗Ｒ１に生じ
る電圧により、トランジスタＴｒ４がオンし、抵抗Ｒａ
　、　Ｒｙに電流が流れ、抵抗Ｒ８，Ｒ３の接続点に信
号Ｖ４が生じて、ドライブ回路１（図示せず）に高レベ
ルの信号が入力される。ドライブ信号ＶＢが低レベルの
ときには、ドライブ回路１に低レベルの信号が入力され
る。このような信号伝達回路においても、トランジスタ
Ｔｒ２がオフしたときに、そのコレクタ・エミッタ間の
容量成分Ｃｓへの充電電流による誤動作が生じるので、
本発明を適用する意義がある。

なお、フルブリッジ構成のインバータ装置、つまり、第
３及び第４のスイッチング素子の直列回路を直流電源■
と並列に接続し、負荷回路を第１及び第２のスイッチン
グ素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接
続点との間に接続し、互いに対角方向のスイッチング素
子を同時にオン・オフし、負荷回路に交番する電流を供
給するようにしたインバータ装置においても、本発明を
適用することができる。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、直列接続された第１及び第２の
スイッチング素子を有し、第２のスイッチング素子と同
電位の発振回路から電位の異なる第１のスイッチング素
子へ絶縁素子を介さずに信号伝達を行うようにしたイン
バータ装置において、信号伝達回路の容量成分への充電
電流が流れている間は信号伝達回路の動作を停止させる
べく、信号伝達回路における高電位側回路の電位を低下
させ、このときに容量成分への充電電流をバイパスする
単一方向性素子を設けたので、信号伝達回路における高
電位側回路の電源電圧が前記容量成分への充電電流によ
り変動することがなく、消費電力の低減と信頼性の向上
を図れるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の要部回路図
、第４図は本発明の第３実施例の要部回路図、第５図は
本発明の第４実施例の要部回路図、第６図は本発明に用
いる他の信号伝達回路の回路図、第７図は従来例の回路
図、第８図は同上の動作波形図、第９図は他の従来例の
回路図、第１０図は同上の動作波形図である。 ■は直流電源、ＳＷ、、ＳＷ２はスイッチング素子、３
．４はカレントミラー回路、５は発振回路、ｖＡ、ｖＢ
はドライブ信号、Ｃ８は容量成分、Ｄ　２．Ｄ　。 はダイオード、Ｒ＝　、　Ｒ７は抵抗、Ｃ６はコンデン
サである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に第１及び第２のスイッチング素子の直
   列回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素子にて
   スイッチングされた出力により交流駆動される負荷回路
   を備え、第１のスイッチング素子をオン・オフさせる第
   １の信号と、第２のスイッチング素子を第１のスイッチ
   ング素子と同時にはオンしないようにオン・オフさせる
   第２の信号とを発生する発振回路を、第２のスイッチン
   グ素子と同電位側に備え、発振回路から第１のスイッチ
   ング素子に第１の信号を絶縁素子を介さずに電流信号と
   して伝達する信号伝達回路を備え、信号伝達回路におけ
   る低電位側回路の容量成分への充電電流が流れている間
   は信号伝達回路における高電位側回路の電位を低下させ
   て、信号伝達動作を停止させるようにしたインバータ装
   置において、信号伝達回路における高電位側回路の電位
   低下時に導通して容量成分への充電電流をバイパスする
   単一方向性素子を設けて成ることを特徴とするインバー
   タ装置。