JPH0260986B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はインピーダンスその他のパラメータ及
び特性の自動測定方法及び装置に関し、特にマイ
クロプロセツサ型の計算技法を取り込むことによ
り測定ステツプ及び計測器を簡略化することに関
するものである。

本発明の基礎をなす原理又は技術については、
特にインピーダンス自動測定についての例示的な
応用例に関して記述されるものであるが、後によ
り詳しく述べるように、かかる原理又は技術は同
様の効果を得ることが求められる他のタイプの計
測器においても明らかに適用可能なものである。

本技術分野には、回路要素の電気的インピーダ
ンス測定を可能ならしめるために何十年にもわた
つて発展してきた、ブリツジ及びこれに関連する
多くの回路がある。オームの法則（Ｚ＝Ｅ／Ｉ）
によつて定義されるように、インピーダンスは割
り算の結果であるから、全てのインピーダンス測
定計器は何らかの形で割り算を行わねばならな
い。一般にインピーダンスブリツジでは、平衡回
路網の辺を用いて電圧比が等しくなる点が求めら
れ、それから一つの辺にある未知インピーダンス
要素の値が決定される。例えば標準コンデンサを
一辺に使用して、これと電圧を分割するよう接続
された未知コンデンサを通る電流を測定し、較正
分圧器として働くブリツジの他の辺を調節して、
コンデンサの比と一致する同じ割合の比が得られ
るまで、連続的に平衡をとりながら比を変える。
要するに割り算の試行錯誤法である。より近年に
おいては、例えば本発明者の先の米国特許第
2872639号及び第3562641号に記載のように、かか
る平衡はある程度まで自動操作によつて行われ得
るようになつた。また、フルクス（R.G.Fulks）
の「自動コンデンサブリツジ」GR
Experimenter，1965年４月をも参照のこと。こ
れらの自動平衡操作はデジタル−アナログ変換器
を用い、検出器によつて表示されるある電圧比を
生成するが、これは平衡が得られるまで、やはり
割り算の試行錯誤法に従つて上下されねばならな
い。さらに、かかる測定装置に固有のものとし
て、回路構成要素及び標準器の長期の制御及び安
定性の必要性、並びに較正の必要性がある。

平衡を得るために調節される要素を用いない他
のインピーダンス測定装置は、インピーダンスメ
ーターと呼ばれる。それらのあるものは未知イン
ピーダンスの両端の電圧又はこれを通る電流の何
れかを一定に保ち、測定された電流又は電圧がイ
ンピーダンス又はアドミタンスのそれぞれに比例
するようにし、その場合一つの量しか測定を要し
ない。これは実際上、定数による割り算である。
他方、他のメーター型の計器は、電圧と電流を測
定し、アナログ除算法によつて比を得る。（例え
ばホール（H.P.Hall）の「AC−DC比率及び
CRLメーターにおけるその使用」IEEE
Transactions on Instrumenttation and
Measurement 1973年12月387頁を参照のこと。） しかしながら本発明によれば、根本的に異なる
回路網構成にマイクロプロセツサの特定の計算能
力を新規に組み込むことにより、ブリツジの試行
錯誤平衡操作なしで非常に簡略化された測定を行
うことができ、ある種のメーターの長期の電圧又
は電流安定性の必要をなくし、何れの型式のイン
ピーダンス計器においても長期の構成要素安定性
の必要をなくし、またインピーダンス測定の自動
化を革新することが見出されたのである。従つて
本発明の目的は、上記したような従来技術のアプ
ローチのこれまでの欠点のない、新規且つ改良さ
れたインピーダンス自動測定方法及び装置を提供
することである。

さらに、かかるマイクロプロセツサ又は計算機
の組み込みを行うことは、他の比較的最近の計測
器における用法とは全く異なる目的で行われる。
これらの用法はむしろ、読み出し技術、より多様
な制御、他の機器とのインタフエース、或いはよ
り正確な測定のため接続を行うといつた、プロセ
ツサによつて可能とされる補助的又は付加的な機
能又は特徴を計器に対して加えることに関するも
のである。例えばかかる一般的なマイクロプロセ
ツサの用途を説明している1975年11月22日の
Electronic Design，No.24の52頁から始まるギル
ダー（Jules H.Gilder）による「マイクロプロセ
ツサは『不可能』を可能にする」と題する論文、
および1975年８月２日のElectronic Designに掲
載のラニオン（Stanley Runyon）による「まも
なく市場に出る新しい特徴を備えたマイクロプロ
セツサDVM」と題する別の論文、更にリー（R.
C.Lee）による「測定機器のマイクロプロセツサ
装填及びそのインタフエース」を参照のこと。並
列静電容量と損失係数Ｄを示すためのインピーダ
ンスブリツジと、そのデータを直列静電容量に変
換するためのマイクロプロセツサとによる計器―
プロセツサの組み合わせが、1975年３月４日のブ
ーントン・エレクトロニクス・コーポレーシヨン
のモデル76AAutomatic Ｉ ＭHzブリツジ仕様
書に記載されている。これは別々の自動ブリツジ
とミニコンピユータによつてそれ以前にも達成で
きた機能と同じものである。（例えば以前はジエ
ネラル・ラジオ・カンパニーとして知られていた
本出願人であるジエンラド・インコーポレーテツ
ドの1970年１月のGR Type2990−9174「自動静電
容量試験装置」についての操作説明書Book １を
参照。）このようにブリツジと同じハウジング内
にマイクロプロセツサを組み込むことは、より望
ましい形で計器の出力データを得ることを可能な
らしめるが、それはブリツジ回路それ自体又はそ
の測定操作方法を変更するものではない。従来の
ブリツジの精度を増大させるために別個のコンピ
ユータの能力を利用すること、或いは制御や計算
その他を目的とする測定方法がまた、ゲルダート
（W.J.Geldart）による「コンピユータ操作転送
装置」IEEE Transactions on Instumentation
and Measurement 1975年12月327頁、及び本発
明者による論文「コンピユータ化されたインピー
ダンス測定装置における修正エラー回避技術」
IEEE Transactions on Instrumentaon and
Measurement 1971年11月249頁並びに「高速コ
ンピユータ制御DCブリツジに用いられる技術」
IEEE Transactions on Instrumentation and
Measurement1974年12月359頁、さらにJulie、
Ｌによる「DC測定用の高精度デジタル計器設計」
IEEE Transactions on Instrumentation and
Measurement1972年323頁に記載されている。

修正、検査又は較正のためのマイクロプロセツ
サの前述のような使用は、ターツイ―ホルノツホ
（Tarczy−Hornoch）らの「デジタルマルチメー
ターにおけるマイクロプロセツサ制御自己較正及
び診断」という論文（シストロン−ドナーコーポ
レーシヨン）ELECTRO′76Professional
Program，1976年５月11−14日、及びこのIEEE
ELECTRO'76 1976年５月に提示された本出願人
ジエンラド・インコーポレーテツドのアベナイム
（D.Abenaim）による「アナログ計器の設計に対
するマイクロプロセツサの影響」に例示されてい
る。

関連した回路におけるコンピユータの他の使用
については、米国特許第3569785号及び第3692987
号に見出され、このうち前者の特許の装置ではイ
ンピーダンス計算を可能ならしめるために多重サ
ンプルアンドホールド位相感知検出器が必要とさ
れる。

以上のような技術とは異なり、本発明はそのイ
ンピーダンス測定への適用において、概略的に言
つて、インピーダンス測定回路自体の根本的な改
革、いかなる意味においてもブリツジ平衡技術を
含まない全く異なる回路網による代替に関するも
のである。本発明ではそれら自体では無意味な値
である一対の電圧測定が連続的に行われるが、そ
れらはマイクロプロセツサに印加されると計算に
用いられて、所望とするインピーダンス値を示す
電圧―電流比に相当する意味のある量が算出され
る（以前はブリツジの連続的な近似調節によつて
行われた）。

従つて本発明の別の目的は、インピーダンス又
はこれに関連する測定を行うために新規な形態で
マイクロプロセツサ又は同様の計算機と協働す
る、新規なインピーダンス測定方法及び回路を提
供することである。

さらに別の目的は、自動インピーダンス測定の
分野に適用可能であるばかりでなく、他のパラメ
ータの測定にも同様に適用可能な簡略化された測
定ステツプを提供することである。

以下に本発明を添付図面を参照して説明する。

第１図を参照すると、本発明の装置は基本的
に、正弦波交流発生器３からなる前置部分を含ん
でおり、これは水晶発振器１と分周器２から制御
されて、発生器３の両端に対して標準抵抗Rsと
直列に接続された未知の被測定インピーダンス
Zxを含む回路網に印加されている。差動増幅器
６及び７のそれぞれと、スイツチ９，１０，１１
を介して、二つの連続的な測定が行われ得る。最
初はZxの両端の電圧Exが測定されて記憶され、
次いでRsの両端の電圧Esが測定される。以下に
より詳しく説明されるように、これらの電圧は図
面に示した共通の位相感知検出器及びアナログ−
デジタル変換器に印加され、そこからマイクロプ
ロセツサへと印加されて、これに関連している制
御回路（コントローラ）を用いて比Ex／Esが計
算され、それによつてZx／Rsの測定値が得られ
る。この協働的な組み合わせにおけるマイクロプ
ロセツサの使用によつて、所望とするだけの桁数
を用いて簡単な手法で割り算が行われる。そして
本発明の技術では、単一の検出器しか使用されな
い。さらにこの検出器及びアナログ−デジタル変
換器は、本発明の回路及び方法に従う使用条件の
下では、感度が一定であることについての条件が
緩やかであり、一定感度は短い測定時間について
のみしか必要とされない。そして従来技術のブリ
ツジその他の関連回路とは異なり、長期の安定性
やドリフトに対する条件は必要でない。また本発
明の測定に伴う較正係数は、除算の際に打ち消さ
れる。同様に、入力電圧又は電流Iinも、他の多
くの測定回路とは異なり、測定のために長期の安
定性を必要としない。測定のためには短期間の安
定性が必要なだけである。本発明によれば、実際
上長期にわたつて実質的に一定でなければなら
ず、或いは高精度及び安定性を有していなければ
ならない唯一のパラメータ又は量は、標準抵抗
Rsだけである。

本発明の基礎をなす、従来のブリツジ技術に優
る別の改良点は、広いレンジにわたつて得られる
分解能である。例えば十進単位での手動調節を行
う従来のブリツジでは、フルスケールに近づくに
つれて分解能が増大する。しかしフルスケールに
おいては、新たな測定レンジを得るためには比例
辺を切り換える以外にない。そしてこの切り換え
も、ブリツジの全レンジにわたつて、即ち10対１
のレンジのブリツジでは分解能を10から１まで変
化させ、また最低レンジではゼロまでずつと、何
度も繰り返して行わねばならない。他方、第１図
に示したEx／Esという比をとる本発明の新規な
技術によれば、桁の調節は不要であり、調節レン
ジがなくなつてしまうこともない。マイクロプロ
セツサにより浮動小数点が与えられ、レンジ変更
を余儀なくされる桁の消失の問題を回避している
のである。ExとEsの比をとることはさらに、こ
れら二つの電圧測定の誤差の合計である分解誤差
を有し、未知インピーダンスのレンジの関数とし
て、連続した対称的な山をなすカーブを生成する
が、これは従来技術の桁切り換えシステムにおい
ては上限に達していたのとは異なる。この特徴
は、たつた三つの標準抵抗Rsでもつて、実際の
計器における全レンジ（例えば0.1から10メガ）
をカバーすることを可能にするという、さらなる
性能を付加するものである。

アナログ−デジタル変換器に関しては、本発明
者の前述のLEEE論文や米国特許第3074057号に
も記述のように、デユアルスロープ積分器１６を
使用するのが好ましい。後述する位相検出器の電
圧出力は、スイツチ１３（FET）が閉じている
一定時間の間、積分器１６の上方に示されたコン
デンサＣへと電流を加え、このコンデンサＣが電
荷を蓄積するに際して電流を積分するようにす
る。スイツチ１３が開かれるとスイツチ１５が閉
じ、符号が逆の電流がコンデンサＣの放電側に現
れる。入力側におけるExとEsとの連続的な測定
は、結果的にはデジタル変換されて、マイクロプ
ロセツサによる比率計算の後に、Ｃ、周波数、補
助電圧その他を含む総てのパラメータが方程式中
において消去されるようにする。従つて、従来技
術のブリツジその他における回路値の正確さや安
定性は要求されず、ExとEsの二つの測定を行う
についての短時間の安定性のみが必要とされるだ
けである。

複素数を含む交流測定については、検出器は前
述した位相検波型のものであり、電流Ｉと同相の
Exの成分と、これに対して直角をなすExの成分
とを測定することを可能ならしめる。後に詳述す
るが、このような検出器はIXx及びIRx（Xx及び
RxはそれぞれZxのリアクタンス及び抵抗成分で
ある）をもたらし、周波数を知ることによつてこ
れらからＣ及びＬが容易に計算できる。従つて本
発明の技術によれば、従来のブリツジによる技術
とは異なり、標準コンデンサは使用されずまたそ
の必要もなく、リアクタンスの標準は周波数であ
る。このようにして、正確でなければならない素
子は三つのレンジ抵抗Rsと、水晶発振器だけと
なる。この形式の検出器即ちバツフア増幅器１２
等やアナログ−デジタル変換器を構成する積分器
１６及び比較器１７等は、この回路設定において
は、高周波の幾らかを防ぐという追加的な特徴を
もたらすと共に、ある一定の長さの時間に渡つて
規則的に繰り返して測定を行うことをもつて、こ
の時間の合計に相当する周波数を完全に除くとい
う、追加的な特徴をもたらす。

ここまでにおいて、第１図の回路にマイクロプ
ロセツサを使用することは、他の場合には無意味
な電圧測定値を割り算計算して、インピーダンス
測定値を得ることに関して説明されてきた。この
ことは、精密なアナログ回路の数を減らし、より
信頼性があり且つ安価な装置を得さしめるという
効果をもたらす。またここではマイクロプロセツ
サは、修正を行うためにも使用されるが、これは
従来技術のシステムにおけるように標準抵抗を調
節することによつてではなく、誤差を測定し、メ
モリ内に修正を導入することによつて行われる。

以上により、第１図の装置の詳細を説明し、そ
の根底にある作動方法を記載する準備が整つた。
入力回路即ち前置部分は、前述した水晶発振器
１、即ち高周波の安定な信号源によつて制御され
ている。現実に製造され好適に作動する回路にお
いては、発振器１は26.1120MHzの周波数f_HFを有
していた。分周器２は基準信号f_Tを供給し、正弦
波発生器３において低歪の正弦波を発生する。こ
れについては、どのような周知の手法を用いても
構わないが、正弦波の発生は例えば、正弦波発生
器３に対して256×1020Hzの信号を供給し、該発
生器内にPROM（図示せず）の256のアドレスを
循環する８ビツトのカウンタを有するようにして
行われる。PROMは、連続するアドレスに一定
の位相角で増加する正弦波を近似したデジタル値
を収容するようプログラムされており、そのデジ
タル出力はデジタル−アナログ変換器により、段
階状のアナログ電圧となる。他の正弦波発生技術
を使用しうることも明らかである。

発生器３からの正弦波信号は、電圧降下を生じ
させる一組の抵抗器Rgへと加えられる。これは
レンジという手動スイツチにより切り換えられる
ものであり、このスイツチはまた標準抵抗Rsを
選択するように接続されている。先に示した差動
増幅器６及び７、並びに標準抵抗の両端に接続さ
れた逆相増幅器８は全て非常に高い入力インピー
ダンスを有しているため、電流Iinは実質的に全
部が、測定すべき未知インピーダンスZxと標準
抵抗Rsを通つて流れる。逆相増幅器８は、Zxと
Rsとの接続点Ａを事実上の接地レベルに保持す
るので、この点と接地との間には非常に僅かな電
流しか流れず、この誤差の原因となるものから測
定をガードしている。

二つの差動増幅器６及び７は、未知インピーダ
ンス要素Zxを通る電流Iin Zx及び標準抵抗Rsを
通る電流Iin Rsに比例する信号を生成する。これ
らの差動増幅器は同様の低利得回路において精密
抵抗を使用したものであり、従つてこれらの利得
は安定で且つほぼ等しい。FET等のような三つ
のスイツチ９，１０及び１１がバツフア増幅器１
２に対する入力を選択するが、本実施例ではこの
入力は何れかの差動増幅器からの出力か或いは零
点測定のための接地への接続でありうる。後述す
る180゜の零点測定技術においては、スイツチ１１
は省略することができる。本実施例においてはこ
れらのスイツチは、ISW３，ISW２及びISW１と
いう三つの入力スイツチ信号によつて、コントロ
ーラから制御されている。バツフア増幅器１２は
次に、選択された入力を前述の位相感知検出器及
びアナログ−デジタル変換器へと加える。増幅器
６，７，８及び１２のオフセツト電圧が測定に影
響しないように、コンデンサC_Aが付加されて直
流をブロツクする。これにより、アナログ−デジ
タル変換器の積分増幅器１６及びその比較器１７
においてオフセツトを補正するためには、一回だ
けの零点測定を行えばよいことになる。コンデン
サC_Aの付加により、ゲートスイツチ１３がオフ
の場合にこのコンデンサが充電されないようにさ
らにスイツチ１４を設けることが必要となる。直
流測定などのために、コンデンサC_Aが含まれな
い場合には、二つの差動増幅器のオフセツト電圧
を補正するように、二回の零点測定を行わねばな
らず、これらの測定については入力信号を除かね
ばならない。

EB及びRBからなる直流定電圧源は、基準信号
と入力信号との間の位相差がどうであつても、ゲ
ートスイツチ１３を通る電流が常に負であるよう
にし、従つて積分器からの「上昇」スロープが常
に上昇するようにしている。ゲートスイツチ１３
は、適当な分周器２，２′及び90゜基準発生器を介
して水晶発振器１から発生される基準パルスのバ
ースト（BST）によつて駆動されており、コン
トローラが周知の手法によりRSW信号でもつて
適当な位相を選択している。基準発生器は信号４
f_Tから、90゜ずれた一対の方形波Ｅ１及びＥ２を
発生しており、これらはEx及びEsと同期しては
いるが位相的に連関してはいない。実際の場合に
は、これは例えば三つのフリツプフロツプを用い
ることにより簡単に行われ、数ナノ秒の時間差で
の作動が可能である。例えば、1KHzにおいてＤ
（即ち損失係数Ｒ／Ｘ）の値が0.001程度であるこ
とは160ナノ秒を表すものであるから、このよう
なロジツク回路により容易に対処されうる。後で
より詳細に説明するように、二つの基準Ｅ１及び
Ｅ２（第２図）から、これらの各々と同相のEx
及びEsの成分が得られ（例えばEsp1はＥ１と同
相のEsの成分である）、かくして得られる四つの
値Espl、Exp1、Esp2及びExp2から、後述する第
２図の方程式及びから明らかなように、マイ
クロプロセツサを用いて必要な比率が電子的に容
易に計算されるのである。またこのことは、基準
電圧とEsとの間の位相角φとは無関係であり、
従つて発生される正弦波試験信号f_Tがどのような
位相を有してもよいばかりでなく、検出器もま
た、短い測定時間の間一定である限りはどのよう
な位相シフトや利得を有していてもよいことにな
る。このことの付加的な利点は、位相シフトに関
知せずに検出器でノイズ減少のための濾波を行い
得ることである。

図示の装置では合計で五回の測定が行われ、各
測定の間においては、INTパルスにより駆動さ
れるスイツチ２０により、積分器のコンデンサＣ
が短絡される。

最初の測定Moは、バツフア増幅器１２を接地
へと接続することによる零点測定である。この測
定は、一定電流であるEB／RBに、積分器１６又
は比較器１７における何らかのオフセツト電圧又
は電流の影響を加えたものである。何れかの基準
（基準E₁を使用ししたものとして示す）電圧でも
つて、基準パルスのバーストが加えられ、積分器
の出力電圧が増大する。例えば1020Hzの信号につ
いては１７の基準パルスが使用される（二つで
120Hz分）が、これにより信号の積分は60Hz（ハ
ム―電気的な擾乱）のピツクアツプと無関係にな
る。バーストが終了した後に、信号MSR（測定信
号）がスイツチ１５を開き、コンデンサＣを放電
する。出力電圧がゼロに戻ると、比較器１７が信
号を出してMSRパルスを止める。従つてこの
MSRパルスの長さは零点信号の測定値であり、
これはMSRを使用して高周波信号f_HFをゲート１
８でカウンタ１９へとゲートすることによつて測
定される。その結果生ずるデータは、カウント
Moとしてマイクロプロセツサへ供給される。

残る四つの測定では、入力（ISW）及び基準
（RSW）の異なる組み合わせを使用して、所望と
する情報を得るのに必要となる二つの入力信号
（IRs及びIZx）の種々の成分を得る。これらの測
定値はすべて、電流EB／RB並びに積分器及び比
較器のオフセツトによる誤差を有するため、第２
図における計算で使用する四つの量を得るため
に、四つの測定値の各々から零点測定値Moが差
し引かれる。これは各々の電圧測定について行わ
れる自動的で連続的な零点の減算であり、較正測
定のために時折行われる零点測定とは対照的なも
のである。本発明によれば、零点測定値の減算は
誤差を補正するだけでなく、これが行われなけれ
ばインピーダンス測定は無意味なものとなる。

上記の零点測定に代えて、前に述べた180゜型の
零点測定を採用することもできる。この場合には
短絡用のスイツチ１１は除去され、また合計８回
の測定を行うことが必要となる。この方法では、
四つの量の各々（Expl，Exp2その他）は位相が
逆（180゜ずれた）の測定信号による二回の測定に
よつて定められる。得られる二つの結果の間の差
は、所望とする量の二倍である。オフセツト電圧
及び電流EB／RBの影響は、減算によつて消去さ
れる。このことには幾つかの利点がある。(1)ドリ
フトによる影響を減ずるために、二つの測定をよ
り時間的に近接して行い得る。(2)測定値は平均さ
れ、ノイズの影響を減じられる。(3)検出器の非線
形性がある程度打ち消される。

第２図から明らかなように、本発明による測定
は従来技術のブリツジその他によるアナログ位相
シフト測定とは全く異なるものであり、基準とし
てExを用いることはない。Exではなく、90゜ずれ
た基準E₁及びE₂が使用されてEx及びEsの二つの
測定が可能とされ、Zx及びRsのそれぞれの両端
の電圧（IZx及びIRs）は、インピーダンスに関
する限りそれ自体無意味な値である。なお測定は
それぞれ、基準の各々でもつて行われる。第２図
においてE₂は縦軸に、E₁は横軸にプロツトされ
ており、測定値のベクトルはEx及びEsとして示
され、Esの位相角はφである。縦軸Ez上にある
ベクトルはExp₂及びEsp₂であり、横軸E₁上にあ
る対応するベクトルはExp₁及びEsp₁である。方
程式（）及び（）は、マイクロプロセツサに
おいて比率Rx／Rs及びXx／Rsが三つの測定値
からどのようにして計算されるかを示している。
これらの比率には、マイクロプロセツサに格納さ
れているそれぞれのレンジについて使用するRs
の値が乗ぜられねばならない。前述したように、
一つの抵抗器で幅広いレンジをカバーしうるた
め、三つのレンジ抵抗器しか使用されていない。

計算された比率がRs倍されると、抵抗及びリ
アクタンスの直列実効値が示される。しかしなが
ら、測定結果が別のパラメータで、例えば直列キ
ヤパシタンス及びＤ又は何らかの他の組み合わせ
でもつて示されることが必要な場合もある。周波
数が既知であり、その値がマイクロプロセツサメ
モリに格納されているならば、マイクロプロセツ
サは周知のようにして、測定結果を所望とするど
のようなパラメータのセツトにも換算することが
できる。これは先ずRx及びXxを計算し、そして
これらを適当な方程式又は第２図中の方程式中の
変数の他の組み合わせ、並びに周波数を用いて変
換することによつて行われる。かくして第１図で
示したように、容量、抵抗及びインダクタンス
CRL又は損失係数Ｄ−Ｑの表示を行い得る。

前述したように、デユアルスロープ積分器及び
位相感知検出器の較正係数は、二つの測定を行う
単一の積分器及び検出器を使用し、結果を除算す
ることによつて打ち消される。より一般的に言え
ば、どのようなリニア測定装置の較正係数も、そ
れが二つ以上の測定を行うために使用され、その
結果が測定値の比率をとる形で計算されたなら
ば、打ち消されるものである。従来の抵抗の測定
は単一の電圧計又はポテンシオメーター回路を使
用して二つの別個の測定値をとることにより行わ
れており、また三つの電圧（大きさ）測定を行う
ことにより複素数インピーダンスも測定されうる
ものではあるが、これらは計算を自動的に行い、
また実際上安価なマイクロプロセツサを使用して
小さくて自納式の装置を実現する本発明の完全な
技術とは全く別個のものである。またここに開示
された方法のエツセンスは、マイクロプロセツサ
に与えられるデータがインピーダンス測定の結果
値ではなく、それ自体では無意味な別の測定電圧
であるということにある。すなわち二つの測定の
一方が較正測定であるというものではない。標準
抵抗の両端の電圧が測定された場合、それは抵抗
測定装置を較正するためめに測定されているので
はなく、未知の素子を通る電流に比例する電圧測
定であつて、インピーダンスを測定するためにマ
イクロプロセツサを使用することを必要とするも
のである。自動的にスイツチングを行うことによ
り、単一の検出器―コンバータが一連の入力電圧
を受け、これらの電圧測定値から未知インピーダ
ンスが自動的に計算される。このようにして使用
されるマイクロプロセツサはさらに、最終的に得
られたデータについてのあらゆる操作を可能なら
しめる。

【図面の簡単な説明】

第１図は典型的な自動インピーダンス測定に応
用された好適な実施例を例示的に示す概略的な回
路図、第２図は第１図の回路の基礎をなす測定技
術のベクトル図である。 １……水晶発振器、２，２′……分周器、３…
…正弦波交流発生器、６，７……差動増幅器、８
……逆相増幅器、９，１０，１１……スイツチ、
１２……バツフア増幅器、１３，１４，１５……
スイツチ、１６……積分器、１７……比較器、１
８……ゲート、１９……カウンタ、２０……スイ
ツチ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同一の交流電流を受信するよう接続された未
   知インピーダンス要素（Xx＋Rx）及び標準要素
   Rsの端子間電圧を測定し、インピーダンスの値
   に関してそれら自体無意味であるがインピーダン
   スの値に対する理論的比率関係を有する値の電圧
   信号として未知インピーダンス要素及び標準要素
   のそれぞれの端子間に表れる、基準信号E₁と同
   相の電圧成分Exp₁、Esp₁及び基準信号E₁に対し
   て90度の位相差を有する基準信号E₂と同相の電
   圧成分Exp₂、Esp₂を発生すること、電圧信号値
   を対応するデジタル量に変換すること、マイクロ
   プロセツサを用いて前記理論的比率関係、即ち、 () Exp₁Esp₁＋Exp₂Esp₂／Esp₁ ²＋Esp₂ ²＝Rx／Rs及び () Exp₂Esp₁−Exp₁Esp₂／Esp₁ ²＋Esp₂ ²＝Xx／Rs （但し、XxとRxはそれぞれ未知インピーダンス
   要素のリアクタンス成分及び抵抗成分を示す。） に従つて前記量の比を自動的に電子的に計算する
   こと、及び計算された比率を表示して前記未知要
   素のインピーダンス測定値をもたらすことから成
   るインピーダンス自動計器測定方法。 ２ 測定は連続して行われ、最初に測定された電
   圧信号は記憶され、次に測定される電圧信号と共
   に呈示されて前記比率計算が行われる、特許請求
   の範囲第１項に記載の方法。 ３ 両要素の端子間電圧の連続測定は、交流基準
   電圧E₁及びE₂で順次行われ、前記変換は連続し
   て測定された電圧を位相検波すること及びその位
   相検波された電圧をアナログ−デジタル変換する
   ことを含む、特許請求の範囲第２項の方法。 ４ 前記位相検波及び変換に関連する固定の電
   圧・電流及びオフセツト電圧・電流を示す測定値
   を生ずるように零点調整測定が行われ、前記測定
   値は前記比を計算する前に電圧信号値の各々から
   差し引かれる、特許請求の範囲第３項の方法。 ５ 前記位相検波及びアナログ−デジタル変換に
   関連する固定の電圧・電流及びオフセツト電圧・
   電流は、位相が逆である検知基準を用いて各信号
   についてそれぞれ２つの位相感知測定をなし且つ
   それらの結果を相互に差し引くことにより除かれ
   る、特許請求の範囲第３項の方法。 ６ 計算は更に式（）及び（）の両比にRs
   を乗ずるステツプを含む特許請求の範囲第１項の
   方法。 ７ 未知インピーダンス要素（Xx＋Rx）及び標
   準要素Rsを含む回路網に接続された交流信号発
   生器と、該発生器により前記両要素の端子間に発
   生され且つインピーダンスに対する比率公式によ
   り理論的に関係づける以外にそれ自体で意味のな
   い値の電圧として、未知インピーダンス要素及び
   標準要素のそれぞれの端子間に表れる、基準信号
   E₁と同相の測定電圧成分Exp₁、Esp₁及び基準信
   号E₁に対して90度の位相差を有する基準信号E₂
   と同相の電圧Exp₂、Esp₂を測定する手段とから
   成るアナログ入力回路と、前記電圧をデジタル信
   号に変換すべく前記電圧に応答する手段と、前記
   式、即ち、 () Exp₁Esp₁＋Exp₂Esp₂／Esp₁ ²＋Esp₂ ²＝Rx／Rs及び () Exp₂Esp₁−Exp₁Esp₂／Esp₁ ²＋Esp₂ ²＝Xx／Rs （但し、XxとRxはそれぞれ未知インピーダンス
   要素のリアクタンス成分及び抵抗成分を示す。） に従つて前記デジタル信号から自動的に電子的に
   インピーダンス値の比率を計算すべく制御論理を
   提供し且つ前記変換手段に接続されたマイクロプ
   ロセツサ手段と、前記マイクロプロセツサ手段に
   接続され、計算されたインピーダンス値の比を表
   示して前記未知要素のインピーダンス測定値を提
   供する手段との組み合わせを有するインピーダン
   ス自動計器測定装置。 ８ 変換手段は、入力回路から測定電圧を受け取
   るよう接続され、且つ位相検波された測定電圧に
   対応するデジタル信号を作るべくアナログ−デジ
   タル変換器に接続された位相感知検出器から成る
   特許請求の範囲第７項の装置。 ９ 位相感知検出器及びアナログ―デジタル変換
   器に含まれた固定の電圧・電流及びオフセツトの
   電圧・電流の零点測定及び各々の前記測定電圧か
   ら零点測定量を差し引くための手段を備える特許
   請求の範囲第８項の装置。 １０ 零点測定手段は、零点信号を測定する信号
   を発生するアナログ−デジタル変換器内の手段か
   らなり、カウンタ手段に接続され、前記零点信号
   に応答してゲートされて零点信号を表すカウント
   をマイクロプロセツサ手段に印加し、前記測定電
   圧に対応するデジタル信号から差し引く高周波信
   号手段をさらに備えている特許請求の範囲第９項
   の装置。 １１ 交流信号発生器及び高周波信号手段が共通
   の安定電源から駆動される特許請求の範囲第１０
   項の装置。 １２ 交流信号発生器は90度の位相差を有する基
   準信号の発生源を含み、前記電圧測定手段は前記
   未知インピーダンス要素及び標準要素の端子間に
   表れる90度の位相差を有する電圧成分を測定する
   手段を含む特許請求の範囲第８項の装置。 １３ 電圧測定手段は前記未知インピーダンス要
   素及び標準要素の端子間に表れる前記電圧成分を
   連続して測定する特許請求の範囲第１２項の装
   置。 １４ 後で計算するために次の電圧測定値を待つ
   べく最初の電圧測定値を記憶する手段を備え、前
   記位相感知検出器は入力回路からの全部の測定電
   圧を受け取るべく接続された単一の位相検出器で
   ある特許請求の範囲第１３項の装置。 １５ 連続測定は、未知インピーダンス要素及び
   標準要素の各々の端子間に接続される差動増幅器
   手段を前記位相検出器へと交互にスイツチングす
   ることにより行われる特許請求の範囲第１４項の
   装置。 １６ アナログ−デジタル変換器はデユアルスロ
   ープ積分手段を含む特許請求の範囲第１５項の装
   置。 １７ 式（）及び（）の比率の各々にRsを
   乗ずる手段が提供される特許請求の範囲第７項の
   装置。 １８ 両比率から少なくとも抵抗、インダクタン
   ス、容量及び損失係数の１つを表示する手段が備
   えられる特許請求の範囲第１７項の装置。