JPH0253304A - 移相型発振回路 - Google Patents
移相型発振回路Info
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- JPH0253304A JPH0253304A JP20387688A JP20387688A JPH0253304A JP H0253304 A JPH0253304 A JP H0253304A JP 20387688 A JP20387688 A JP 20387688A JP 20387688 A JP20387688 A JP 20387688A JP H0253304 A JPH0253304 A JP H0253304A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 64
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 title claims abstract description 57
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 32
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、移相型発振回路に関し、特に集積回路化に適
すると共に、数GHzの発振信号を出力するようにした
移相型発振回路に関する。
すると共に、数GHzの発振信号を出力するようにした
移相型発振回路に関する。
本発明の移相型発振回路は、少なくともN段(N≧3)
の移相回路を有し、前記N段の移相回路を縦続接続して
正帰還ループを構成した移相型発振回路において、前記
N段の移相回路のそれぞれは差動増幅器とこの差動増幅
器の出力に接続したCR時定数回路とから成り、前記N
段の差動増幅器の複数段に出力端子を設け、互いに位相
の異なる複数の発振信号を出力することができる。
の移相回路を有し、前記N段の移相回路を縦続接続して
正帰還ループを構成した移相型発振回路において、前記
N段の移相回路のそれぞれは差動増幅器とこの差動増幅
器の出力に接続したCR時定数回路とから成り、前記N
段の差動増幅器の複数段に出力端子を設け、互いに位相
の異なる複数の発振信号を出力することができる。
また、複数の発振信号の位相差を90°に設定すれば、
イメージ妨害信号を打消すようにした周波数変換器の局
部発振器に用いることができる。
イメージ妨害信号を打消すようにした周波数変換器の局
部発振器に用いることができる。
更に、前記CR時定数回路のコンデンサの容量を可変し
て発振周波数を可変することができる。
て発振周波数を可変することができる。
従来の発振回路の一例として、実公昭61−38263
号公報に示される如く、互いに逆相の発振信号が取り出
されるようにしたLC型発振回路が知られている。
号公報に示される如く、互いに逆相の発振信号が取り出
されるようにしたLC型発振回路が知られている。
すなわち、第5図において、集積回路内にトランジスタ
1a5 トランジスタ1b及び定電流sICから成る差
動増幅器1と、第1の正帰還用トランジスタ2及び第2
の正帰還用トランジスタ3と、電圧制御型可変容量ダイ
オード4を形成し、インダクタンスし及びコンデンサC
から成る並列共振回路5を外付けして構成する。そして
、端子6に制御電圧を印加すると共に端子7に電源電圧
を印加し、出力端子8及び出力端子9から互いに逆相の
発振信号を取り出している。
1a5 トランジスタ1b及び定電流sICから成る差
動増幅器1と、第1の正帰還用トランジスタ2及び第2
の正帰還用トランジスタ3と、電圧制御型可変容量ダイ
オード4を形成し、インダクタンスし及びコンデンサC
から成る並列共振回路5を外付けして構成する。そして
、端子6に制御電圧を印加すると共に端子7に電源電圧
を印加し、出力端子8及び出力端子9から互いに逆相の
発振信号を取り出している。
また、特公昭59−15212号公報に示される通り、
コンデンサと抵抗器の時定数回路(以下、CR時定数回
路と呼称する)とインバータとを有し、単一の発振信号
を出力するようにした発振回路が知られている。
コンデンサと抵抗器の時定数回路(以下、CR時定数回
路と呼称する)とインバータとを有し、単一の発振信号
を出力するようにした発振回路が知られている。
しかしながら、第5図に示す従来のLC型発振回路は、
インダクタンスし及びコンデンサCから成る並列共振回
路5を集積回路の外部に設けるので、集積回路パッケー
ジの端子部分のインダクタンス成分及び漂遊容量が高周
波(例えば数GH2)で無視できないため、安定な発振
信号が得られない欠点があると共に、出力端子8及び出
力端子9から互いに逆相の発振信号は得られるものの、
それ以外の例えば互いに90°位相差の複数の発振信号
は得られない欠点があった。
インダクタンスし及びコンデンサCから成る並列共振回
路5を集積回路の外部に設けるので、集積回路パッケー
ジの端子部分のインダクタンス成分及び漂遊容量が高周
波(例えば数GH2)で無視できないため、安定な発振
信号が得られない欠点があると共に、出力端子8及び出
力端子9から互いに逆相の発振信号は得られるものの、
それ以外の例えば互いに90°位相差の複数の発振信号
は得られない欠点があった。
また、後者の発振回路は、LC共振回路が不要になるが
、単一の発振信号しか得られないと共に発振周波数を可
変することが容易でない欠点があった。
、単一の発振信号しか得られないと共に発振周波数を可
変することが容易でない欠点があった。
従って、本発明の目的は前記欠点を改良した移相型発振
回路を提供することにある。
回路を提供することにある。
本発明の移相型発振回路は、少なくともN段(N≧3)
の移相回路を有し、前記N段の移相回路を縦続接続して
正帰還ループを構成した移相型発振回路において、前記
N段の移相回路のそれぞれを差動増幅器とこの差動増幅
器の出力に接続したCR時定数回路とから構成し、前記
N段の差動増幅器の複数段に互いに位相の異なる複数の
発振信号を出力する出力端子を設ける。
の移相回路を有し、前記N段の移相回路を縦続接続して
正帰還ループを構成した移相型発振回路において、前記
N段の移相回路のそれぞれを差動増幅器とこの差動増幅
器の出力に接続したCR時定数回路とから構成し、前記
N段の差動増幅器の複数段に互いに位相の異なる複数の
発振信号を出力する出力端子を設ける。
また、本発明の移相型発振回路の一例として、N段のC
R時定数回路のそれぞれのコンデンサを可変型コンデン
サにより構成する。
R時定数回路のそれぞれのコンデンサを可変型コンデン
サにより構成する。
本発明の移相型発振回路は、前記N段の差動増幅器の複
数段に設けた出力端子から互いに位相の異なる(例えば
90°)複数の発振信号を出力することができる。
数段に設けた出力端子から互いに位相の異なる(例えば
90°)複数の発振信号を出力することができる。
また、N段のCR時定数回路のそれぞれのコンデンサを
可変型コンデンサにより構成する場合には、互いに位相
の異なる複数の発振信号の周波数を可変することができ
る。
可変型コンデンサにより構成する場合には、互いに位相
の異なる複数の発振信号の周波数を可変することができ
る。
従って、本発明の移相型発振回路をイメージ妨害信号を
打消すようにした周波数変換器の局部発振器として用い
ることができる。
打消すようにした周波数変換器の局部発振器として用い
ることができる。
以下、本発明の一実施例について、図面を参照して説明
する。
する。
第1図は、本発明の移相型発振回路の基本構成を示す回
路接続図で、10は第1の移相回路、11は第2の移相
回路、12は第3の移相回路である。前記第1の移相回
路10乃至第3の移相回路12はN段(N≧3)の移相
回路のN=3の場合を示すが、後述するようにNは例え
ば4でもよい。前記第1の移相回路10は、トランジス
タQ8、トランジスタQ2及び定電流源13からなる第
1の差動増幅器14と、抵抗器R1(または抵抗器R2
)及びコンデンサCIからなる第1の時定数回路15か
ら構成される。前記トランジスタQ1とトランジスタQ
2の各エミッタは共通接続され、定電流源13を介して
基準電位に接続され、各コレクタはそれぞれ抵抗器R1
及び抵抗器R2を介して直流電源端子16に接続される
。前記コンデンサCIは、トランジスタQ、とトランジ
スタQ2のコレクタ間に接続され、前記抵抗器R+ と
共にローパスフィルタを構成する。前記第1の時定数回
路15の時定数は抵抗器RIと抵抗器R1の合成抵抗値
r1とコンデンサCIの容量C5の積C7・rlで定ま
る。
路接続図で、10は第1の移相回路、11は第2の移相
回路、12は第3の移相回路である。前記第1の移相回
路10乃至第3の移相回路12はN段(N≧3)の移相
回路のN=3の場合を示すが、後述するようにNは例え
ば4でもよい。前記第1の移相回路10は、トランジス
タQ8、トランジスタQ2及び定電流源13からなる第
1の差動増幅器14と、抵抗器R1(または抵抗器R2
)及びコンデンサCIからなる第1の時定数回路15か
ら構成される。前記トランジスタQ1とトランジスタQ
2の各エミッタは共通接続され、定電流源13を介して
基準電位に接続され、各コレクタはそれぞれ抵抗器R1
及び抵抗器R2を介して直流電源端子16に接続される
。前記コンデンサCIは、トランジスタQ、とトランジ
スタQ2のコレクタ間に接続され、前記抵抗器R+ と
共にローパスフィルタを構成する。前記第1の時定数回
路15の時定数は抵抗器RIと抵抗器R1の合成抵抗値
r1とコンデンサCIの容量C5の積C7・rlで定ま
る。
(但し、トランジスタQ、の出力抵抗は抵抗値r1より
充分大とする)。
充分大とする)。
従って、第1の移相回路10の移相量θ1は、角周波数
をωとすればθ+ =jan−’ωc、r、(ローパス
フィルタ)で表され、C,rlを適宜選定することによ
り、−例として60°に設定する。
をωとすればθ+ =jan−’ωc、r、(ローパス
フィルタ)で表され、C,rlを適宜選定することによ
り、−例として60°に設定する。
前記第2の移相回路11はトランジスタQ3、トランジ
スタQ、及び定電流源17からなる第2の差動増幅器1
8と、抵抗器R3(または抵抗器R4)及びコンデンサ
C2からなる第2の時定数回路19から構成される。前
記トランジスタQ3とトランジスタQ4の各エミッタは
共通接続され、定電流源17を介して基準電位に接続さ
れ、各コレクタはそれぞれ抵抗器R1及び抵抗器R4を
介して直流電源端子16に接続される。前記コンデンサ
C2は、トランジスタQ3とトランジスタQ4のコレク
タ間に接続され、前記抵抗器R3と共にローパスフィル
タを構成する。前記第2の時定数回路19の時定数は、
抵抗器R1と抵抗器R4の合成抵抗値r、とコンデンサ
C2の容量c2の積C2・r3で定まる。(但し、トラ
ンジスタQ、の出力抵抗は抵抗値r3より充分大とする
)従って、第2の移相回路11の移相量θ2も角周波数
をωとすれば、θz =tan−’ωCzl”s(ロー
パスフィルタ)で表され、c、r3を適宜選定すること
により、例として60@に設定する。
スタQ、及び定電流源17からなる第2の差動増幅器1
8と、抵抗器R3(または抵抗器R4)及びコンデンサ
C2からなる第2の時定数回路19から構成される。前
記トランジスタQ3とトランジスタQ4の各エミッタは
共通接続され、定電流源17を介して基準電位に接続さ
れ、各コレクタはそれぞれ抵抗器R1及び抵抗器R4を
介して直流電源端子16に接続される。前記コンデンサ
C2は、トランジスタQ3とトランジスタQ4のコレク
タ間に接続され、前記抵抗器R3と共にローパスフィル
タを構成する。前記第2の時定数回路19の時定数は、
抵抗器R1と抵抗器R4の合成抵抗値r、とコンデンサ
C2の容量c2の積C2・r3で定まる。(但し、トラ
ンジスタQ、の出力抵抗は抵抗値r3より充分大とする
)従って、第2の移相回路11の移相量θ2も角周波数
をωとすれば、θz =tan−’ωCzl”s(ロー
パスフィルタ)で表され、c、r3を適宜選定すること
により、例として60@に設定する。
前記第3の移相回路13はトランジスタQ5、トランジ
スタQ、及び定電流源20からなる第3の差動増幅器2
1と、抵抗器R5(または抵抗器R6)及びコンデンサ
C1からなる第3の時定数回路22から構成される。前
記トランジスタQ5とトランジスタQ6の各エミッタは
共通接続され、定電流源20を介して基準電位に接続さ
れ1.各コレクタはそれぞれ抵抗器R6及び抵抗器R6
を介して直流電源端子16に接続される。前記コンデン
サC3は、トランジスタQsとトランジスタQ、のコレ
クタ間に接続され、前記抵抗器R3と抵抗器R1の合成
抵抗値r、とコンデンサC3の容量C3の積C3・r、
で定まる。(但し、トランジスタQ5の出力抵抗は抵抗
値r5より充分大とする)従って、第3の移相回路13
の移相量θ3も角周波数をωとすれば、θs =jan
−’(L)C3rs (ローパスフィルタ)で表さ
れ、C= rsを適宜選定することにより、−例として
60°に設定する。
スタQ、及び定電流源20からなる第3の差動増幅器2
1と、抵抗器R5(または抵抗器R6)及びコンデンサ
C1からなる第3の時定数回路22から構成される。前
記トランジスタQ5とトランジスタQ6の各エミッタは
共通接続され、定電流源20を介して基準電位に接続さ
れ1.各コレクタはそれぞれ抵抗器R6及び抵抗器R6
を介して直流電源端子16に接続される。前記コンデン
サC3は、トランジスタQsとトランジスタQ、のコレ
クタ間に接続され、前記抵抗器R3と抵抗器R1の合成
抵抗値r、とコンデンサC3の容量C3の積C3・r、
で定まる。(但し、トランジスタQ5の出力抵抗は抵抗
値r5より充分大とする)従って、第3の移相回路13
の移相量θ3も角周波数をωとすれば、θs =jan
−’(L)C3rs (ローパスフィルタ)で表さ
れ、C= rsを適宜選定することにより、−例として
60°に設定する。
そして、前記トランジスタQ、のコレクタをトランジス
タQ、のベースに接続し、トランジスタQ3のコレクタ
をトランジスタQ、のベースに接続し、トランジスタQ
、のコレクタをトランジスタQ、のベースに接続するこ
とにより、正帰還ループを構成する。また、トランジス
タQ2のコレクタをトランジスタQ4のベースに接続し
、トランジスタQ4のコレクタをトランジスタQ6のベ
ースに接続し、トランジスタQ、のコレクタをトランジ
スタQ2のベースに接続することにより正帰還ループを
構成し、トランジスタQ、のコレクタに第1の差動増幅
器14の第1の出力端子14tを接続し、トランジスタ
Q3のコレクタに第2の差動増幅器18の第2の出力端
子187を接続し、トランジスタQ、のコレクタに第3
の差動増幅器21の第3の出力端子21.を接続する。
タQ、のベースに接続し、トランジスタQ3のコレクタ
をトランジスタQ、のベースに接続し、トランジスタQ
、のコレクタをトランジスタQ、のベースに接続するこ
とにより、正帰還ループを構成する。また、トランジス
タQ2のコレクタをトランジスタQ4のベースに接続し
、トランジスタQ4のコレクタをトランジスタQ6のベ
ースに接続し、トランジスタQ、のコレクタをトランジ
スタQ2のベースに接続することにより正帰還ループを
構成し、トランジスタQ、のコレクタに第1の差動増幅
器14の第1の出力端子14tを接続し、トランジスタ
Q3のコレクタに第2の差動増幅器18の第2の出力端
子187を接続し、トランジスタQ、のコレクタに第3
の差動増幅器21の第3の出力端子21.を接続する。
以上の構成によれば、第1の移相回路10の移相量θ+
=60’ 、第2の移相回路11の移相量θ2=60
°、第3の移相回路12の移相量θ3=60°であり、
3段縦続接続されているため、全体として180°の移
相量が得られる。また、前記第1の差動増幅器14のト
ランジスタQ、のベースと第3の差動増幅器21のトラ
ンジスタQ、のコレクタの位相は、前記第1の時定数回
路15乃至第3の時定数回路22がない時に逆相になる
ので、前述した180°の移相量が加わることにより、
第1の移相回路10、第2の移相回路11及び第3の移
相回路12の縦続接続は全体と正帰還となり、いわゆる
移相型発振器を構成する。
=60’ 、第2の移相回路11の移相量θ2=60
°、第3の移相回路12の移相量θ3=60°であり、
3段縦続接続されているため、全体として180°の移
相量が得られる。また、前記第1の差動増幅器14のト
ランジスタQ、のベースと第3の差動増幅器21のトラ
ンジスタQ、のコレクタの位相は、前記第1の時定数回
路15乃至第3の時定数回路22がない時に逆相になる
ので、前述した180°の移相量が加わることにより、
第1の移相回路10、第2の移相回路11及び第3の移
相回路12の縦続接続は全体と正帰還となり、いわゆる
移相型発振器を構成する。
従って、前記第3の差動増幅器21の出力端子217の
移相を基準位相O°と仮定すれば、第1の差動増幅器1
4の出力端子14Tから120°、第2の差動増幅器1
8の出力端子187から240°の位相をする正弦波信
号が得られ、互いに120°位相差を有する複数の発振
信号が得られる。
移相を基準位相O°と仮定すれば、第1の差動増幅器1
4の出力端子14Tから120°、第2の差動増幅器1
8の出力端子187から240°の位相をする正弦波信
号が得られ、互いに120°位相差を有する複数の発振
信号が得られる。
次に、本発明の移相型発振回路の具体回路について、第
2図を参照して説明する。(なお1.第2図において、
全体を25で示す移相型発振回路は、移相回路を4段設
けた場合を示し、第1図に対応する部分には同一番号を
付し、その詳細な説明は省略する)第2図において、前
記第1の移相回路10は、差動増幅器14を構成するト
ランジスタQ。
2図を参照して説明する。(なお1.第2図において、
全体を25で示す移相型発振回路は、移相回路を4段設
けた場合を示し、第1図に対応する部分には同一番号を
付し、その詳細な説明は省略する)第2図において、前
記第1の移相回路10は、差動増幅器14を構成するト
ランジスタQ。
とトランジスタQ2のコレクタ間に、ベース・エミッタ
間が直接接続されたトランジスタQ7及びトランジスタ
Q8のコレクタ・ベース間が直列接続されてコンデンサ
C2を構成する。そして、トランジスタQ7及びトラン
ジスタQ、の各ベースは共通接続され、電圧制御端子2
6に接続される。
間が直接接続されたトランジスタQ7及びトランジスタ
Q8のコレクタ・ベース間が直列接続されてコンデンサ
C2を構成する。そして、トランジスタQ7及びトラン
ジスタQ、の各ベースは共通接続され、電圧制御端子2
6に接続される。
この場合、第1の移相回路10の移相量θ、は、−例と
して45°に設定される。また、第2の移相回路11及
び第3の移相回路12も同様に構成され、第2の移相回
路11の移相量θ2及び第3の移相回路の移相量θ2も
それぞれ45°に設定される。更に第4の移相回路30
が設けられ、この第4の移相回路30はトランジスタQ
l!、トランジスタQ l 4及び定電流源31からな
る第4の差動増幅器32と、抵抗器R,(または抵抗器
R1! )及びコンデンサC4からなる第4の時定数回
路33から構成される。前記トランジスタQI3とトラ
ンジスタQ、4の各エミッタは共通接続され、定電流源
31を介して基準電位に接続され、各コレクタはそれぞ
れ抵抗器R7及び抵抗器R8を介して直流電源端子16
に接続され、トランジスタQ + 2のコレクタに第4
の出力端子327が接続される。前記コンデンサC4は
、トランジスタQ + 3とトランジスタQ + 4の
コレクタ間に接続され、前記抵抗器R1と共にローパス
フィルタを構成する。前記第4の時定数回路33の時定
数は、抵抗HR7の抵抗値r、とコンデンサC4の容量
c、 (但し、トランジスタQ + 3とトランジスタ
Q + 4のコレクタ間の容量の1/2とする)の積c
4 ・r、で定まる。(但し、トランジスタQI3の出
力抵抗は抵抗値r7より充分大とする)。
して45°に設定される。また、第2の移相回路11及
び第3の移相回路12も同様に構成され、第2の移相回
路11の移相量θ2及び第3の移相回路の移相量θ2も
それぞれ45°に設定される。更に第4の移相回路30
が設けられ、この第4の移相回路30はトランジスタQ
l!、トランジスタQ l 4及び定電流源31からな
る第4の差動増幅器32と、抵抗器R,(または抵抗器
R1! )及びコンデンサC4からなる第4の時定数回
路33から構成される。前記トランジスタQI3とトラ
ンジスタQ、4の各エミッタは共通接続され、定電流源
31を介して基準電位に接続され、各コレクタはそれぞ
れ抵抗器R7及び抵抗器R8を介して直流電源端子16
に接続され、トランジスタQ + 2のコレクタに第4
の出力端子327が接続される。前記コンデンサC4は
、トランジスタQ + 3とトランジスタQ + 4の
コレクタ間に接続され、前記抵抗器R1と共にローパス
フィルタを構成する。前記第4の時定数回路33の時定
数は、抵抗HR7の抵抗値r、とコンデンサC4の容量
c、 (但し、トランジスタQ + 3とトランジスタ
Q + 4のコレクタ間の容量の1/2とする)の積c
4 ・r、で定まる。(但し、トランジスタQI3の出
力抵抗は抵抗値r7より充分大とする)。
従って、第4の移相回路30の移相NQ4は角周波数を
ωとすれば、Qa =tan−’ωca rt (ロ
ーパスフィルタ)で表され、c、rtを適宜選定して4
5°に設定する。(−例としてr、は約800Ω、c4
は0.2PFとすれば、周波数IGHzにおいてQ4は
45°となる)。
ωとすれば、Qa =tan−’ωca rt (ロ
ーパスフィルタ)で表され、c、rtを適宜選定して4
5°に設定する。(−例としてr、は約800Ω、c4
は0.2PFとすれば、周波数IGHzにおいてQ4は
45°となる)。
以上の構成によれば、第1の移相回路10の移相量θ、
−45°、第2の移相回路11の移相量θ2−45°、
第3の移相回路12の移相量θ、−45°、第4の移相
回路30の移相量θ4 =456であり、4段縦続接続
しているため、全体として180°の移相量が得られ、
第1図のものと同様に正帰還ループを構成する。
−45°、第2の移相回路11の移相量θ2−45°、
第3の移相回路12の移相量θ、−45°、第4の移相
回路30の移相量θ4 =456であり、4段縦続接続
しているため、全体として180°の移相量が得られ、
第1図のものと同様に正帰還ループを構成する。
また、第2の差動増幅器18の第2の出力端子18アと
第4の差動増幅器32の第4の出力端子32tには互い
に90°位相差を有する複数の発振信号(Cosω。を
信号及びSinω。を信号)をそれぞれ出力する。
第4の差動増幅器32の第4の出力端子32tには互い
に90°位相差を有する複数の発振信号(Cosω。を
信号及びSinω。を信号)をそれぞれ出力する。
そして、前記電圧制御端子26に印加する電圧を可変す
ることにより、出力端子18ア(Cosω。t)及び出
力端子32y (Sinω。t)の互いに90’位相差
を有する複数の発振信号の周波数を可変することができ
る。
ることにより、出力端子18ア(Cosω。t)及び出
力端子32y (Sinω。t)の互いに90’位相差
を有する複数の発振信号の周波数を可変することができ
る。
なお、34はバイアス回路、35は出力端子35aを有
する第1のバッファ段、36は出力端子36aを有する
第2のバッファ段を示す。
する第1のバッファ段、36は出力端子36aを有する
第2のバッファ段を示す。
次に、本発明の移相型発振回路を用いた周波数変換器の
一例について、第3図及び第4図を参照して説明する。
一例について、第3図及び第4図を参照して説明する。
第3図は本発明の移相型発振回路を用いた周波数変換器
のブロック図を示し、第4図は中間周波数信号及びイメ
ージ妨害信号の周波数スペクトル図を示す。第3図にお
いて、入力端子40に50〜900MHzの帯域内の高
周波信号(第4図ω1参照)及び中間周波数の2倍の周
波数分高い周波数のイメージ妨害信号(第4図ω2参照
)が印加されるので、合成信号Sは次式で表される。
のブロック図を示し、第4図は中間周波数信号及びイメ
ージ妨害信号の周波数スペクトル図を示す。第3図にお
いて、入力端子40に50〜900MHzの帯域内の高
周波信号(第4図ω1参照)及び中間周波数の2倍の周
波数分高い周波数のイメージ妨害信号(第4図ω2参照
)が印加されるので、合成信号Sは次式で表される。
5=Asin a+、t+Bs1n ωzt=Asin
(ωo−p)t + Bs1n(a+o+q)t −−
−−−−−−−−−−(1)で示す出力信号E1が得ら
れる。
(ωo−p)t + Bs1n(a+o+q)t −−
−−−−−−−−−−(1)で示す出力信号E1が得ら
れる。
前記(1)式の合成信号Sは、第1の混合段41及び第
2の混合段42の一方の入力にそれぞれ供給される。
2の混合段42の一方の入力にそれぞれ供給される。
また、第1の混合段41の他方の入力には、移相型発振
回路25の第1のバッファ段35(第2図参照)の出力
端子35aから発振信号(Ccosω。t)が供給され
る。また、第2の混合段42の他方の入力には、移相型
発振回路25の第2のバッファ段36(第2図参照)の
出力端子36aから発振信号(Csinω。t)が供給
される。
回路25の第1のバッファ段35(第2図参照)の出力
端子35aから発振信号(Ccosω。t)が供給され
る。また、第2の混合段42の他方の入力には、移相型
発振回路25の第2のバッファ段36(第2図参照)の
出力端子36aから発振信号(Csinω。t)が供給
される。
従って、前記第1の混合段41の出力には、次式前記第
1の混合段41の出力信号E、は、第1のローパスフィ
ルタ43に供給され、(2)式第2項の中間周波信号(
−sinpt)と(2)式第4項のイメージ信号(si
nqt)のみが抽出され、0°移相器44を介して減算
器45の一方の入力に供給される。一方、前記第2の混
合段42の出力には、次式で示す出力信号E2が得られ
る。
1の混合段41の出力信号E、は、第1のローパスフィ
ルタ43に供給され、(2)式第2項の中間周波信号(
−sinpt)と(2)式第4項のイメージ信号(si
nqt)のみが抽出され、0°移相器44を介して減算
器45の一方の入力に供給される。一方、前記第2の混
合段42の出力には、次式で示す出力信号E2が得られ
る。
Ez = (Asin(ωo−p)t+Bs1n(ωo
+q)t ) Csinω。
+q)t ) Csinω。
ローパスフィルタ46に供給され、(3)弐第2項の第
1の中間周波信号(Ccosp t)とイメージ信号(
cosqt)のみが抽出され、90°移相器47及びレ
ベル調整回路介して減算器45の他方の入力に供給され
る。前記0°移相器44の出力信号E3及び前記90°
移相器47の出力信号E4はそれぞれ次式で示式第2項
のイメージ信号成分(−3inqt)は打消され、第1
の中間周波信号成分(ACsinpt)のみが減算器4
5から出力され、第2の混合段49に供給される。そし
て、前記移相型発振回路25の発振信号(Ccosω。
1の中間周波信号(Ccosp t)とイメージ信号(
cosqt)のみが抽出され、90°移相器47及びレ
ベル調整回路介して減算器45の他方の入力に供給され
る。前記0°移相器44の出力信号E3及び前記90°
移相器47の出力信号E4はそれぞれ次式で示式第2項
のイメージ信号成分(−3inqt)は打消され、第1
の中間周波信号成分(ACsinpt)のみが減算器4
5から出力され、第2の混合段49に供給される。そし
て、前記移相型発振回路25の発振信号(Ccosω。
を及びCsinω。t)の周波数を例えば1.0〜1.
85G Hzの間で可変す、れば、第1の中間周波信号
成分(ACsinpt)の周波数を、前記受信帯域(5
0〜900 M Hz )において950M Hzの一
定周波数にすることができる。前記第2の混合段49に
供給された950MHzの第1の中間周波成分は、局部
発振器50の例えばIGHzの発振信号と混合され、出
力端子49aに50MHzの第2の中間周波信号を発生
する。
85G Hzの間で可変す、れば、第1の中間周波信号
成分(ACsinpt)の周波数を、前記受信帯域(5
0〜900 M Hz )において950M Hzの一
定周波数にすることができる。前記第2の混合段49に
供給された950MHzの第1の中間周波成分は、局部
発振器50の例えばIGHzの発振信号と混合され、出
力端子49aに50MHzの第2の中間周波信号を発生
する。
以上の説明から明らかな通り、本発明の移相型発振回路
は、少なくともN段(N≧3)の移相回路10.11及
び12を有し、前記N段の移相回路10.11及び12
を縦続接続して正帰還ループを構成した移相型発振回路
において、前記N段の移相回路10.11及び12のそ
れぞれを差動増幅器14.18及び21と該差動増幅器
14.18及び21の出力に接続したCR時定数回路1
5.19及び22とから構成し、前記N段の差動増幅器
の複数段14.18に互いに位相の異なる複数の発振信
号を出力する出力端子14ア、187を設け、互いに位
相の異なる複数の発振信号を出力することができる。
は、少なくともN段(N≧3)の移相回路10.11及
び12を有し、前記N段の移相回路10.11及び12
を縦続接続して正帰還ループを構成した移相型発振回路
において、前記N段の移相回路10.11及び12のそ
れぞれを差動増幅器14.18及び21と該差動増幅器
14.18及び21の出力に接続したCR時定数回路1
5.19及び22とから構成し、前記N段の差動増幅器
の複数段14.18に互いに位相の異なる複数の発振信
号を出力する出力端子14ア、187を設け、互いに位
相の異なる複数の発振信号を出力することができる。
また、本発明の移相型発振回路は、前記N段のCR時定
数回路15.19及び22のそれぞれのコンデンサC,
、C,及びC1を可変型コンデンサにより構成し、前記
可変型コンデンサの容量を可変して複数の発振信号の周
波数を可変することができる。
数回路15.19及び22のそれぞれのコンデンサC,
、C,及びC1を可変型コンデンサにより構成し、前記
可変型コンデンサの容量を可変して複数の発振信号の周
波数を可変することができる。
なお、上述の一実施例においては、本発明の移相型発振
回路を周波数変換器に適用した場合について説明したが
、変調回路等のその他の用途に使用することが可能であ
る。
回路を周波数変換器に適用した場合について説明したが
、変調回路等のその他の用途に使用することが可能であ
る。
[発明の効果]
本発明の移相型発振回路は、N段の差動増幅器の複数段
に出力端子を設け、互いに位相の異なる複数の発振信号
を出力することができ、CR時定数回路のコンデンサの
容量を可変すれば、複数の発振信号の周波数を可変する
ことができる。
に出力端子を設け、互いに位相の異なる複数の発振信号
を出力することができ、CR時定数回路のコンデンサの
容量を可変すれば、複数の発振信号の周波数を可変する
ことができる。
また、複数の発振信号の位相差を90°に設定すれば、
イメージ妨害信号を打消すようにした周波数変換器の局
部発振器として利用することができる。
イメージ妨害信号を打消すようにした周波数変換器の局
部発振器として利用することができる。
更に、本発明の移相型発振回路は、LC共振回路を使用
しないので、集積回路化が容易である。
しないので、集積回路化が容易である。
第1図は本発明の移相型発振回路の基本構成を示す回路
接続図、第2図は本発明の移相型発振回路の具体回路を
示す回路接続図、第3図は本発明の移相型発振回路を用
いた周波数変換器のブロック図、第4図は本発明の説明
に用いる周波数スペクトル図、第5図は従来のLC型発
振回路の一例を示す回路接続図である。 1 −−−−−・差動増幅器 2−・・・・・−・・−−一一−−第1の正帰還用トラ
ンジスタ3・・−・・・・−・−−−一−−・〜第2の
正帰還用トランジスタ5−・−〜−−・−並列共振回路 10−・−・−・・−・・−第1の移相回路1t−−−
−−−−−・−−−−−・・・・・第2の移相回路12
−・・−・・・・・−・・・−第3の移相回路14−・
−−一一一−・−−−−−一一一−−第1の差動増幅器
14r・−・・〜・・−・・・−・−・第1の出力端子
15−−−−−−−・−・・・・・・−・−第1の時定
数回路1B−−−−−−−・・−一−−−−−−−第2
の差動増幅器1日T−・−・−−−−−−−−−一第2
の出力端子19・・−−−−−・−−−−一−−−・−
第2の時定数回路21 −第3の差動増幅器 2b・−・−・・・・−第3の出力端子22・・・・−
m−−−・・・−・−・・−第3の時定数回路2Fy−
−−−−一・−・・・−−−−一−−移相型発振回路3
0−・・・−・・−・−一−−−・−第4の移相回路3
2−・−・−・−−−−−・−・−第4の差動増幅器3
2T−・−・−・−・−第4の出力端子33・−−一−
−・−・・・・・−・−・第4の時定数回路35・−・
−・−−一−−−・・−一一一一第1のバッファ段36
・−・−−m−−・・−一−−−・第2のバッファ段4
1−・・−・−−一−−−−・−・−・第1の混合段4
2・・・−・・−一−−−−−−−・・・第2の混合段
44・−・・・・・−・−−−−−−−・0°移相器4
7−−−−−−−−−−−−・−m−−−・90°移相
器49−−−−−・−・・・−−−一−−−−第3の混
合段50−−−−−−・・・−・−−−−−・−局部発
振器R−Re・−抵抗器 Ql−Ql4− トランジスタ 01〜C4・−・コンデンサ
接続図、第2図は本発明の移相型発振回路の具体回路を
示す回路接続図、第3図は本発明の移相型発振回路を用
いた周波数変換器のブロック図、第4図は本発明の説明
に用いる周波数スペクトル図、第5図は従来のLC型発
振回路の一例を示す回路接続図である。 1 −−−−−・差動増幅器 2−・・・・・−・・−−一一−−第1の正帰還用トラ
ンジスタ3・・−・・・・−・−−−一−−・〜第2の
正帰還用トランジスタ5−・−〜−−・−並列共振回路 10−・−・−・・−・・−第1の移相回路1t−−−
−−−−−・−−−−−・・・・・第2の移相回路12
−・・−・・・・・−・・・−第3の移相回路14−・
−−一一一−・−−−−−一一一−−第1の差動増幅器
14r・−・・〜・・−・・・−・−・第1の出力端子
15−−−−−−−・−・・・・・・−・−第1の時定
数回路1B−−−−−−−・・−一−−−−−−−第2
の差動増幅器1日T−・−・−−−−−−−−−一第2
の出力端子19・・−−−−−・−−−−一−−−・−
第2の時定数回路21 −第3の差動増幅器 2b・−・−・・・・−第3の出力端子22・・・・−
m−−−・・・−・−・・−第3の時定数回路2Fy−
−−−−一・−・・・−−−−一−−移相型発振回路3
0−・・・−・・−・−一−−−・−第4の移相回路3
2−・−・−・−−−−−・−・−第4の差動増幅器3
2T−・−・−・−・−第4の出力端子33・−−一−
−・−・・・・・−・−・第4の時定数回路35・−・
−・−−一−−−・・−一一一一第1のバッファ段36
・−・−−m−−・・−一−−−・第2のバッファ段4
1−・・−・−−一−−−−・−・−・第1の混合段4
2・・・−・・−一−−−−−−−・・・第2の混合段
44・−・・・・・−・−−−−−−−・0°移相器4
7−−−−−−−−−−−−・−m−−−・90°移相
器49−−−−−・−・・・−−−一−−−−第3の混
合段50−−−−−−・・・−・−−−−−・−局部発
振器R−Re・−抵抗器 Ql−Ql4− トランジスタ 01〜C4・−・コンデンサ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、少なくともN段(N≧3)の移相回路を有し、前記
N段の移相回路を縦続接続して正帰還ループを構成した
移相型発振回路において、前記N段の移相回路のそれぞ
れを差動増幅器と該差動増幅器の出力に接続したCR時
定数回路とから構成し、前記N段の差動増幅器の複数段
に互いに位相の異なる複数の発振信号を出力する出力端
子を設けたことを特徴とする移相型発振回路。 2、前記N段のCR時定数回路のそれぞれのコンデンサ
を可変型コンデンサにより構成し、前記可変型コンデン
サの容量を可変して複数の発振信号の周波数を可変する
ようにしたことを特徴とする請求項1記載の移相型発振
回
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63203876A JP2930305B2 (ja) | 1988-08-18 | 1988-08-18 | 移相型発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63203876A JP2930305B2 (ja) | 1988-08-18 | 1988-08-18 | 移相型発振回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0253304A true JPH0253304A (ja) | 1990-02-22 |
JP2930305B2 JP2930305B2 (ja) | 1999-08-03 |
Family
ID=16481178
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63203876A Expired - Lifetime JP2930305B2 (ja) | 1988-08-18 | 1988-08-18 | 移相型発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2930305B2 (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5457429A (en) * | 1993-08-24 | 1995-10-10 | Sony Corporation | Ring oscillator circuit for VCO |
EP1583222A1 (en) * | 2004-03-31 | 2005-10-05 | Broadcom Corporation | Varactor-based ring oscillator |
WO2007072551A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2007-06-28 | Fujitsu Limited | 電圧制御リングオシレータ |
WO2007072549A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2007-06-28 | Fujitsu Limited | 発振器 |
JP2011024039A (ja) * | 2009-07-16 | 2011-02-03 | Toshiba Corp | 局部発振器 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02500711A (ja) * | 1987-06-18 | 1990-03-08 | テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン | フィルタの構成と制御 |
-
1988
- 1988-08-18 JP JP63203876A patent/JP2930305B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02500711A (ja) * | 1987-06-18 | 1990-03-08 | テレフオンアクチーボラゲツト エル エム エリクソン | フィルタの構成と制御 |
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WO2007072549A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2007-06-28 | Fujitsu Limited | 発振器 |
JPWO2007072551A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2009-05-28 | 富士通株式会社 | 電圧制御リングオシレータ |
JPWO2007072549A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2009-05-28 | 富士通株式会社 | 発振器 |
US8044727B2 (en) | 2005-12-20 | 2011-10-25 | Fujitsu Limited | Phased locked loop circuit including voltage controlled ring oscillator |
JP2011024039A (ja) * | 2009-07-16 | 2011-02-03 | Toshiba Corp | 局部発振器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2930305B2 (ja) | 1999-08-03 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
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