JPH02246542A - ディジタル相関器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はスペクトラム拡散（Ｓ　Ｓ）通信のための変
調装置、とくにコード・シフト・キーイング（Ｃｏｄｅ
　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　−ＣＳ　Ｋ　）変調方式
における受信装置において用いられるディジタル相関器
に関する。

従来の技術 ＳＳ通信方式は衛星通信、移動体通信などの他、電力線
通信にも応用範囲が広まっている。従来の゛ＳＳ通信方
式について、第１Ｏ図および第１１図を参照して説明す
る。送信側では、ＰＮ（擬似雑音）符号系列発生器１の
出力ａを送信データｂとＥＸ−ＯＲ回路２でＥＸ−ＯＲ
演算後（信号Ｃ）、増幅器３により送信信号として伝送
路に送出する。受信側では、受信信号を増幅器４で増幅
後、相関器６で同期ＰＮ符号系列発生器５の出力ｄと相
関をとり、相関値（信号ｅ）を比較器７で所定の閾値と
比較し、受信データｆを復調する。

伝送路としては、無線、有線、その他の伝送媒体が考え
られる。したがって送信信号は直接に伝送媒体に送出さ
れるばかりでなく、伝送媒体を伝送するのに適した信号
に変換して送られる場合が多い。また電力線通信では商
用電力と分離するインタフェースが必要となる。このよ
うな信号変換５分離の作用を行なう伝送媒体との接続部
を以下では、受信インタフェース、送信インタフェース
という。

発明が解決しようとする課題 従来の通信方式では、受信側の同期ＰＮ符号系列発生器
５の発生ＰＮ系列を、送信側のＰＮ系列と同期させなけ
ればならず、そのためには先ず同期点をサーチする必要
がある。伝送路の伝送特性上に問題がないならば同期点
で相関波形にピークが検出される。しかし電力線通信の
ように伝送特性が極めて不良で、しかも伝送帯域内にデ
イツプ・ポイントがあるような線路では、相関波形の劣
化が進み、相関値の正、負の関係が逆転し。

データの１，０の誤りとなることがある。また波形の劣
化により同期が維持できない欠点があった。

この発明は上記の従来のＳＳ通信方式の欠点を克服した
新規なＣＳＫ通信方式のための受信装置において好適に
用いられるディジタル相関器を提供するものである。

課題を解決するための手段 この発明によるディジタル相関器は、一定周期で発生す
る相互相関が低い２つの同一符号長のマンチェスタＭ系
列のいずれか一方を、上記一定周期ごとに、送信データ
の１または０に応じて選択することにより作成された送
信信号を受信する受信装置において用いられる１対のデ
ィジタル相関器である。

各ディジタル相関器は、上記送信信号作成時に用いられ
たマンチェスタＭ系列があらかじめ設定された。マンチ
ェスタＭ系列の符号長またはその整数倍の段数のレジス
タと、ディジタル受信信号が入力する上記レジスタに対
応する段数のシフトレジスタと、上記レジスタと上記シ
フトレジスタの対応する段の符号の一致をそれぞれ検出
する一致検出回路と、上記すべての一致検出回路の出力
信号を加算する加算回路とから構成されていることを特
徴とする。

上記１対のディジタル相関器において上記シフトレジス
タを共用することができる。

作　　用 ディジタル受信信号は１対のディジタル相関器のシフト
レジスタに入力し、クロック信号ごとに順次シフトされ
ていく。一方各相関器のレジスタには送信信号を作成す
るときに用いたマンチェスタＭ系列がそれぞれ設定され
ている。各相関器において、シフトレジスタに入力した
受信信号とレジスタに設定されているマンチェスタＭ系
列の対応する符号同志がそれぞれ一致回路で比較される
。すべての一致回路の一致検出信号は加算器に与えられ
る。各相関器の加算器からは、レジスタに設定されてい
るマンチェスタＭ系列と入力受信信号との一致の程度を
表わす相関出力が得られる。

実施例 第１図はマンチェスタ符号Ｍ系列を用いたＣ３Ｋ方式の
通信システムの全体構成を示している。

送信側において、変調装置（送信装置）　１１には、相
互相関が低くかつ同じ符号長をもつマンチェスタ符号Ｍ
系列を同期してそれぞれ発生する２つのマンチェスタＭ
系列発生器３１．３２が設けられ、それらの符号出力は
切替回路３３に与えられる。この切替回路３３は２進数
送信データ（１または０）に応じて制御され、たとえば
送信データが０のときには発生器３１の符号出力が、１
のときには発生器３２の符号出力がそれぞれ選択される
。この切替回路３３によって選択された符号出力信号が
送信信号ＴＸＯとなる。切替回路３３における切替制御
は発生するマンチェスタ符号Ｍ系列の周期に同期して行
なわれ、２進数の１つのデータ（１または０）は−周期
のマンチェスタ符号Ｍ系列によって表現される。

異なる２つのマンチェスタ符号Ｍ系列の切替ないしは選
択が送出すべきデータのコード（１または０）に応じて
行なわれるので、この変調方式をコード・シフト・キー
イング（ＣＳ　Ｋ）という。

もちろん、Ｃ８ＫではマンチェスタＭ系列に限らず他の
ＰＮ符号系列を用いてもよい。

送信信号ＴＸＯは送信インタフェース１２Ａを介して伝
送路または伝送媒体に送出される。送信インタフェース
１２Ａは「従来の技術」の項で示したように、広い意味
での接続部であって、キャリアの変調または電力線への
混合処理等を行なう部分である。

受信インタフェース１２Ｂも、キャリアの復調。

電力線からの分離、Ａ／Ｄ変換等を行なうもので、伝送
路または伝送媒体から入力する信号をディジタル受信信
号ＲＸＩに変換して出力する。

受信側の受信装置には、２つの相関器２１．２２゜復調
装置２３．キャリア検出回路２４．同期制御回路２５等
が含まれている。受信インタフェース１２Ｂから出力さ
れるディジタル受信信号ＲＸＩは２つに分岐してそれぞ
れ相関器２１．２２に入力する。一方の相関器２１には
一方のマンチェスタＭ系列発生器３１から発生するマン
チェスタ符号Ｍ系列が設定されており、この設定系列と
受信信号ＲＸＩとの相関がとられる。同じように他方の
相関器２２には他方のマンチェスタＭ系列発生器３２か
ら発生するマンチェスタ符号Ｍ系列が設定されており、
この設定系列と受信信号ＲＸＩとの相関がとられる。こ
れらの相関器２１．２２から得られる相関出力は復調装
置２３に与えられ、この復調装置２３において相関値に
応じて復調信号１または０が割当てられ、受信データＲ
ＸＤとして出力される。すなわち、相関器２１と２２の
相関出力のうち相関器２１の方が大きな相関ピーク値を
示している場合には０の受信データが、逆に相関器２２
の方が大きな相関ピーク値を示している場合には１の受
信データがそれぞれ生成される。

相関出力はまたキャリア検出回路２４および同期制御回
路２５に入力する。キャリア検出回路２４は相関出力に
基づいてキャリアの有無を検出し、その検出信号を同期
制御回路２５に与える。キャリアの有無は受信信号ＲＸ
Ｉを受信しているかどうかを判断するために用いられる
。同期制御回路２５は。

キャリアが検出されているときに、相関出力に基づいて
、復調およびキャリア検出のためのタイミング信号を作
成して復調装置２３およびキャリア検出回路２４に与え
る。

以上のようにＣＳＫ通信方式では、受信側において２つ
の相関出力を比較し、その大小に応じて受信データのＯ
または１を割当てるようにしているので、受信側のマン
チェスタＭ系列は送信側のそれと厳密に同期をとる必要
がなく、データの復調誤りも生じなくなる。また相関器
の出力として、絶対値をとるようにすれば、送信ピーク
値が負となるような特性劣化の伝送路の場合でも誤差に
ならない。さらにマンチェスタ符号Ｍ系列を用いること
により、受信信号の低域成分を少なくして伝送路との結
合損失を低く抑えることができる。

第２図はＣ３Ｋ変調装置１１の具体的構成例を示してい
る。またこの回路の各部の出力信号波形が第３図に示さ
れている。

この実施例では各マンチェスタＭ系列発生器３１、３２
は３段（ｎ−３）のシフトレジスタＦＦ１１〜ＦＦ　　
　ＦＦ２．〜ＦＦ２３を含み、これらのシフ１３゜ トレジスタはクロック発生器３４から出力されるクロッ
ク信号ＣＫのタイミングでデータのシフト動作を行なう
。これらのシフトレジスタの帰還回路は互いに異なって
いる。すなわちシフトレジスタＦＦ、□〜Ｆ　Ｆ　ｔｓ
では、第２段と第３段のセルの符号が排他的論理和回路
（ＥＸ−ＯＲ）３１ａを経てその入力側に帰還されてい
るのに対して、シフトレジスタＦ　Ｆ　２１〜Ｆ　Ｆ　
２３では第１段と第３段のセルの符号がＥＸ−ＯＲ回路
３２ａを経て帰還されている。シフトレジスタとその帰
還回路はＭ系列発土器（ＰＮ符号発生器、ＰＮ符号−Ｐ
ｓｅｕｄｅ　Ｎｏ１ｓｅＣｏｄｅ−擬似雑音符号）をそ
れぞれ構成している。

そして、各シフトレジスタの最終段の符号出力とクロッ
ク信号ＣＫとの排他的論理和がそれぞれＥＸ−ＯＲ回路
３７．３８でとられることによりマンチェスタ符号が作
成される。

一方のマンチェスタＭ系列発生器３１の特定の位相（オ
ール１）のときに他方のマンチェスタＭ系列発生器３２
が常に一定の位相（初期位相）となるように位相同期回
路が設けられている。この位相同期回路はＮＡＮＤ回路
３６と初期位相設定器３５とを含んでいる。初期位相設
定器３５はシフトレジスタＦＦ　−ＦＦ２３の各段に初
期符号を設定するためのもので、任意の符号（オール０
以外の符号）を設定できる。シフトレジスタＦＦ１１〜
ＦＦ１３のすべての段の符号が１となったときに（この
状態はマンチェスタ符号Ｍ系列の一周期Ｔに１回生起さ
れる）ＮＡＮＤ回路３６からＬレベルの信号が発生し、
クロック信号ＣＫの次の立上りの時点で初期位相設定器
３５に設定された符号がシフトレジスタＦＦ　−ＦＦ２
３の各段にそれぞれロードされ２す る。

上述のようにマンチェスタＭ系列発生器３１．３２の出
力すなわちＥＸ−ＯＲ回路３７．３８の出力は切替回路
３３に与えられ、送信データＴＸＤによってマンチェス
タ符号Ｍ系列の一周期（データ区間）Ｔごとに切替動作
が行なわれる。またＮＡＮＤ回路３Ｂの出力は送信デー
タ処理部（たとえばマイクロプロセッサ）に送信要求信
号として与えられる。送信データ処理部はこの送信要求
信号が入力するごとに送信データＴＸＤの１ビツト分（
１または０）を出力して切替回路３３に与える。

第４図は変形例を示している。第２図と比較すると、マ
ンチェスタＭ系列発生器３１．３２からそれぞれＥＸ−
ＯＲ回路３７．３８が取除かれ、これに代えて切替回路
３３の出力側に、切替回路３３の出力とクロック信号Ｃ
Ｋとを入力とするＥＸ−ＯＲ回路３９が設けられ、マン
チェスタ符号が作成される。

参照符号３１Ａ、　３２ＡはそれぞれＭ系列発生器を指
し、それらの出力（シフトレジスタの最終段の符号）が
切替回路３３にそれぞれ与えられている。この変形例の
ものはＥＸ−ＯＲ回路を１側受なくすることができると
いう利点をもっている。

なお、第２図の切替回路３３の出力側、第４図のＥＸ−
ＯＲ回路３９の出力側に１クロツク・ラッチ回路を設け
、送信信号ＴＸＯを波形整形するようにするとよい。

次に相関器２１．２２の構成について第５図を参照して
詳しく説明する。

相関器２１．２２はそれぞれＮ段のレジスタ４１ａ。

４１ｂを備え、これらのレジスタ４１ａ、　４１ｂには
。

変調装置１１に含まれるマンチェスタＭ系列発生器３１
、３２で発生するマンチェスタ符号Ｍ系列がそれぞれあ
らかじめ設定されている。ｎ段のシフトレジスタを用い
て発生するＭ系列の符号長は２ｎ−１ビツトである。変
調装置１１ではＭ系列はマンチェスタ符号化されている
から、レジスタ４１ａ、　４１ｂの段数ＮはＮ−２（２
ｎ−１）である。

一方、受信インタフェース１２Ｂから人力するディジタ
ル受信信号ＲＸＩは２分岐され、各相関器２１．２２に
設けられたシフトレジスタ４２ａ、　４２ｂに入力する
。これらのシフトレジスタ４２ａ、　４２ｂもＮ段であ
り、変調装置１１におけるクロック信号の２倍の周波数
のクロックＣＫにより駆動される。

相関器２■において、レジスタ４１ａの設定された各段
の符号とシフトレジスタ４２ａの対応する各段に送り込
まれた受信信号の符号とがそれぞれＥＸ−ＯＲ回路４３
ａで比較される。すべてのＥＸ−ＯＲ回路４３ａの出力
信号は加算器４４ａに与えられ、加算される。加算器４
４ａの出力信号はレジスタ４１ａの各段の符号とシフト
レジスタ４２ａの対応する各段の符号との一致の度合を
表わしており、これが、一方の相関器２１の相関出力Ｒ
となる。受信信号ＲＸＩはクロック信号ＣＫごとにシフ
トレジスタ４２ａを順次シフトされていくから。

相関出力Ｒもクロック信号ＣＫごとにそれに応じて変化
する。

他方の相関器２２においても同じように、レジスタ４１
ｂに設定された各段の符号とシフトレジスタ４２ｂの対
応する各段に送り込まれた受信信号の符号とが一致する
かどうかがそれぞれＥＸ−ＯＲ回路４３ｂで調べられる
。すべてのＥＸ−ＯＲ回路４３ｂの出力信号は加算器４
４ｂに与えられ加算される。加算器４４ｂからはレジス
タ４１ｂに設定されたマンチェスタＭ系列と入力ディジ
タル受信信号ＲＸＩとの相関の程度を表わす相関出力Ｒ
６が出力されることになる。

第６図は相関器２１の変形例を示している。レジスタ４
１ａおよびシフトレジスタ４２ａに代えて段数がＮＸｍ
（ｍは２以上の正の整数）のレジスタ４１Ａおよびシフ
トレジスタ４２Ａが設けられている。シフトレジスタ４
２Ａは上記クロック信号ＣＫのｍ倍の周波数のクロック
信号ＣＫ　　によって駆塵 動される。ＥＸ−ＯＲ回路４３ＡもＮＸｍ個設けられ、
レジスタ４１Ａとシフトレジスタ４２Ａの対応する段の
符号が各ＥＸ−ＯＲ回路４３Ａに入力する。

加算器４４ＡはすべてのＥＸ−ＯＲ回路４３Ａの出力信
号を加算して相関出力Ｒとして出力する。このようにレ
ジスタとシフトレジスタの段数をｍ倍にすることにより
相関演算の精度を高めている。

相関器２２も同じように変形できるのはいうまでもない
。

第７図はさらに他の実施例を示している。ここでは受信
信号ＲＸＩが入力するシフトレジスタ４２が相関器２１
と２２とで兼用されている。このようにすることにより
シフトレジスタの数を減らし、構成を簡素化することが
できる。第６図に示すように段数がｍ倍されたシフトレ
ジスタを、同じように相関器２１と２２とで兼用するこ
とができるのはいうまでもない。

第８図はさらに他の例を示している。Ｎ段のレジスタ４
１ａとＮＸｍ段のシフトレジスタ４２Ａとが設けられて
いる。レジスタ４１ａの成る１段の符号とそれに対応す
るシフトレジスタ４２Ａのｍ段の符号との一致の度合い
がｍ個のＥＸ−ＯＲ回路４３Ａで算出されている。

第９ｂ図はレジスタ４１ａの他の構成例を示している。

マンチェスタＭ系列の符号は、第９ａ図に示すように、
その元になるＭ系列の符号を用いて生成される。そこで
第９ｂ図に示すようにＮ／２段のレジスタ４１ｄにＭ系
列の符号を設定しておき、このレジスタ４１ｄの各段の
符号を、一方ではそのまま、他方ではＮＯＴ回路４１ｃ
によりその反転符号をそれぞれ出力させるようにするこ
とにより、マンチェスタＭ系列の符号出力を得ることが
できる。

発明の効果 この発明によるディジタル相関器は、Ｃ３Ｉ通信方式に
よる受信装置に適用される。ＣＳＫ通信方式では、受信
側において２つの相関出力を比較し、その大小に応じて
受信データの０または１を割当てるようにしているので
、受信側の符号系列は送信側のそれと厳密に同期をとる
必要がなく。

データの復調誤りも生じなくなる。また相関器の出力と
して、絶対値をとるようにすれば、送信ピーク値が負と
なるような特性劣化の伝送路の場合でも誤差にならない
。

この発明によると、ディジタル受信信号は１対のディジ
タル相関器のシフトレジスタに入力し。

クロック信号ごとに順次シフトされていく。一方各相関
器のレジスタには送信信号を作成するときに用いたマン
チェスタＭ系列がそれぞれ設定されている。各相関器に
おいて、シフトレジスタに入力した受信信号とレジスタ
に設定されているマンチェスタＭ系列の対応する符号同
志がそれぞれ一致回路で比較される。すべての一致回路
の一致検出信号は加算器に与えられる。各相関器の加算
器からは、レジスタに設定されているマンチェスタＭ系
列と入力受信信号との一致の程度を表わす相関出力が得
られる。

このようにこの発明の相関器によると、受信信号とマン
チェスタＭ系列との相関出力がリアル・タイムで高速演
算され、Ｃ３Ｉ通信方式に好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図はＣＳＫ通信システムの全体構成を示すブロック
図である。 第２図は変調装置の構成例を示す回路図、第３図はその
動作を示すタイム・チャートである。 第４図は変調装置の他の例を示す回路図である。 第５図は１対の相関器の構成例を示す回路図。 第６図はその変形例を示す回路図、第７図は相関器の他
の構成例を示す回路図である。 第８図は相関器のさらに他の例を示す回路図である。 第９ａ図はＭ系列とマンチェスタＭ系列との関係を示す
図、第９ｂ図はレジスタの他の例を示す回路図である。 第１Ｏ図および第１１図は従来のＳＳ通信方式を示すも
ので、第１Ｏ図は構成を示す回路図、第ｔｉ図はその動
作を示すタイム・チャートである。 Ｒａ、Ｒ，・・・相関出力。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）一定周期で発生する相互相関が低い２つの同一符
   号長のマンチェスタＭ系列のいずれか一方を、上記一定
   周期ごとに、送信データの１または０に応じて選択する
   ことにより作成された送信信号を受信する受信装置にお
   いて用いられる１対のディジタル相関器であり、 各ディジタル相関器が、 上記送信信号作成時に用いられたマンチェスタＭ系列が
   あらかじめ設定された、マンチェスタＭ系列の符号長ま
   たはその整数倍の段数のレジスタと、 ディジタル受信信号が入力する上記レジスタに対応する
   段数のシフトレジスタと、 上記レジスタと上記シフトレジスタの対応する段の符号
   の一致をそれぞれ検出する一致検出回路と、 上記すべての一致検出回路の出力信号を加算する加算回
   路と、 から構成されているディジタル相関器。
2. （２）上記１対のディジタル相関器において上記シフト
   レジスタが共用されている、請求項（１）に記載のディ
   ジタル相関器。