JPH11205190A - マッチドフィルタおよびcdma受信機 - Google Patents
マッチドフィルタおよびcdma受信機Info
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- JPH11205190A JPH11205190A JP566798A JP566798A JPH11205190A JP H11205190 A JPH11205190 A JP H11205190A JP 566798 A JP566798 A JP 566798A JP 566798 A JP566798 A JP 566798A JP H11205190 A JPH11205190 A JP H11205190A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H9/46—Filters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Acoustics & Sound (AREA)
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ロングマスクコードシンボルに含まれる既知
の拡散コードと未知の拡散コードのサーチを同時に行
う。 【解決手段】 相関器91〜9256は、既知の拡散コード
51〜5256と選択した拡散コード61〜6256を合わせて
2ビットのコード値として入力し、各DFF10 1〜1
0256の出力信号を、そのコード値が“00”の場合に
はそのまま出力し、コード値が“11”の場合には論理
反転して出力し、コード値が“01”または“10”の
場合には、最上位ビット以外をその最上位ビットとの排
他的論理和をそれぞれ演算して出力し、最上位ビットに
は“1”を出力する。そして、加算器8は相関器91〜
9256からの出力を加算して相関結果1とする。相関結
果1を2の補数表現してその絶対値が最も大きくなるタ
イミングが拡散タイミングとなる。
の拡散コードと未知の拡散コードのサーチを同時に行
う。 【解決手段】 相関器91〜9256は、既知の拡散コード
51〜5256と選択した拡散コード61〜6256を合わせて
2ビットのコード値として入力し、各DFF10 1〜1
0256の出力信号を、そのコード値が“00”の場合に
はそのまま出力し、コード値が“11”の場合には論理
反転して出力し、コード値が“01”または“10”の
場合には、最上位ビット以外をその最上位ビットとの排
他的論理和をそれぞれ演算して出力し、最上位ビットに
は“1”を出力する。そして、加算器8は相関器91〜
9256からの出力を加算して相関結果1とする。相関結
果1を2の補数表現してその絶対値が最も大きくなるタ
イミングが拡散タイミングとなる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、CDMA(符号分
割多元接続:Code Division Multi
ple Access)受信機で用いられる、入力デー
タと拡散コードとの相関を求めるマッチドフィルタに関
する。
割多元接続:Code Division Multi
ple Access)受信機で用いられる、入力デー
タと拡散コードとの相関を求めるマッチドフィルタに関
する。
【0002】
【従来の技術】CDMA方式の送受信システムは、基地
局側では図4に示すようにある論理シンボル15を拡散
器17により拡散コードBで拡散して、論理シンボル1
6を拡散器18により拡散コードAで拡散してそれぞれ
同一周波数の搬送波を用いて送信する。ここで、拡散コ
ードの転送レートは論理シンボルの転送レートの数10
倍から数100倍となっている。そして、その搬送波を
受信する受信機側では、逆拡散器19により拡散コード
Aで逆拡散することにより論理シンボル16を取り出す
ことができ、逆拡散器20により拡散コードBで逆拡散
することにより論理シンボル15を取り出すことができ
る。
局側では図4に示すようにある論理シンボル15を拡散
器17により拡散コードBで拡散して、論理シンボル1
6を拡散器18により拡散コードAで拡散してそれぞれ
同一周波数の搬送波を用いて送信する。ここで、拡散コ
ードの転送レートは論理シンボルの転送レートの数10
倍から数100倍となっている。そして、その搬送波を
受信する受信機側では、逆拡散器19により拡散コード
Aで逆拡散することにより論理シンボル16を取り出す
ことができ、逆拡散器20により拡散コードBで逆拡散
することにより論理シンボル15を取り出すことができ
る。
【0003】このように、CDMA方式の送受信システ
ムは、複数の拡散コードにより拡散、逆拡散することに
より同一周波数を用いて多元接続することができるシス
テムである。
ムは、複数の拡散コードにより拡散、逆拡散することに
より同一周波数を用いて多元接続することができるシス
テムである。
【0004】しかし、このCDMA方式の送受信システ
ムでは、基地局が拡散を行ったタイミングである拡散タ
イミングを、受信機側で正確に得ることができなければ
逆拡散を正しく行うことができない。たとえこの拡散タ
イミングが1チップでもずれてしまうと受信機は基地局
が送信した信号を全く受信することができなくなってし
まう。そして、CDMA方式のうちの1つの方式である
W−CDMA(Wide band−CDMA:広帯域
CDMA)方式では、基地局間でそれぞれの出力信号の
同期をとっていないため、受信機では接続する基地局を
切り替えるたびに同期をとらなければならない。
ムでは、基地局が拡散を行ったタイミングである拡散タ
イミングを、受信機側で正確に得ることができなければ
逆拡散を正しく行うことができない。たとえこの拡散タ
イミングが1チップでもずれてしまうと受信機は基地局
が送信した信号を全く受信することができなくなってし
まう。そして、CDMA方式のうちの1つの方式である
W−CDMA(Wide band−CDMA:広帯域
CDMA)方式では、基地局間でそれぞれの出力信号の
同期をとっていないため、受信機では接続する基地局を
切り替えるたびに同期をとらなければならない。
【0005】また、基地局が使用する拡散コードは複数
あるため、受信機側では無線接続しようとする基地局が
使用している拡散コードを事前に知ることはできない。
例えば、W−CDMA方式では32種類の拡散コードが
用意されているが、受信機はこれから無線接続しようと
する基地局が32種類のうちのどの拡散コードを使用し
ているかを事前に特定することはできない。しかし、基
地局が使用している拡散コードを特定することができな
ければその基地局からは一切情報を得ることができない
ためその基地局と無線により接続することは不可能とな
ってしまう。
あるため、受信機側では無線接続しようとする基地局が
使用している拡散コードを事前に知ることはできない。
例えば、W−CDMA方式では32種類の拡散コードが
用意されているが、受信機はこれから無線接続しようと
する基地局が32種類のうちのどの拡散コードを使用し
ているかを事前に特定することはできない。しかし、基
地局が使用している拡散コードを特定することができな
ければその基地局からは一切情報を得ることができない
ためその基地局と無線により接続することは不可能とな
ってしまう。
【0006】このような、課題を解決するための機能が
止まり木機能である。止まり木機能とは、基地局が論理
シンボルの拡散を行う際に使用する拡散コード、拡散タ
イミング等の基地局情報を受信機が得るための機能であ
る。受信機はこの止まり木機能を用いて止まり木サーチ
をすることにより使用している拡散コード等の基地局の
各種の情報を知ることができ無線接続をすることができ
るようになる。
止まり木機能である。止まり木機能とは、基地局が論理
シンボルの拡散を行う際に使用する拡散コード、拡散タ
イミング等の基地局情報を受信機が得るための機能であ
る。受信機はこの止まり木機能を用いて止まり木サーチ
をすることにより使用している拡散コード等の基地局の
各種の情報を知ることができ無線接続をすることができ
るようになる。
【0007】このような、止まり木機能を有したCDM
A受信機の送受信部のブロック図を図5に示す。
A受信機の送受信部のブロック図を図5に示す。
【0008】図5に示すように、CDMA受信機の送受
信部は、RF/IF部21と、送信部22と、受信部2
3とから構成されている。
信部は、RF/IF部21と、送信部22と、受信部2
3とから構成されている。
【0009】送信部22は、受信機から基地局へ送信す
るベースバンド信号をRF/IF部21へ出力する。
るベースバンド信号をRF/IF部21へ出力する。
【0010】RF/IF部21は、送信部22から出力
されたベースバンド信号で搬送波を変調して基地局に送
信するとともに、基地局から送信されてきた信号を復調
して受信部23に出力する。
されたベースバンド信号で搬送波を変調して基地局に送
信するとともに、基地局から送信されてきた信号を復調
して受信部23に出力する。
【0011】また、受信部23は、フィンガー受信部2
4と、サーチ部25と、止まり木サーチ部26と、レイ
ク受信部27とから構成されている。
4と、サーチ部25と、止まり木サーチ部26と、レイ
ク受信部27とから構成されている。
【0012】止まり木サーチ部26は、RF/IF部2
1により復調されたベースバンド信号から基地局の各種
情報を得て後続の回路に出力する。
1により復調されたベースバンド信号から基地局の各種
情報を得て後続の回路に出力する。
【0013】サーチ部25は、ベースバンド信号におけ
るマルチパス成分による直接波、反射波間のタイミング
のずれを検出する。
るマルチパス成分による直接波、反射波間のタイミング
のずれを検出する。
【0014】フィンガー受信部24は、サーチ部25に
より検出されたタイミングのずれに応じてベースバンド
信号を遅延させることにより各信号間のタイミングのず
れを修正する。
より検出されたタイミングのずれに応じてベースバンド
信号を遅延させることにより各信号間のタイミングのず
れを修正する。
【0015】レイク受信部27は、各フィンガー受信部
24で受信した信号を最適比合成して次段の回路に出力
する。
24で受信した信号を最適比合成して次段の回路に出力
する。
【0016】図6に、止まり木サーチ部26が受信する
止まり木チャネル30のデータ構造を示す。
止まり木チャネル30のデータ構造を示す。
【0017】止まり木チャネル30は、640msec
のスーパーフレームのうちの1つであり、各受信機毎の
情報を伝達するための64の無線フレーム311〜31
64から構成されている。
のスーパーフレームのうちの1つであり、各受信機毎の
情報を伝達するための64の無線フレーム311〜31
64から構成されている。
【0018】また、無線フレーム311は、16のタイ
ムスロット321〜3216から構成され、タイムスロッ
ト321は、パイロットシンボル33と、BCCH(B
roadCast CHannel)シンボル34と、
ロングコードマスクシンボル35とから構成されてい
る。
ムスロット321〜3216から構成され、タイムスロッ
ト321は、パイロットシンボル33と、BCCH(B
roadCast CHannel)シンボル34と、
ロングコードマスクシンボル35とから構成されてい
る。
【0019】ここでは、拡散コード長が256チップの
W−CDMA方式の場合について説明するため、論理シ
ンボル1ビットは256チップに拡散されている。
W−CDMA方式の場合について説明するため、論理シ
ンボル1ビットは256チップに拡散されている。
【0020】ロングコードマスクシンボル35は、ある
1ビットの論理シンボルを既知の拡散コードで拡散した
信号と、同じ論理シンボルを未知の拡散コードにより拡
散した信号が加算されたものとなっている。図7に、ロ
ングコードマスクシンボル35を生成する方法を示す。
1ビットの論理シンボルを既知の拡散コードで拡散した
信号と、同じ論理シンボルを未知の拡散コードにより拡
散した信号が加算されたものとなっている。図7に、ロ
ングコードマスクシンボル35を生成する方法を示す。
【0021】図7に示すように、基地局ではある1つの
論理シンボルを既知の拡散コードで拡散した信号と、3
2種類の拡散コードのうちのその基地局が使用している
拡散コードを用いて同じ論理シンボルを拡散した信号と
を加算してロングコードマスクシンボル35として送信
している。ここで、2種類の拡散コードは同じタイミン
グでスタートしているとともに拡散される前の論理シン
ボルは等しくなっている。
論理シンボルを既知の拡散コードで拡散した信号と、3
2種類の拡散コードのうちのその基地局が使用している
拡散コードを用いて同じ論理シンボルを拡散した信号と
を加算してロングコードマスクシンボル35として送信
している。ここで、2種類の拡散コードは同じタイミン
グでスタートしているとともに拡散される前の論理シン
ボルは等しくなっている。
【0022】従来の受信機では、先ず、このロングコー
ドマスクシンボル35から拡散タイミングを得て、次に
この拡散タイミングを用いて基地局が拡散に使用してい
る未知の拡散コードを検出する。
ドマスクシンボル35から拡散タイミングを得て、次に
この拡散タイミングを用いて基地局が拡散に使用してい
る未知の拡散コードを検出する。
【0023】この動作を行うために使用するのがマッチ
ドフィルタであり、従来のマッチドフィルタの構成を示
すためのブロック図を図8に示す。
ドフィルタであり、従来のマッチドフィルタの構成を示
すためのブロック図を図8に示す。
【0024】この従来のマッチドフィルタは、ダイナミ
ックフリップフロップ回路(DFF)101〜10
256と、排他的論理和回路(EX−OR)421〜42
256と、排他的論理和回路(EX−OR)431〜43
256と、加算器40、41とから構成されている。
ックフリップフロップ回路(DFF)101〜10
256と、排他的論理和回路(EX−OR)421〜42
256と、排他的論理和回路(EX−OR)431〜43
256と、加算器40、41とから構成されている。
【0025】この従来のマッチドフィルタでは、先ず、
受信したベースバンド信号をA/D変換することにより
ビット幅が8ビットのストレートバイナリの信号である
入力データ4に変換する。
受信したベースバンド信号をA/D変換することにより
ビット幅が8ビットのストレートバイナリの信号である
入力データ4に変換する。
【0026】そして、ダイナミックフリップフロップ回
路101〜10256は、それぞれ8ビットの入力データ4
をチップレート毎に順次保持する。
路101〜10256は、それぞれ8ビットの入力データ4
をチップレート毎に順次保持する。
【0027】排他的論理和回路421〜42256は、各ダ
イナミックフリップフロップ回路101〜10256がそれ
ぞれ保持している8ビットの信号である入力データ4と
既知の拡散コード51〜5256との排他的論理和をそれぞ
れ演算する。
イナミックフリップフロップ回路101〜10256がそれ
ぞれ保持している8ビットの信号である入力データ4と
既知の拡散コード51〜5256との排他的論理和をそれぞ
れ演算する。
【0028】排他的論理和回路431〜43256は、各ダ
イナミックフリップフロップ回路101〜10256がそれ
ぞれ保持している8ビットの信号である入力データ4と
選択した拡散コード61〜6256との排他的論理和をそれ
ぞれ演算する。
イナミックフリップフロップ回路101〜10256がそれ
ぞれ保持している8ビットの信号である入力データ4と
選択した拡散コード61〜6256との排他的論理和をそれ
ぞれ演算する。
【0029】加算器40は、排他的論理和回路421〜
42256のそれぞれの出力を加算して相関結果44とし
て出力する。
42256のそれぞれの出力を加算して相関結果44とし
て出力する。
【0030】加算器41は、排他的論理和回路431〜
43256のそれぞれの出力を加算して相関結果45とし
て出力する。
43256のそれぞれの出力を加算して相関結果45とし
て出力する。
【0031】次に、この従来のマッチドフィルタの動作
について説明する。
について説明する。
【0032】先ず、既知の拡散コード51〜5256を用い
てこれから受信しようとする基地局の拡散タイミングを
求める。
てこれから受信しようとする基地局の拡散タイミングを
求める。
【0033】8ビットの信号に変換された入力データ4
は、順次ダイナミックフリップフロップ回路101〜1
0256に保持され、排他的論理和回路421〜42256に
より既知の拡散コード51〜5256とそれぞれ排他的論理
和の演算が行われる。
は、順次ダイナミックフリップフロップ回路101〜1
0256に保持され、排他的論理和回路421〜42256に
より既知の拡散コード51〜5256とそれぞれ排他的論理
和の演算が行われる。
【0034】ここでは、排他的論理和回路421〜42
256の動作について排他的論理和回路421を用いて説明
するが、排他的論理和回路422〜42256も同様の動作
を行うものである。
256の動作について排他的論理和回路421を用いて説明
するが、排他的論理和回路422〜42256も同様の動作
を行うものである。
【0035】排他的論理和回路421において排他的論
理和の演算が行われることにより、既知の拡散コード5
1が“0”の場合にはダイナミックフリップフロップ回
路101が保持しているデータがそのまま出力され、既
知の拡散コード51が“1”の場合にはダイナミックフ
リップフロップ回路101が保持しているデータは論理
反転されて出力される。
理和の演算が行われることにより、既知の拡散コード5
1が“0”の場合にはダイナミックフリップフロップ回
路101が保持しているデータがそのまま出力され、既
知の拡散コード51が“1”の場合にはダイナミックフ
リップフロップ回路101が保持しているデータは論理
反転されて出力される。
【0036】そして、加算器44により排他的論理和回
路421〜42256の出力は全て加算され相関結果44と
して出力される。そして、相関結果44が大きな値とな
った時が入力データ4と既知の拡散コード51〜5256が
一致した時であり、受信器はこのタイミングより基地局
の拡散タイミングを得ることができる。
路421〜42256の出力は全て加算され相関結果44と
して出力される。そして、相関結果44が大きな値とな
った時が入力データ4と既知の拡散コード51〜5256が
一致した時であり、受信器はこのタイミングより基地局
の拡散タイミングを得ることができる。
【0037】そして、次に、基地局が使用する可能性の
ある拡散コードを1つ選択して、選択した拡散コード6
1〜6256として用いる。
ある拡散コードを1つ選択して、選択した拡散コード6
1〜6256として用いる。
【0038】そして、ここで拡散タイミングは解ってい
るため、この拡散タイミングによりスタートタイミング
を設定し、上記と同様な方法により選択した拡散コード
61〜6256と入力データ4との相関をとる。具体的に
は、拡散タイミングにおける相関結果45の値を監視
し、得られた拡散タイミングにおいて相関結果45が大
きな値をとるかどうかを監視する。
るため、この拡散タイミングによりスタートタイミング
を設定し、上記と同様な方法により選択した拡散コード
61〜6256と入力データ4との相関をとる。具体的に
は、拡散タイミングにおける相関結果45の値を監視
し、得られた拡散タイミングにおいて相関結果45が大
きな値をとるかどうかを監視する。
【0039】ここで、相関結果45が大きな値を示さな
いようであればその選択した拡散コード61〜6256は、
基地局が使用している拡散コードではないと判定するこ
とができるので、他の拡散コードを選択して選択した拡
散コード61〜6256とする。
いようであればその選択した拡散コード61〜6256は、
基地局が使用している拡散コードではないと判定するこ
とができるので、他の拡散コードを選択して選択した拡
散コード61〜6256とする。
【0040】そして、相関結果45が上記の動作によっ
て得られた拡散タイミングに同期して大きな値を示すこ
とが確認できれば選択した拡散コード61〜6256は、そ
の基地局が使用している拡散コードであると判定するこ
とができる。
て得られた拡散タイミングに同期して大きな値を示すこ
とが確認できれば選択した拡散コード61〜6256は、そ
の基地局が使用している拡散コードであると判定するこ
とができる。
【0041】ここで、先ず既知の拡散コード51〜5256
を用いて拡散タイミングを得てから基地局が使用してい
る未知の拡散コードを探すようにしているのは、拡散タ
イミングも解らず、拡散コードも一致しているかどうか
わからない場合には相関が取れているかどうか判定する
ことは困難だからである。
を用いて拡散タイミングを得てから基地局が使用してい
る未知の拡散コードを探すようにしているのは、拡散タ
イミングも解らず、拡散コードも一致しているかどうか
わからない場合には相関が取れているかどうか判定する
ことは困難だからである。
【0042】つまり、この従来のマッチドフィルタで
は、先ず拡散タイミングを得てから未知の拡散コードの
スタートタイミングを設定することが必要となる。
は、先ず拡散タイミングを得てから未知の拡散コードの
スタートタイミングを設定することが必要となる。
【0043】また、受信機では基地局が使用しているよ
うな高精度の基準発振子を使用することができないこと
や、受信機の移動速度が常時変化すること等により基地
局と受信機の間の相関タイミングが時間経過によりずれ
てしまう。この相関タイミングのずれを補正するために
受信機は基地局との基本クロックの誤差を補正するAF
C(自動周波数制御)機能を有している。しかし、止ま
り木サーチ動作は受信機が基地局と無線接続する際の初
期動作であるため、止まり木サーチ動作を行っている間
にAFC動作を行うことができない。
うな高精度の基準発振子を使用することができないこと
や、受信機の移動速度が常時変化すること等により基地
局と受信機の間の相関タイミングが時間経過によりずれ
てしまう。この相関タイミングのずれを補正するために
受信機は基地局との基本クロックの誤差を補正するAF
C(自動周波数制御)機能を有している。しかし、止ま
り木サーチ動作は受信機が基地局と無線接続する際の初
期動作であるため、止まり木サーチ動作を行っている間
にAFC動作を行うことができない。
【0044】そのため、既知の拡散コードを用いて得ら
れた拡散タイミングも時間の経過とともにずれてしま
い、選択した拡散コードが基地局が使用している拡散コ
ードと一致しているかを判定する動作を行っている際に
は受信機が用いている拡散タイミングと実際の拡散タイ
ミングとがずれてしまう可能性がある。そして、実際の
拡散タイミングからのずれは、受信利得の減少となりシ
ステム性能が劣化し、最悪の場合には受信不能となる可
能性もある。
れた拡散タイミングも時間の経過とともにずれてしま
い、選択した拡散コードが基地局が使用している拡散コ
ードと一致しているかを判定する動作を行っている際に
は受信機が用いている拡散タイミングと実際の拡散タイ
ミングとがずれてしまう可能性がある。そして、実際の
拡散タイミングからのずれは、受信利得の減少となりシ
ステム性能が劣化し、最悪の場合には受信不能となる可
能性もある。
【0045】また、基地局では2つの拡散コードに均等
に送信電力を与えているため、受信機側で別々に相関結
果を得ることは受けるべきコードの受信電力の半分は無
駄になってしまっている。
に送信電力を与えているため、受信機側で別々に相関結
果を得ることは受けるべきコードの受信電力の半分は無
駄になってしまっている。
【0046】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のマッチ
ドフィルタでは、下記のような問題点があった。 (1)拡散タイミングを得る動作と基地局が使用してい
る拡散コードを特定する動作を別のタイミングで行って
いるため、基地局と受信値との間の相関タイミングがず
れてしまうと最悪の場合には受信不能になる。 (2)受けるべきコードの受信電力の半分が無駄になっ
てしまっている。
ドフィルタでは、下記のような問題点があった。 (1)拡散タイミングを得る動作と基地局が使用してい
る拡散コードを特定する動作を別のタイミングで行って
いるため、基地局と受信値との間の相関タイミングがず
れてしまうと最悪の場合には受信不能になる。 (2)受けるべきコードの受信電力の半分が無駄になっ
てしまっている。
【0047】本発明の目的は、ロングマスクコードシン
ボルに含まれる既知の拡散コードを用いて基地局の拡散
タイミングを得るための動作と、選択した拡散コードが
ロングマスクコードシンボルに含まれている拡散コード
と一致するかの判定動作を同時に行うことができるマッ
チドフィルタを提供することである。
ボルに含まれる既知の拡散コードを用いて基地局の拡散
タイミングを得るための動作と、選択した拡散コードが
ロングマスクコードシンボルに含まれている拡散コード
と一致するかの判定動作を同時に行うことができるマッ
チドフィルタを提供することである。
【0048】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のマッチドフィルタは、拡散コードのチップ
数に対応して設けられ、受信信号を復調することにより
得られたベースバンド信号をA/D変換して得られた複
数ビットのストレートバイナリの入力データをチップレ
ート毎に順次保持する複数のデータ保持手段と、前記各
データ保持手段に対応して設けられ、既知の拡散コード
と基地局が使用する可能性がある複数の拡散コードの中
から選択した1つの拡散コードとをそれぞれ対応するビ
ットどうしを合わせてて2ビットのコード値として入力
し、該コード値が“00”を示している場合には前記各
データ保持手段が保持している信号をそのまま出力し、
前記コード値が“11”を示している場合には前記各デ
ータ保持手段が保持している信号を論理反転して出力
し、前記コード値が“01”または“10”を示してい
る場合には前記各データ保持手段が保持している信号の
最上位ビット以外をそれぞれ前記最上位ビットとの排他
的論理和を演算してから出力し、最上位ビットには
“1”を出力する複数の相関器と、前記各相関器からの
出力信号をそれぞれ加算して相関結果として出力する加
算器とから構成されている。
に、本発明のマッチドフィルタは、拡散コードのチップ
数に対応して設けられ、受信信号を復調することにより
得られたベースバンド信号をA/D変換して得られた複
数ビットのストレートバイナリの入力データをチップレ
ート毎に順次保持する複数のデータ保持手段と、前記各
データ保持手段に対応して設けられ、既知の拡散コード
と基地局が使用する可能性がある複数の拡散コードの中
から選択した1つの拡散コードとをそれぞれ対応するビ
ットどうしを合わせてて2ビットのコード値として入力
し、該コード値が“00”を示している場合には前記各
データ保持手段が保持している信号をそのまま出力し、
前記コード値が“11”を示している場合には前記各デ
ータ保持手段が保持している信号を論理反転して出力
し、前記コード値が“01”または“10”を示してい
る場合には前記各データ保持手段が保持している信号の
最上位ビット以外をそれぞれ前記最上位ビットとの排他
的論理和を演算してから出力し、最上位ビットには
“1”を出力する複数の相関器と、前記各相関器からの
出力信号をそれぞれ加算して相関結果として出力する加
算器とから構成されている。
【0049】本発明は、相関器は、既知の拡散コードと
選択した拡散コードを加算し2ビットのコード値として
入力し、データ保持手段により保持されているデータと
そのコード値との相関をとることにより2種類の拡散コ
ードと入力データとの相関を同時にとるようにしたもの
である。
選択した拡散コードを加算し2ビットのコード値として
入力し、データ保持手段により保持されているデータと
そのコード値との相関をとることにより2種類の拡散コ
ードと入力データとの相関を同時にとるようにしたもの
である。
【0050】したがって、基地局の拡散タイミングを得
るための動作と、選択した拡散コードがロングマスクコ
ードシンボルに含まれている拡散コードと一致するかの
判定動作を同時に行うことができ、基地局と受信機との
間の相関タイミングがずれてしまい受信不能となること
を防ぐことができるとともに2種類の拡散コードの逆拡
散を同時に行うため受信電力を無駄にすることがない。
るための動作と、選択した拡散コードがロングマスクコ
ードシンボルに含まれている拡散コードと一致するかの
判定動作を同時に行うことができ、基地局と受信機との
間の相関タイミングがずれてしまい受信不能となること
を防ぐことができるとともに2種類の拡散コードの逆拡
散を同時に行うため受信電力を無駄にすることがない。
【0051】また、本発明の実施態様によれば、前記複
数の相関器、前記加算器の組を、基地局が使用する可能
性のある拡散コードの種類の数と同数だけ有している。
数の相関器、前記加算器の組を、基地局が使用する可能
性のある拡散コードの種類の数と同数だけ有している。
【0052】本発明は、基地局が使用する可能性のある
全ての拡散コードと入力データとの相関を同時に調べる
ようにしたものである。したがって、ロングコードマス
クシンボルを1回受信するだけでその基地局が使用して
いる拡散コードを特定することができる。
全ての拡散コードと入力データとの相関を同時に調べる
ようにしたものである。したがって、ロングコードマス
クシンボルを1回受信するだけでその基地局が使用して
いる拡散コードを特定することができる。
【0053】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して詳細に説明する。
図面を参照して詳細に説明する。
【0054】図1は本発明の一実施形態のマッチドフィ
ルタの構成を示したブロック図である。図8中と同番号
は同じ構成要素を示す。
ルタの構成を示したブロック図である。図8中と同番号
は同じ構成要素を示す。
【0055】本実施形態のマッチドフィルタは、ダイナ
ミックフリップフロップ回路101〜10256と、相関器
91〜9256と、加算器8とから構成されている。
ミックフリップフロップ回路101〜10256と、相関器
91〜9256と、加算器8とから構成されている。
【0056】相関器91〜9256は、既知の拡散コード5
1〜5256および選択した拡散コード61〜6256をそれぞ
れ対応するビットどうしを合わせて2ビットの信号であ
るコード値として入力し、そのコード値に基づいてダイ
ナミックフリップフロップ回路101〜10256がそれぞ
れ保持している入力データ4に対して下記の様な処理を
行う。
1〜5256および選択した拡散コード61〜6256をそれぞ
れ対応するビットどうしを合わせて2ビットの信号であ
るコード値として入力し、そのコード値に基づいてダイ
ナミックフリップフロップ回路101〜10256がそれぞ
れ保持している入力データ4に対して下記の様な処理を
行う。
【0057】次に、相関器91の構成を、図2を用いて
説明する。ここでは、相関器91のみの動作について説
明するが、他の相関器92〜9256の動作も同様である。
説明する。ここでは、相関器91のみの動作について説
明するが、他の相関器92〜9256の動作も同様である。
【0058】コード値が“00”を示している場合に
は、図2(a)に示すように、ダイナミックフリップフ
ロップ回路101が保持している信号を入力信号21〜2
8として入力し、そのまま出力信号信号31〜38として
出力する。
は、図2(a)に示すように、ダイナミックフリップフ
ロップ回路101が保持している信号を入力信号21〜2
8として入力し、そのまま出力信号信号31〜38として
出力する。
【0059】コード値が“11”を示している場合に
は、図2(b)に示すように、ダイナミックフリップフ
ロップ回路101が保持している信号を入力信号21〜2
8として入力し、その論理を反転して出力信号31〜38
として出力する。
は、図2(b)に示すように、ダイナミックフリップフ
ロップ回路101が保持している信号を入力信号21〜2
8として入力し、その論理を反転して出力信号31〜38
として出力する。
【0060】コード値が“01”または“10”を示し
ている場合には、図2(c)に示すように、ダイナミッ
クフリップフロップ回路101が保持している信号を入
力信号21〜28として入力し、最上位ビットの入力信号
28以外の入力信号21〜27と最上位ビットである入力
信号28との排他的論理和の結果をそれぞれ出力信号31
〜37として出力し、最上位ビットである出力信号38に
は常に“1”を出力する。
ている場合には、図2(c)に示すように、ダイナミッ
クフリップフロップ回路101が保持している信号を入
力信号21〜28として入力し、最上位ビットの入力信号
28以外の入力信号21〜27と最上位ビットである入力
信号28との排他的論理和の結果をそれぞれ出力信号31
〜37として出力し、最上位ビットである出力信号38に
は常に“1”を出力する。
【0061】上述したように、各コード値における入力
信号と出力信号の関係は図3のようになる。
信号と出力信号の関係は図3のようになる。
【0062】つまり、コード値“01”または“10”
の場合には、入力信号が“00”の場合には出力信号は
“80”となり、入力信号が“FF”となるまでは入力
信号と出力信号は同じ値となるが入力信号が“80”を
超えると出力信号は“FF”から順次下がっていき入力
信号が“FF”になると出力信号は“80”となる。
の場合には、入力信号が“00”の場合には出力信号は
“80”となり、入力信号が“FF”となるまでは入力
信号と出力信号は同じ値となるが入力信号が“80”を
超えると出力信号は“FF”から順次下がっていき入力
信号が“FF”になると出力信号は“80”となる。
【0063】加算器8は、各相関器91〜9256からの出
力信号を全て加算して相関結果1として出力する。
力信号を全て加算して相関結果1として出力する。
【0064】次に、本実施形態の動作について図1〜図
3を参照して説明する。
3を参照して説明する。
【0065】先ず、ロングコードマスクシンボル35を
拡散する際に使用された2種類の拡散コードのうち、既
知の拡散コードを拡散コード51〜5256に設定し、基地
局が使用する可能性がある拡散コードを1つ選択し、拡
散コード61〜6256に設定する。
拡散する際に使用された2種類の拡散コードのうち、既
知の拡散コードを拡散コード51〜5256に設定し、基地
局が使用する可能性がある拡散コードを1つ選択し、拡
散コード61〜6256に設定する。
【0066】そして、復調したベースバンド信号をA/
D変換することにより得られた8ビットの入力データ4
は、ダイナミックフリップフロップ回路101〜10256
により順次保持される。
D変換することにより得られた8ビットの入力データ4
は、ダイナミックフリップフロップ回路101〜10256
により順次保持される。
【0067】そして、ダイナミックフリップフロップ回
路101〜10256により保持された入力データ4は、そ
れぞれ8ビットの入力信号として相関器91〜9256に入
力される。
路101〜10256により保持された入力データ4は、そ
れぞれ8ビットの入力信号として相関器91〜9256に入
力される。
【0068】ここで、拡散コード51〜5256と拡散コー
ド61〜6256はそれぞれ対応するビットどうしが合わさ
れ、2ビットのコード値として相関器91〜9256に入力
されている。
ド61〜6256はそれぞれ対応するビットどうしが合わさ
れ、2ビットのコード値として相関器91〜9256に入力
されている。
【0069】そして、コード値が“11”の場合には、
入力信号21〜28が“00”の場合に出力信号31〜38
が最も大きな値である“FF”となり、コード値が“0
0”の場合には、入力信号21〜28が“FF”の場合に
出力信号31〜38が最も大きな値である“FF”とな
る。そして、コード値が“01”または“10”の場合
には、入力信号21〜28が“7F”または“80”の場
合に出力信号31〜38が最も大きな値である“FF”と
なる。
入力信号21〜28が“00”の場合に出力信号31〜38
が最も大きな値である“FF”となり、コード値が“0
0”の場合には、入力信号21〜28が“FF”の場合に
出力信号31〜38が最も大きな値である“FF”とな
る。そして、コード値が“01”または“10”の場合
には、入力信号21〜28が“7F”または“80”の場
合に出力信号31〜38が最も大きな値である“FF”と
なる。
【0070】そのため、既知の拡散コード51〜5256と
選択した拡散コード61〜6256の両方が、ロングコード
マスクシンボル35に含まれる2種類の拡散コードと一
致した場合には、相関結果1を2の補数表現したときに
その絶対値が最も大きくなる。もしも、既知の拡散コー
ド51〜5256のみが、ロングコードマスクシンボル35
の2種類の拡散コードと一致し、選択した拡散コード6
1〜6256がロングコードマスクシンボル35に含まれる
拡散コードと一致しない場合には、相関結果1を2の補
数表現した値の絶対値は大きくならないかまたは大きく
なっても2種類の拡散コードが共に一致した場合に比べ
て小さくなる。そのため、選択した拡散コード61〜6
256がロングコードマスクシンボル35に含まれる拡散
コードと一致したかどうかを判定することができる。
選択した拡散コード61〜6256の両方が、ロングコード
マスクシンボル35に含まれる2種類の拡散コードと一
致した場合には、相関結果1を2の補数表現したときに
その絶対値が最も大きくなる。もしも、既知の拡散コー
ド51〜5256のみが、ロングコードマスクシンボル35
の2種類の拡散コードと一致し、選択した拡散コード6
1〜6256がロングコードマスクシンボル35に含まれる
拡散コードと一致しない場合には、相関結果1を2の補
数表現した値の絶対値は大きくならないかまたは大きく
なっても2種類の拡散コードが共に一致した場合に比べ
て小さくなる。そのため、選択した拡散コード61〜6
256がロングコードマスクシンボル35に含まれる拡散
コードと一致したかどうかを判定することができる。
【0071】本実施形態は、2種類の拡散コードの加算
値を求め、その加算値で入力データ4との相関を取るよ
うにしたため、2種類の拡散コードの拡散タイミングを
同時にサーチすることができる。
値を求め、その加算値で入力データ4との相関を取るよ
うにしたため、2種類の拡散コードの拡散タイミングを
同時にサーチすることができる。
【0072】本実施形態では、相関器91〜9256、加算
器8を1組とした場合に、その組を1つしか有していな
い。そのため、基地局が使用する可能性がある拡散コー
ドが例えば32種類ある場合には、最悪の場合にはロン
グコードマスクシンボル35を32回受信しなければ、
その基地局が使用している拡散コードを特定することが
できない。
器8を1組とした場合に、その組を1つしか有していな
い。そのため、基地局が使用する可能性がある拡散コー
ドが例えば32種類ある場合には、最悪の場合にはロン
グコードマスクシンボル35を32回受信しなければ、
その基地局が使用している拡散コードを特定することが
できない。
【0073】このような問題を解決するために、基地局
が使用する可能性のある拡散コードの種類の数と同数だ
け上記の組を用意しておけば、ロングコードマスクシン
ボル35を1回受信するだけでその基地局が使用してい
る拡散コードを特定することができる。
が使用する可能性のある拡散コードの種類の数と同数だ
け上記の組を用意しておけば、ロングコードマスクシン
ボル35を1回受信するだけでその基地局が使用してい
る拡散コードを特定することができる。
【0074】また、本実施形態では、ダイナミックフリ
ップフロップ回路101〜10256により入力データ4を
保持していたが、本発明はダイナミックフリップフロッ
プ回路に限定されるものではなく、入力データ4をチッ
プレート毎に順次保持することができれば、他の回路を
用いてもよい。
ップフロップ回路101〜10256により入力データ4を
保持していたが、本発明はダイナミックフリップフロッ
プ回路に限定されるものではなく、入力データ4をチッ
プレート毎に順次保持することができれば、他の回路を
用いてもよい。
【0075】また、本実施形態では、ベースバンド信号
をA/D変換することによりビット幅が8ビットの入力
データ4を得ていたが、本発明は8ビットに限定される
ものではなく、入力データ4が8ビット以外のビット幅
の信号である場合にも適用することができるものであ
る。
をA/D変換することによりビット幅が8ビットの入力
データ4を得ていたが、本発明は8ビットに限定される
ものではなく、入力データ4が8ビット以外のビット幅
の信号である場合にも適用することができるものであ
る。
【0076】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、2種類
の拡散コードの加算値を求め、その加算値で相関を取る
ようにしたため、2種類の拡散コードの拡散タイミング
を同時にサーチすることができ、基地局と受信値との間
の相関タイミングがずれてしまい受信不能となることが
ないという効果を有する。また、2つの拡散コードを分
離せずに同時に逆拡散するため受信電力に無駄がなくな
るという効果を有する。
の拡散コードの加算値を求め、その加算値で相関を取る
ようにしたため、2種類の拡散コードの拡散タイミング
を同時にサーチすることができ、基地局と受信値との間
の相関タイミングがずれてしまい受信不能となることが
ないという効果を有する。また、2つの拡散コードを分
離せずに同時に逆拡散するため受信電力に無駄がなくな
るという効果を有する。
【図1】本発明の一実施形態のマッチドフィルタの構成
を示したブロック図である。
を示したブロック図である。
【図2】図1中の相関器91の動作を示した図である。
【図3】コード値と相関器91〜9256の出力との関係を
示した図である。
示した図である。
【図4】CDMA受信方式を説明するための図である。
【図5】止まり木機能を有したCDMA受信機の送受信
部の構成を示したブロック図である。
部の構成を示したブロック図である。
【図6】止まり木チャネル30のデータ構造を示した図
である。
である。
【図7】ロングコードマスクシンボル35の生成方法を
示した図である。
示した図である。
【図8】従来のマッチドフィルタの構成を示したブロッ
ク図である。
ク図である。
1 相関結果 21〜28 入力信号 31〜38 出力信号 4 入力データ 51〜5256 既知の拡散コード 61〜6256 選択した拡散コード 8 加算器 91〜9256 相関器 101〜10256 ダイナミックフリップフロップ(D
FF) 15、16 論理シンボル 17、18 拡散器 19、20 逆拡散器 21 RF/IF部 22 送信部 23 受信部 24 フィンガー受信部 25 サーチ部 26 止まり木サーチ部 27 レイク受信部 30 止まり木チャネル 311〜3164 無線フレーム 321〜3216 タイムスロット 33 パイロットシンボル 34 BCCHシンボル 35 ロングコードマスクシンボル 40、41 加算器 421〜42256 排他的論理和回路(EX−OR) 431〜43256 排他的論理和回路(EX−OR) 44、45 相関結果
FF) 15、16 論理シンボル 17、18 拡散器 19、20 逆拡散器 21 RF/IF部 22 送信部 23 受信部 24 フィンガー受信部 25 サーチ部 26 止まり木サーチ部 27 レイク受信部 30 止まり木チャネル 311〜3164 無線フレーム 321〜3216 タイムスロット 33 パイロットシンボル 34 BCCHシンボル 35 ロングコードマスクシンボル 40、41 加算器 421〜42256 排他的論理和回路(EX−OR) 431〜43256 排他的論理和回路(EX−OR) 44、45 相関結果
Claims (7)
- 【請求項1】 拡散コードのチップ数に対応して設けら
れ、受信信号を復調することにより得られたベースバン
ド信号をA/D変換して得られた複数ビットのストレー
トバイナリの入力データをチップレート毎に順次保持す
る複数のデータ保持手段と、 前記各データ保持手段に対応して設けられ、既知の拡散
コードと基地局が使用する可能性がある複数の拡散コー
ドの中から選択した1つの拡散コードとをそれぞれ対応
するビットどうしを合わせてて2ビットのコード値とし
て入力し、該コード値が“00”を示している場合には
前記各データ保持手段が保持している信号をそのまま出
力し、前記コード値が“11”を示している場合には前
記各データ保持手段が保持している信号を論理反転して
出力し、前記コード値が“01”または“10”を示し
ている場合には前記各データ保持手段が保持している信
号の最上位ビット以外をそれぞれ前記最上位ビットとの
排他的論理和を演算してから出力し、最上位ビットには
“1”を出力する複数の相関器と、 前記各相関器からの出力信号をそれぞれ加算して相関結
果として出力する加算器とから構成されているマッチド
フィルタ。 - 【請求項2】 前記複数の相関器、前記加算器の組を、
基地局が使用する可能性のある拡散コードの種類の数と
同数だけ有している請求項1記載のマッチドフィルタ。 - 【請求項3】 前記拡散コードの拡散コード長が256
チップである請求項1または2記載のマッチドフィル
タ。 - 【請求項4】 前記ベースバンド信号をA/D変換する
ことにより得られる前記入力データはビット幅が8ビッ
トのデータである請求項1から3のいずれか1項記載の
マッチドフィルタ。 - 【請求項5】 前記データ保持手段が前記入力データの
複数のビットをそれぞれ入力する複数のフリップフロッ
プ回路から構成されている請求項1から4のいずれか1
項記載のマッチドフィルタ。 - 【請求項6】 請求項1から5のいずれか1項記載のマ
ッチドフィルタを有するCDMA受信機。 - 【請求項7】 請求項2記載のマッチドフィルタを有
し、前記基地局が使用する可能性のある拡散コードのう
ち、各々異なる拡散コードを複数の前記組の各々に入力
し、各組同時タイミングで相関演算し、各組の各前記相
関器から各相関結果を同時に得て、前記基地局が使用し
ている拡散コードを特定するCDMA受信機。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP566798A JP2870534B1 (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | マッチドフィルタおよびcdma受信機 |
US09/229,166 US6396870B1 (en) | 1998-01-14 | 1999-01-13 | Matched filter simultaneously operating for two different type codes |
EP19990100345 EP0930722A3 (en) | 1998-01-14 | 1999-01-14 | Matched filter simultaneously operating for two different type codes |
KR1019990000779A KR100327640B1 (ko) | 1998-01-14 | 1999-01-14 | 2 개의 상이한 형태의 코드에 대해 동시에 동작하는 정합 필터 |
AU11342/99A AU746327B2 (en) | 1998-01-14 | 1999-01-14 | Matched filter simultaneously operating for two different type codes |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP566798A JP2870534B1 (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | マッチドフィルタおよびcdma受信機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2870534B1 JP2870534B1 (ja) | 1999-03-17 |
JPH11205190A true JPH11205190A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11617464
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP566798A Expired - Lifetime JP2870534B1 (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | マッチドフィルタおよびcdma受信機 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6396870B1 (ja) |
EP (1) | EP0930722A3 (ja) |
JP (1) | JP2870534B1 (ja) |
KR (1) | KR100327640B1 (ja) |
AU (1) | AU746327B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6556620B1 (en) | 1999-01-21 | 2003-04-29 | Nec Electronics Corporation | Synchronization acquisition device for both preventing erroneous detection due to noise and reducing required storage capacity |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3257522B2 (ja) * | 1998-10-06 | 2002-02-18 | 日本電気株式会社 | 移動通信端末機 |
US20030108012A1 (en) * | 2001-12-12 | 2003-06-12 | Quicksilver Technology, Inc. | Method and system for detecting and identifying scrambling codes |
JP2004320253A (ja) * | 2003-04-14 | 2004-11-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 相関値演算回路 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5499265A (en) * | 1989-08-07 | 1996-03-12 | Omnipoint Data Company, Incorporated | Spread spectrum correlator |
DE4241882A1 (ja) * | 1991-12-13 | 1993-06-17 | Clarion Co Ltd | |
JPH0697775A (ja) | 1992-09-14 | 1994-04-08 | Japan Aviation Electron Ind Ltd | デジタルマッチドフィルタ |
JPH07154365A (ja) | 1993-12-01 | 1995-06-16 | Maruyasu Kogyo Kk | スペクトル拡散通信用復調装置 |
US6259725B1 (en) * | 2000-05-30 | 2001-07-10 | Linex Technologies, Inc. | Spread-spectrum acquisition using counters |
-
1998
- 1998-01-14 JP JP566798A patent/JP2870534B1/ja not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-01-13 US US09/229,166 patent/US6396870B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-01-14 AU AU11342/99A patent/AU746327B2/en not_active Ceased
- 1999-01-14 EP EP19990100345 patent/EP0930722A3/en not_active Withdrawn
- 1999-01-14 KR KR1019990000779A patent/KR100327640B1/ko not_active IP Right Cessation
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6556620B1 (en) | 1999-01-21 | 2003-04-29 | Nec Electronics Corporation | Synchronization acquisition device for both preventing erroneous detection due to noise and reducing required storage capacity |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6396870B1 (en) | 2002-05-28 |
EP0930722A3 (en) | 2003-07-30 |
EP0930722A2 (en) | 1999-07-21 |
AU746327B2 (en) | 2002-04-18 |
JP2870534B1 (ja) | 1999-03-17 |
KR100327640B1 (ko) | 2002-03-08 |
AU1134299A (en) | 1999-08-05 |
KR19990067893A (ko) | 1999-08-25 |
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---|---|---|
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