JPH02245921A - 超音波信号のa/d変換回路 - Google Patents
超音波信号のa/d変換回路Info
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- JPH02245921A JPH02245921A JP6865889A JP6865889A JPH02245921A JP H02245921 A JPH02245921 A JP H02245921A JP 6865889 A JP6865889 A JP 6865889A JP 6865889 A JP6865889 A JP 6865889A JP H02245921 A JPH02245921 A JP H02245921A
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- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
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- 238000002604 ultrasonography Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
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- 239000000523 sample Substances 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[目次コ
概要
産業上の利用分野
従来の技術
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段
作用
実施例
発明の効果
[概要]
本発明は、アナログの超音波1言号をデジタル値へ変換
する回路に間し、 広いダイナミックレンジの確深およびコストの低減が可
能となる回路の提供を目的とし、アナログの超音波信号
をビット幅が比較的狭いデジタル値へ相異なるゲインで
各々変換する複数の回路と、前記各回路より出力された
デジタル値のうちオーバーフローが生じていない最大の
罐を外部から与えられた指示に従って選択する回路と、
を有する、ことにより構成される。
する回路に間し、 広いダイナミックレンジの確深およびコストの低減が可
能となる回路の提供を目的とし、アナログの超音波信号
をビット幅が比較的狭いデジタル値へ相異なるゲインで
各々変換する複数の回路と、前記各回路より出力された
デジタル値のうちオーバーフローが生じていない最大の
罐を外部から与えられた指示に従って選択する回路と、
を有する、ことにより構成される。
[産業上の利用分野]
本発明は、アナログの超音波信号をデジタル値へ変換す
る回路に間する。
る回路に間する。
デジタル値が内部処理の対象となる超音波診断装置にお
いては、生体中から受信した超音波信号(以下、超音波
反射信号)がこの種の回路によりデジタル信号へ変換さ
れている。
いては、生体中から受信した超音波信号(以下、超音波
反射信号)がこの種の回路によりデジタル信号へ変換さ
れている。
[従来の技術]
第8図では超音波診断装置において使用される従来回路
の構成が説明されており、この従来回路はA/D変換回
路80のみを用いて構成されている。
の構成が説明されており、この従来回路はA/D変換回
路80のみを用いて構成されている。
そのA/D変換素子80には中心周波数が約3゜5MH
zの超音波反射信号が人力されており、A/D変換素子
80によりデジタル値へ変換された超音波反射信号の周
波数解析が超音波診断装置内で行なわれる。
zの超音波反射信号が人力されており、A/D変換素子
80によりデジタル値へ変換された超音波反射信号の周
波数解析が超音波診断装置内で行なわれる。
これにより生体組織の音響特性が算出され、その音響特
性を用いて生体組織の質的な診断が行なわれる。
性を用いて生体組織の質的な診断が行なわれる。
ここで、A/D変換素子80においては超音波反射信号
がA/D変換の際にオーバーサンプリングされており、
そのサンプリング周波数は一般に16〜20MH2の範
囲で決定される。
がA/D変換の際にオーバーサンプリングされており、
そのサンプリング周波数は一般に16〜20MH2の範
囲で決定される。
したがって、A/D変換素子80にはサンプリング周波
数の高いものが使用される。
数の高いものが使用される。
また、生体内部の深い位置から受信した超音波反射信号
が第9図のように著しく減衰するので、その微弱な超音
波反射信号も十分な精度でデジタル信号へ変換すること
が必要となる。
が第9図のように著しく減衰するので、その微弱な超音
波反射信号も十分な精度でデジタル信号へ変換すること
が必要となる。
この精度としては有効ビット長が7ビツト以上なること
が要求されており、このため、A/D変換変換日子80
力ビツト幅の広いものを選択することが望ましい。
が要求されており、このため、A/D変換変換日子80
力ビツト幅の広いものを選択することが望ましい。
そこで、上記の高速サンプリングが可能であって出力ビ
ツト幅が最大となる12ビツトのものがA/D変換素子
80に使用されていた。
ツト幅が最大となる12ビツトのものがA/D変換素子
80に使用されていた。
[発明が解決しようとする課題]
しかしながら、平均減衰係数が0.7dB/MHz/c
mの生体組織から受信した超音波反射信号を上記A/D
変換素子80でデジタル値へ変換した場合、有効ビット
長が7ビツト精度となるデジタル値の得られる深さが約
6cmとなるので、それ以上の深さに対して十分なダイ
ナミックレンジを確保することが困難となる。
mの生体組織から受信した超音波反射信号を上記A/D
変換素子80でデジタル値へ変換した場合、有効ビット
長が7ビツト精度となるデジタル値の得られる深さが約
6cmとなるので、それ以上の深さに対して十分なダイ
ナミックレンジを確保することが困難となる。
また、前記の高速サンプリングが可能で出力ビツト幅が
12ビツトと広いA/D変換索子80が高価となるので
、この種の回路(すなわち、超音波診断装置)の製造コ
ストが上昇し、このため、そのコスト低減が要望されて
いた。
12ビツトと広いA/D変換索子80が高価となるので
、この種の回路(すなわち、超音波診断装置)の製造コ
ストが上昇し、このため、そのコスト低減が要望されて
いた。
本発明は上記従来の課題に鑑みて為されたものであり、
その目的は、広いダイナミックレンジの確保およびコス
トの低減が可能となる回路を提供することにある。
その目的は、広いダイナミックレンジの確保およびコス
トの低減が可能となる回路を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
上記目的を達成するために、本発明にかかる回路は次の
ように構成されている。
ように構成されている。
第1図において超音波信号(超音波反射信号)は回路1
0−1. 10−2・−・10−n (同図においては
n=4)に与えられ、その結果、ビット幅が比較的狭い
(同図においては8ビツト)のデジタル値へ、相異なる
ゲインで、各々変換される。
0−1. 10−2・−・10−n (同図においては
n=4)に与えられ、その結果、ビット幅が比較的狭い
(同図においては8ビツト)のデジタル値へ、相異なる
ゲインで、各々変換される。
これら回路10−1. 10−2・・−10−nから出
力されたデジタル値は回路12へ与えられ、それらデジ
タル値のうち、オーバーフローが生じていない最大のも
のが、外部の指示にしたがって回路12で選択される。
力されたデジタル値は回路12へ与えられ、それらデジ
タル値のうち、オーバーフローが生じていない最大のも
のが、外部の指示にしたがって回路12で選択される。
[作用]
本発明では、相異なるゲインでA/D変換を行なう出力
ビツト幅の比較的狭い回路10−1. 10−2・・・
10−nへアナログの超音波信号が並列に人力されるの
で、各回路10−1.10−2・・中10−nのダイナ
ミックレンジが互いにレベルシフトしたものとなる。
ビツト幅の比較的狭い回路10−1. 10−2・・・
10−nへアナログの超音波信号が並列に人力されるの
で、各回路10−1.10−2・・中10−nのダイナ
ミックレンジが互いにレベルシフトしたものとなる。
また、回路10−1.10−2参赤φ10−nから出力
されたデジタル値のうち、オーバーフローの生じていな
いものの最大値が回路12において選択されるので、本
回路のダイナミックレンジは回路10−1.10−2・
・1110−nの出力選択で動的に最適なものへ切り替
えられる。
されたデジタル値のうち、オーバーフローの生じていな
いものの最大値が回路12において選択されるので、本
回路のダイナミックレンジは回路10−1.10−2・
・1110−nの出力選択で動的に最適なものへ切り替
えられる。
また、A/D変換の精度は出力が選択された回路10−
1.10−2・・・10−nのビット幅で定まる。
1.10−2・・・10−nのビット幅で定まる。
[実施例]
以下、I!IIに基づいて本発明にかかる回路の好適な
実施例を説明する。
実施例を説明する。
第1図には超音波診断装置で使用される第1実施例が示
されており、超音波反射信号(超音波診断装置の探触子
ユニットが受信)はA/D変換素子80−1と増幅器1
4−1とに人力される。
されており、超音波反射信号(超音波診断装置の探触子
ユニットが受信)はA/D変換素子80−1と増幅器1
4−1とに人力される。
そして、増幅器14−1の出力はA/D変換素子80−
2と増幅ill 4−2とに与えられ、増幅器14−1
の出力はA/D変換素子80−3と増幅器14−3とに
与えられる。
2と増幅ill 4−2とに与えられ、増幅器14−1
の出力はA/D変換素子80−3と増幅器14−3とに
与えられる。
さらに、増幅器14−3の出力はA/D変換素子80−
4に与えられ、A/D変換素子80−4の出力はA/D
変換80−1.80−2.80−3の出力とともにマル
チプレクサ12へ与えられる。
4に与えられ、A/D変換素子80−4の出力はA/D
変換80−1.80−2.80−3の出力とともにマル
チプレクサ12へ与えられる。
そのマルチプレクサ12ではA/D変換素子80−1.
80−2.80−3.80−4が出力したデジタル値の
いずれかが選択され、その選択は外部の指示にしたがっ
て行なわれる。
80−2.80−3.80−4が出力したデジタル値の
いずれかが選択され、その選択は外部の指示にしたがっ
て行なわれる。
ここで、増幅器14−1.14−2.14−3では人力
された超音波反射信号が4@に各々増幅されており、し
たがって、増幅倍率が1. 4. 16.64とされた
超音波反射信号がA/D変換素子80−1.80−2.
80−3.80−4へ各々入力される。
された超音波反射信号が4@に各々増幅されており、し
たがって、増幅倍率が1. 4. 16.64とされた
超音波反射信号がA/D変換素子80−1.80−2.
80−3.80−4へ各々入力される。
また、A/D変換索子80−1.80−2.80−3.
80−4には、出力のビット幅が8ビツトと比較的狭く
、前記の高速サンプリングが可能となるもの、が使用さ
れている。
80−4には、出力のビット幅が8ビツトと比較的狭く
、前記の高速サンプリングが可能となるもの、が使用さ
れている。
本実yE例は以上の構成からなり、以下その作用を第2
図により説明する。
図により説明する。
同図(A)において、A/D変換素子80−1の各出力
ビットは記号AO,A1. A2. A3゜A4.
A5.A6.A?で、A/D変換素子8゜−2の各出力
ビットは記号BO,Bl、 B2. B3、B4.
B5.B6.B7で、A/D変換素子80−3の各出力
ビットは記号CO,C1,C2゜C・3.C4,C5,
CB、C7で、A/D変換素千80−4の各出力ビット
は記号DO,Dl、 D2、D3.D4.D5.DB
、D7で、各々示されている(第1図参@)。
ビットは記号AO,A1. A2. A3゜A4.
A5.A6.A?で、A/D変換素子8゜−2の各出力
ビットは記号BO,Bl、 B2. B3、B4.
B5.B6.B7で、A/D変換素子80−3の各出力
ビットは記号CO,C1,C2゜C・3.C4,C5,
CB、C7で、A/D変換素千80−4の各出力ビット
は記号DO,Dl、 D2、D3.D4.D5.DB
、D7で、各々示されている(第1図参@)。
また同図(B)、 (C)、 (D)、 (E)
、において、マルチプレクサ12に外部から与えられる
指示信号の両ビットは記号So、Slで示されている。
、において、マルチプレクサ12に外部から与えられる
指示信号の両ビットは記号So、Slで示されている。
さらに同図(B)、 (C)、 (D)、 (E
)において、マルチプレクサ12の各出力ビットが記号
E1. B2. Ea、 B4. B5. Ea、
B7゜E8+ B9.Ea、Eb+ Ec、Ed
で示されており、マルチプレクサ12の出力ビツト幅は
14ビツトとなる。
)において、マルチプレクサ12の各出力ビットが記号
E1. B2. Ea、 B4. B5. Ea、
B7゜E8+ B9.Ea、Eb+ Ec、Ed
で示されており、マルチプレクサ12の出力ビツト幅は
14ビツトとなる。
ここで同図(B)のように、ビットStが”0ビツトS
Oが”0”となる指示が外部からマルチプレクサ12に
与えられると、A/D変換変換日子80の出力したデジ
タル値がマルチプレクサ12で選択される。
Oが”0”となる指示が外部からマルチプレクサ12に
与えられると、A/D変換変換日子80の出力したデジ
タル値がマルチプレクサ12で選択される。
そして同図(C)のように、ピッ)Slが”0ピツ)S
Oが”1”の指示が与えられた場合には、A/D変換素
子80−2の出力したデジタル値が選択される。
Oが”1”の指示が与えられた場合には、A/D変換素
子80−2の出力したデジタル値が選択される。
また同1!l (D)のように、ビットStが”l”ビ
ットSOが”0”の指示が与えられた場合には、A/D
変換素子80−3の出力したデジタル値が選択される。
ットSOが”0”の指示が与えられた場合には、A/D
変換素子80−3の出力したデジタル値が選択される。
さらに同図(E)のように、ビットSlが”1”、ビッ
トSが”1”の指示が与えられた場合には、A/D変換
素子80−4の出力したデジタル値が選択される。
トSが”1”の指示が与えられた場合には、A/D変換
素子80−4の出力したデジタル値が選択される。
ただし増幅器14−1.14−2.14−3で超音波反
射信号が4倍に増幅されるので、A/D変換素子80−
2.80−3.80−4の出力したデジタル値は、同図
(B)、 (C)、 (D)。
射信号が4倍に増幅されるので、A/D変換素子80−
2.80−3.80−4の出力したデジタル値は、同図
(B)、 (C)、 (D)。
(E)から理解できるように、上位側から2ビツトずつ
シフトされて出力される。
シフトされて出力される。
以上のように、増幅器14−1.14−2.14−3が
設けられたので、A/D変換素子8〇−1,80−2,
80−3,80−4のゲインが順に異なり、したがって
、それらA/D変換素子80−1.80−2.80−3
.80−4のダイナミックレンジは逐次レベルシフトさ
れたものとなる。
設けられたので、A/D変換素子8〇−1,80−2,
80−3,80−4のゲインが順に異なり、したがって
、それらA/D変換素子80−1.80−2.80−3
.80−4のダイナミックレンジは逐次レベルシフトさ
れたものとなる。
モしてA/D変換素子80−1.80−2.80−3.
80−4の出力したデジタル値を任意に選択できるので
、超音波反射1言号に対するダイナミックレンジを自由
に切り替えることが可能となる。
80−4の出力したデジタル値を任意に選択できるので
、超音波反射1言号に対するダイナミックレンジを自由
に切り替えることが可能となる。
このため、A/D変換素子80−1.80−2゜80−
3.80−4の出力したデジタル値のうち、オーバーフ
ローの生じていない最大のものを選択すれば、人力の超
音波反射信号に対して十分なダイナミックレンジを確保
でき、また、A/D変換出力のビット幅が8ビツトであ
ることから、精度の高いデジタル値が得られる。
3.80−4の出力したデジタル値のうち、オーバーフ
ローの生じていない最大のものを選択すれば、人力の超
音波反射信号に対して十分なダイナミックレンジを確保
でき、また、A/D変換出力のビット幅が8ビツトであ
ることから、精度の高いデジタル値が得られる。
ざらに、A/D変換素子80−1.80−2゜80−3
.80−4に出力が8ビツト幅となるものが使用された
ので、回路の製造コストを大幅に引き下げることも可能
となる。
.80−4に出力が8ビツト幅となるものが使用された
ので、回路の製造コストを大幅に引き下げることも可能
となる。
第3図には第2実施例が示されており、この例ではA/
D変換素子80−1.80−2.80−3.80−4よ
り出力されたデジタル値の選択に対する指示がマルチプ
レクサ12ヘブライオリテイエンコーダ16から与えら
れている。
D変換素子80−1.80−2.80−3.80−4よ
り出力されたデジタル値の選択に対する指示がマルチプ
レクサ12ヘブライオリテイエンコーダ16から与えら
れている。
このプライオリティエンコーダ16にはオーバーフロー
検出回路1B−1,18−2,18−3゜18−4の出
力が与えられておリミ それらのオーバーフロー検出回
路18−1にはA/D変換素子80−1.80−2.8
0−3.80−4の出力したデジタル値が各々与えられ
ている。
検出回路1B−1,18−2,18−3゜18−4の出
力が与えられておリミ それらのオーバーフロー検出回
路18−1にはA/D変換素子80−1.80−2.8
0−3.80−4の出力したデジタル値が各々与えられ
ている。
第4図ではオーバーフロー検出回路18−1の作用が真
理値表の形で他を代表して説明されており、同図から理
解されるように、出力のデジタル値が一定のオーバーフ
ロー範囲(この例では値1oooooo〜111111
)のときに検出値が”1”となり、その範囲へ達してい
ないときに”0”となる。
理値表の形で他を代表して説明されており、同図から理
解されるように、出力のデジタル値が一定のオーバーフ
ロー範囲(この例では値1oooooo〜111111
)のときに検出値が”1”となり、その範囲へ達してい
ないときに”0”となる。
第5図ではプライオリティエンコーダ16の作用が真理
値表の形で説明されており、同図から理解されるように
、A/D変換素子80−1.80−2.80−3.80
−4の出力したデジタル値がオーバーフロー範囲へ達し
てオーバーフロー検出回路1B−1,18−2,18−
3,18−4の出力値が”0”となる毎に、それらA/
D変換素子80−1.80−2.80−3.80−4の
出力デジタル値が順にマルチプレクサ12て選択される
。
値表の形で説明されており、同図から理解されるように
、A/D変換素子80−1.80−2.80−3.80
−4の出力したデジタル値がオーバーフロー範囲へ達し
てオーバーフロー検出回路1B−1,18−2,18−
3,18−4の出力値が”0”となる毎に、それらA/
D変換素子80−1.80−2.80−3.80−4の
出力デジタル値が順にマルチプレクサ12て選択される
。
このように本実施例においては、A/D変換80−1.
80−2.80−3.80−4のオーバーフローが監視
されており、オーバーフローの生じていないものの最大
となるデジタル値が自動的に選択される。
80−2.80−3.80−4のオーバーフローが監視
されており、オーバーフローの生じていないものの最大
となるデジタル値が自動的に選択される。
なお本実施例では増幅器14−1.14−2゜14−3
で各々生ずる超音波反射信号の遅れ時間Δが考慮されて
おり、このため、A/D変換素子80−1.80−2.
80−3の入力側に遅延線20−1.20−2.20−
3が各々挿入されている。
で各々生ずる超音波反射信号の遅れ時間Δが考慮されて
おり、このため、A/D変換素子80−1.80−2.
80−3の入力側に遅延線20−1.20−2.20−
3が各々挿入されている。
第6図には第3実施例が示されており、この例ではA/
D変換素子80−1.80−2.80−3.80−4か
ら出力されたデジタル値が時系列的に順次選択される。
D変換素子80−1.80−2.80−3.80−4か
ら出力されたデジタル値が時系列的に順次選択される。
同図において、マルチプレクサ12に2ビット信号の選
択指示がマルチプレクサ22から与えられており、マル
チプレクサ22にはゲイン設定スイッチ24−0.24
−1.24−2.24−3゜24−4.24−5.24
−6.24−7から2ビツトの設定値が与えられている そしてマルチプレクサ22には8進カウンタ26のカウ
ントアツプ出力が与えられており、8進カウンタ26に
は512進カウンタ28のカウントアツプ出力が与えら
れている。
択指示がマルチプレクサ22から与えられており、マル
チプレクサ22にはゲイン設定スイッチ24−0.24
−1.24−2.24−3゜24−4.24−5.24
−6.24−7から2ビツトの設定値が与えられている そしてマルチプレクサ22には8進カウンタ26のカウ
ントアツプ出力が与えられており、8進カウンタ26に
は512進カウンタ28のカウントアツプ出力が与えら
れている。
さらに超音波送信に同期した信号が8道カウンタ26お
よび512道カウンタ28に供給されており、!512
道カウンタ28には高周波クロックも与えられている。
よび512道カウンタ28に供給されており、!512
道カウンタ28には高周波クロックも与えられている。
第7図では本実施例の作用が説明されており、同1i!
I (A)において、超音波反射信号が破線で示されて
いる。
I (A)において、超音波反射信号が破線で示されて
いる。
また、同図(D)で示されるように(第6図参照)、ゲ
イン設定スイッチ24−0.24−1゜24−2.24
−3.24−4.24−5.24−8.24−7は2ビ
ット出力RO,R1,R2゜R3,R4,R5,R6,
R7が各々”00””00”OO”00”01”、′0 1”、” 10”、” 11”となるように予め設定さ
れている。
イン設定スイッチ24−0.24−1゜24−2.24
−3.24−4.24−5.24−8.24−7は2ビ
ット出力RO,R1,R2゜R3,R4,R5,R6,
R7が各々”00””00”OO”00”01”、′0 1”、” 10”、” 11”となるように予め設定さ
れている。
同1!I (A)の超音波送信が行なわれると、その送
信タイミングで8道カウンタ2B、512道カウンタ2
8に同期した前記信号が同図(B)のように立ち下がる
。
信タイミングで8道カウンタ2B、512道カウンタ2
8に同期した前記信号が同図(B)のように立ち下がる
。
これにより8進カウンタ26および512進カウンタ2
8がクリアされて512進カウンタ28で人力クロック
のカウントが開始され、同図(C)で示されるように、
512道カウンタ28がカウントアツプする毎に8道カ
ウンタ26のカウント値がインクリメントされる。
8がクリアされて512進カウンタ28で人力クロック
のカウントが開始され、同図(C)で示されるように、
512道カウンタ28がカウントアツプする毎に8道カ
ウンタ26のカウント値がインクリメントされる。
その結果、マルチプレクサ22では8進カウンタ26の
出力カウント値でゲイン設定スイッチ24−0.24−
1.24−2.24−3.24−4.24−5.24−
6.24−7のスイッチ出力R1,R2,R3,R4,
R5,R6,R7が第7図(E)のようにマルチプレク
サ12に対する指示として選択出力される。
出力カウント値でゲイン設定スイッチ24−0.24−
1.24−2.24−3.24−4.24−5.24−
6.24−7のスイッチ出力R1,R2,R3,R4,
R5,R6,R7が第7図(E)のようにマルチプレク
サ12に対する指示として選択出力される。
このためセレクタ12においては、第7図(F)で示さ
れるように、A/D変換素子5o−i、 5O−28
0−3,80−4の順で出力デジタル値の選択が行なわ
れ、したがってA/D変換レベルは第7図(A)で示さ
れた太実線のように階段状に切り替わる。
れるように、A/D変換素子5o−i、 5O−28
0−3,80−4の順で出力デジタル値の選択が行なわ
れ、したがってA/D変換レベルは第7図(A)で示さ
れた太実線のように階段状に切り替わる。
その実線特性は入力レベルの点線特性に外接しており、
ゲイン設定スイッチ24−0.24−1゜24−2.
24−3. 24−4. 24−5. 24−6.24
−7の操作でこの最適なものに予め設定される。
ゲイン設定スイッチ24−0.24−1゜24−2.
24−3. 24−4. 24−5. 24−6.24
−7の操作でこの最適なものに予め設定される。
[発明の効果]
以上説明したように、本発明によれば、アナログの超音
波信号がビット幅の比較的狭いデジタル値へ相異なるゲ
インで各々変換され、それらデジタル値からオーバーフ
ローの生じていない最大のものが選択されるので、広い
ダイナミックレンジを確保しながら製造コストを引き下
げることが可能となる。
波信号がビット幅の比較的狭いデジタル値へ相異なるゲ
インで各々変換され、それらデジタル値からオーバーフ
ローの生じていない最大のものが選択されるので、広い
ダイナミックレンジを確保しながら製造コストを引き下
げることが可能となる。
ンコーダの作用説明図、
第6図は第3実施例の構成説明図、
第7図は第3実施例の作用説明図、
第8図は従来回路の構成説明図、
第9図は従来回路の作用説明図、
である。
12・・・マルチプレクサ、
14−1. 14−2. 14−3 ・ ・ ・増幅器
、80−1.80−2.80−3.80−4・・・A/
D変換素子。
、80−1.80−2.80−3.80−4・・・A/
D変換素子。
第1図は第1実施例の構成説明図、
第21!Iは第1実施例の作用説明図、第3図は′s2
実施例の構成説明図、 第4図は第2実施例におけるオーバーフロー検出回路の
構成説明図、 第5図は第2実施例におけるブライオリティエ各オーバ
ーフロー検出回路の作用説明図第4図 注:×は!。 0を問わないことを示す 従来回路の構成説明図 第8図
実施例の構成説明図、 第4図は第2実施例におけるオーバーフロー検出回路の
構成説明図、 第5図は第2実施例におけるブライオリティエ各オーバ
ーフロー検出回路の作用説明図第4図 注:×は!。 0を問わないことを示す 従来回路の構成説明図 第8図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 アナログの超音波信号をビット幅が比較的狭いデジタル
値へ相異なるゲインで各々変換する複数の回路(10−
1、10−2・・・10−n)と、前記各回路(10−
1、10−2・・・10−n)より出力されたデジタル
値のうちオーバーフローが生じていない最大の値を外部
から与えられた指示に従って選択する回路(12)と、 を有する、ことを特徴とする超音波信号のA/D変換回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6865889A JPH02245921A (ja) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | 超音波信号のa/d変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6865889A JPH02245921A (ja) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | 超音波信号のa/d変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02245921A true JPH02245921A (ja) | 1990-10-01 |
Family
ID=13380022
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6865889A Pending JPH02245921A (ja) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | 超音波信号のa/d変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02245921A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007047018A2 (en) | 2005-10-14 | 2007-04-26 | Olympus Ndt | Ultrasonic fault detection system |
JP2010201110A (ja) * | 2009-03-06 | 2010-09-16 | Toshiba Corp | 超音波診断装置及び超音波診断装置制御方法 |
JP2012235912A (ja) * | 2011-05-12 | 2012-12-06 | Fujifilm Corp | 超音波診断装置および超音波画像生成方法 |
-
1989
- 1989-03-20 JP JP6865889A patent/JPH02245921A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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EP1946095A2 (en) * | 2005-10-14 | 2008-07-23 | Olympus NDT | Ultrasonic fault detection system using a high dynamic range analog to digital conversion system |
JP2009511904A (ja) * | 2005-10-14 | 2009-03-19 | オリンパス・エヌ・ディー・ティー | ダイナミックレンジの広いアナログ−ディジタル変換システムを使用した超音波故障検出システム |
US8001841B2 (en) * | 2005-10-14 | 2011-08-23 | Olympus Ndt | Ultrasonic fault detection system using a high dynamic range analog to digital conversion system |
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US8490491B2 (en) * | 2005-10-14 | 2013-07-23 | Olympus Ndt | Extended overflow indication for high dynamic range ultrasonic fault detection systems |
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JP2010201110A (ja) * | 2009-03-06 | 2010-09-16 | Toshiba Corp | 超音波診断装置及び超音波診断装置制御方法 |
JP2012235912A (ja) * | 2011-05-12 | 2012-12-06 | Fujifilm Corp | 超音波診断装置および超音波画像生成方法 |
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