JPH02223383A

JPH02223383A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH02223383A
Application number: JP1039384A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-02-21
Filing date: 1989-02-21
Publication date: 1990-09-05
Anticipated expiration: 2013-07-16
Also published as: JP2777173B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は交流電動機やりニアモータを駆動するパルス幅
変調制御の電力変換装置に関する。

（従来の技術）第６図は従来のパルス幅変調制御電力変換装置の構成図
を示す。

図において、ＳＵＰは３相交流電源、Ｌ３Ｒ＋Ｌａ５ｔ
　Ｌｓ↑は交流リアクトル、Ｃ０ＮＶはＰＷＭコンバー
タ、　Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＩＮＶはＰＷＭイン
バータ、Ｍは交流電動機を表わす。

また、制御回路として、速度検出器ＰＧ、電圧検出器Ｉ
ＳＯ，電圧制御回路ＡＶＲ１入力電流制御回路ＡＣＲ，
、速度制御回路ｓｐｃ、負荷電流制御回路Ａ　ＣＲＬ、
パルス幅変調制御回路ＰＷＭｃ。

ＰＷＭ工が用意されている。

ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶは直流平滑コンデンサＣｄに
印加される直流電圧ｖｄがほぼ一定になるように入力電
流ＩＲｔ　Ｉ５ｔ　ＩＴを制御する。　このとき、　当
該入力電流ＩＲ＋　”Ｓｒ　ＩＴは各々電源電圧ｖＲ，
Ｖｓ、ｖＴと同相の正弦波に制御され、入力力率は常に
１となり、高調波の少ない入力電流となる。

ＰＷＭインバータＩＮＶは前記直流平滑コンデンサＣｄ
を直流電圧源とし、電動機に可変電圧可変周波数の電力
を供給する。このとき電動機に供給される電流は正弦波
に制御され、トルク脈動の少ない運転が可能となる。

（発明が解決しようとする課題）上記従来の電力変換装置は１次のような問題点がある。

すなわち、負荷（電動機）の容量が増加してくると、イ
ンバータの出力電圧も高圧化され、それに伴ない直流電
圧Ｖｄも高くする必要がある。

大容量のインバータやコンバータを構成する自己消弧素
子（例えばゲートターンオフサイリスタＧＴＯ）では素
子の熱的限界等からスイッチング周波数をあまり高くす
ることはできず、現状では高々５００七程度が限界とな
っている。このため、直流電圧Ｖｄを高くすれば、　コ
ンバータの入力電流工Ｒ＋　”ａｔ　ＩＴあるいはイン
バータの出力電流工υｐ　　ＩＶ＋　　工ｗのリップル
が大きくなり、　種々の悪影響を及ぼす。

インバータＩＮＶの出力電流工υｔ　ＩＶｔ　Ｉｖのリ
ップルは電動機のトルク脈動となるが、回転体のイナー
シャによりその影響は軽減される。また電動機巻線には
もともとインダクタンス分を含み上記出力電流のリップ
ルも小さくなる傾向にある。

これに対し、コンバータＣ０ＮＶの入力電流ＩＲ＋　Ｉ
３＋　ＩＴのリップル（高調波）は電源系統に悪影響を
及ぼし、同一系統に接続された他の電気機器に種々の弊
害をもたらす。また、通信線への誘導障害をひき起こす
可能性もあり、一般にその高調波の値は厳しく制限され
ている。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、直流
電圧の高圧化を図り、かつ入力電流の高調波を低減でき
る電力変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）以上の目的を達成するために、本発明は、交流電源と、
当該交流電源に交流側端子が絶縁トランスを介して並列
接続され、かつ、直流側端子が直列接続された複数台の
パルス幅変調制御交直電力に換器（ＰＷＭコンバータ）
と、当該各ＰＷＭコンバータの直流側端子に並列接続さ
れた複数個の直流平滑コンデンサと、当該直流平滑コン
デンサの和電圧を直流電圧源とし、負荷に可変電圧可変
周波数の電力を供給するパルス幅変調制御直交電力変換
器（ＰＷＭインバータ）とを具備している。

（作　用）複数台のＰＷＭコンバータは各コンバータの直流側端子
に並列接続された直流平滑コンデンサに印加される電圧
がほぼ一定になるように、各コンバータの入力電流を制
御する。そのとき各コンバータの入力電流は電源電圧と
同相の正弦波になるように制御される。又、各コンバー
タのＰＷＭ制御に用いられる搬送波信号の位相をコンバ
ータの台数に応じて、適宜の値だけずらし、多重運転を
行う。この結果、トランスの１次電流はリップルのほと
んどない正弦波となり、入力力率＝１で高調波のない運
転が可能となる。

一方、ＰＷＭインバータは、上記複数台のコンバータの
出力電圧の和を直流電圧源とし、負荷である交流電動機
に可変電圧可変周波数の電力を供給する。このとき、上
記各コンバータの直流出力電圧は一定に制御されている
ので、その和電圧も安定にかつ一定に保たれる。

このようにして、直流電圧の高圧化が図られ、安定した
直流高電圧が得られるとともに、入力電流のリップル分
が低減され、高性能な大容量電力変換装置を提供できる
。

（実施例）第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。

図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、ＴＲはトランス
、Ｌｓｉ〜Ｌｓ３は交流リアクトル、　Ｃ０ＮＶ−１〜
Ｃ０ＮＶ−３はＰＷＭ制御コンバータ、　Ｃｄａ　〜Ｃ
ｄａは直流平滑コンデンサ、ＩＮＶは高圧インバータ、
Ｍは交流電動機である。

３台のＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ−３（
７）入力側（交流側）端子はトランスＴＲによって絶縁
されている。又、当該コンバータの出力側（直流側）端
子は直列接続され、その出力電圧の和が高圧インバータ
ＩＮＶの直流側端子に印加されるように接続されている
。

各コンバータの出力側端子には直流平滑コンデンサｃｄ
工〜Ｃｄ３が並列接続されており、当該各コンバータＣ
０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ−３は各々平滑コンデンサｃｄ工
〜Ｃｄａに印加される直流電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｓがほぼ一
定になるように各コンバータの入力電流を制御する。

第２図は第１図の装置のコンバータＣ０ＮＶ−１の具体
的な主回路構成とその制御ブロック図を示す。

図中、ＴＲは電源トランス、ＬｆｌＲ＋　Ｌａｓ、ＬＩ
ＳＴは交流リアクトル（Ｌｓ□に相当）、Ｃ０ＮＶ−１
はコンバータ本体、ＣＣｔ工は直流平滑コンデンサ、Ｉ
ＳＯは直流電圧検出器、ＣＴＲ＋　ＣＴ８ｔ　ＣＴＴは
電流検出器、Ｃ，〜Ｃ，は比較器、Ｍ　Ｌ　Ｒ、Ｍ　Ｌ
　５　、　　Ｍ　Ｌ　７は乗算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制
御補償回路、　ＧＲ（Ｓ）−Ｏ５（Ｓ）＝　ＧＴ（Ｓ）
は電流制御補償回路、ＰＷＭはパルス幅変調制御回路で
ある。

コンバータ本体Ｃ０ＮＶ−１は自己消弧素子Ｓ工〜Ｓ６
とフリーホイーリングダイオードＤ工〜Ｄ６で構成され
ている。

まず、電圧検出器ＩＳＯによって直流平滑コンデンサＣ
ｄ工に印加される直流電圧Ｖｄｔを検出し、比較器Ｃ１
に入力する。比較器Ｃ１によって上記直流電圧検出値Ｖ
ｄｘとその指令値Ｖｄ１を比較し、偏差εＶ＝ＤＶニー
Ｖｄを次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に与える。Ｇｖ
（Ｓ）では、当該偏差εＶを増幅あるいは積分し、入力
電流ＩＲｔ　ＩＳｔ　ＩＴの波高値指緘金工、を求める。

一方、電源電圧ＶＲ，ｖ８．ｖ丁に同相した単位正弦波
φ尺、φＳ、φＴを求め１乗算器Ｍ　Ｌ　Ｂ　＋　Ｍ　
Ｌ　ｓｔＭＬＴによって次式のような入力電流指令値Ｉ
Ｒ９に　　　　脣　　　　　、ＩＳｔ　　ＩＴを尋人る。

ＩＲ＝Ｉ、　　・　φえ＝　ＩＢ　・ｓｉｎω５−ｔ　　　　　　　　　　・＝
ωｌ５＝Ｉ、　　・　φＳ＝　Ｉ、　ｍ　ｓｉｎ　（（＋）ｓ’　ｔ−２π／３）
　　　”・■ＩＴ＝Ｉ、　　・　φ７＝　Ｉ、・　ｓｉｎ　（ωｓ−ｔ＋２π／３）　　・・
・■ただし、ω、＝２πｆｓでｆｓは電源周波数また、
電流検出器ｃ’ｒ尺、ｃ’ｒｓ、ｃ’ｒ丁によってコン
バータＣ０ＮＶ−１の入力電流ＩＲｔ　Ｉｇｓ　ＩＴを
検出し、比較器Ｃ８〜Ｃ４に各々入力する。

Ｒ相電流ＩＲは、比較器Ｃ２によって上記指令値１、と
比較され、その偏差εＲ＝ＩＲＩＲを次の電流制御補償
回路ＧＲ（Ｓ）によって増幅する。ＧＲ（Ｓ）の出力信
号ｅＲはＰＷＭ制御の入力信号となる。

第３図はパルス幅変調制御回路ＰＷＭの動作を説明する
ためのタイムチャート図を示す。

ＰＷＭ制御搬送波Ｘと前記入力信号ｅＨを比較し、ＳＲ
≧Ｘのとき第２図の素子Ｓ□をオンさせ。

素子Ｓ、をオフさせる。又、ｅａ＜Ｘのとき、素子Ｓ１
をオフし、素子Ｓ４をオンさせる。この結果、コンバー
タＣ０ＮＶ−１のＲ相の交流電圧ＶＣＲはＳ工がオンの
とき＋Ｖａ□／２となり、　Ｓ、がオンのとき−Ｖｄ□
／２となる。ただし、直流平滑コンデンサＣｄ工の印加
電圧Ｖｄユの中間電圧を仮想の零点としている。

従って、コンバータＣ０ＮＶ−１のＲ相の交流電圧ＶＣ
Ｒの平均値は破線のＶＣＨのように前記入力信号ｅＲに
比例した値となる。

第４図はコンバータＣ０ＮＶ−１のＲ相の電圧電流ベク
トル図を示すもので、　　ＶＲは電源電圧、ｖｃＲはコ
ンバータＲ相の交流電圧、ＶＬＲは交流リアクトルＬＳ
Ｒに印加される電圧、　１．はＲ相入力電流を表わす。

入力電流１．は交流リアクトルＬＳＲに印加される電圧
Ｖ　ＬＲ＝　Ｖ　Ｒ＝　Ｖ　ＣＲによって決定される。

入力電流ＩＲを電源電圧ＶＲと同相（力率＝１）に制御
するには、　ｖＬＲはＶａｔより約９０°進んだベクト
ルとなり、　そのためにコンバータＣＯＮＶ−１はｖＲ
より位相がθだけ遅れたベクトル電圧ＶＣＲを発生させ
ればよい。実際には電流瞬時値制御しているため、上記
ベクトル関係は自動的に保たれる。

Ｒ相入力電流１．は次のように制御される。

ＩＲ＞ＩＲの場合、偏差ε８は正の値となり、制御補償
回路ＧＲ（Ｓ）によって反転増幅される。すなわち、比
例ゲインＫＲとした場合、ＰＷＭ制御の入力信号ｅＲは
、ｅＲ＝−ＫＲ・　εＲ・・・に）となる。故に、ｅｇは負の値となり、コンバータＣ０Ｎ
Ｖ−１の交流側Ｒ相電圧ＶｃＲも負の値となる。

その結果、入力電流１．が第２図の矢印の方向に増大し
、最終的にＩＲ’＝Ｉａとなって落ち着く。

逆に工え＜　Ｉ　ｙｔとなった場合、偏差ε尺は負の値
となり、　　ＰＷＭ制御の入力信号ｅＲは正の値となる
。コンバータＣ０ＮＶ−１の交流側Ｒ相電圧Ｖ。Ｒも正
の値となって入力電流工、を減少させる。やはり、ＩＲ
４ＩＲとなるように制御される。電流指令値１尺をω式
の如く、正弦波状に変化させると、実電流１．もそれに
追従して正弦波電流となる。

以上はＲ相入力電流制御について説明したが、Ｓ相及び
Ｔ相の入力電流Ｉｓ、Ｉτも同様に制御される。

次に直流平滑コンデンサｃｄ□に印加される電圧ｖｄユ
の制御動作を説明する。

Ｖ　ｄｚ　＞　Ｖ　ａｔとなった場合、偏差ενは正の
値となり、入力電流の波高値指金工、を正の値で増加さ
せる。その結果、３相交流電源から次式で示される有効
電力Ｐ、が直流平滑コンデンサＣｄｔに供給される。

Ｐａ　＝　ＶＲ−ＩＲ＋　Ｖｇ・１．＋　ＶＴ・工Ｔ＝
　３　ｖ、・工、　　　　　　　・・・０まただし、Ｖ、は電源電圧波高値故に、エネルギーＰｓ−ｔが電源から直流平滑コンデン
サＣｄｘに供給させ、Ｃｄ工の蓄積エネルギー（１／２
）・ＣＣｔ□・Ｖｄｚを増加させる。従って直流電圧Ｖ
ｄｉが増大し、指令値ｖｄ工に近づく。

逆に、Ｖｄ工＜Ｖｄｔとなった場合、偏差εＶは負の値
となり■１を減少あるいは負の値にする。　その結果、
電力ｐｓが電源↓こ回生され、直流平滑コンデンサＣｄ
工の蓄積エネルギーを減少させる。故に、直流電圧Ｖｄ
ｚが減少しやはり、指イ値Ｖｄｔに近づく。

このようにして、直流電圧Ｖｄ工はその指令値Ｖｄｘに
一致するように制御される。

他のＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−２，Ｃ０ＮＶ−３も同
様に制御され、各々直流平滑コンデンサＣｄ２及びＣｄ
ｓの印加電圧Ｖ　ｄｚ　ｅ　Ｖ　ｄａがほぼ一定になる
ように各コンバータの入力電流を制御する。

高圧インバータＩＮＶの直流側端子には、上記平滑コン
デンサＣｄ□〜Ｃｄｓに印加される電圧Ｖｄｘ〜ｖｄ３
の和電圧Ｖ　ｄｏ　＝　Ｖ　ｄｉ　＋　Ｖ　ｄａ　＋　
Ｖ　ｄａが印加される。従ってインバータＩＮＶを構成
する各アームの高圧化を図るため、自己消弧素子の直列
接続を行っている。インバータＩＮＶは、直流電圧Ｖｄ
ｏを可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、交流電動
機Ｍを可変速運転する。インバータＩＮＶｔｉ−ＰＷＭ
制御することにより電動機Ｍに供給される電流工υｔ　
Ｉｔ／＋　Ｉｌｌを正弦波に近づけることができる。

第５図は、３台のＰＷＭ：Ｍ／バータＣ０ＮＶ−１〜Ｃ
０ＮＶ−３のパルス幅変調制御の動作を説明するための
タイムチャート図である。３台のコンバータＣ０１ｌＩ
ｖ−１〜Ｃ０ＮＶ−３ニは各々ＰＷＭ制御の搬送波信号
として、位相が１２０°ずつずれた信号Ｘ、Ｙ。

Ｚが与えられ、入力信号ｅＨと各々比較し、各コンバー
タのＲ相を制御する素子のゲート信号ｇ、Ｒｘ＊ｔ　Ｒ
１ｙ　ｔ　ｔｔｓが作られる。ゲート信号子３、〜ｔＲ
３は点弧タイミングがずれており、その結果、各コンバ
ータのＲ相電流Ｉ　Ｒ１＊　Ｉ　Ｒｚ　＊　Ｉ　Ｒ３の
瞬時瞬時の増減が打ち消し合い、トランスＴＲの１次電
流ＩＲ１＋ＩＲｉ＋ＩＲａとしてはリップルの少ない正
弦。

波型流となる。なお、上記各コンバータのＲ相電流ＩＲ
工〜ＩＲｓの平均値はどれも一致している。

Ｓ相、Ｔ相の入力電流も同様になる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の電力変換装置によれば、安定し
た直流高電圧が得られ、高圧インバータによって大容量
の交流電動機を駆動することが可能となる。特に入力電
流のリップルが低減され、電源系統へ悪影響を与える高
調波がなくなり、高性能な大容量電力変換装置が提供で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の装置の部分的な主回路構成図とその制
御回路構成図、第３図は第２図の回路の動作を説明す″
るためのタイムチャート図、第４図は同じく電圧電流ベ
クトル図、第５図は第１図の装置の動作を説明するため
のタイムチャート図、第６図は従来の電力変換装置の構
成図である。ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路ＴＲ・・・トランスＬｓ工〜ＬＳａ・・・交流リアクトルＣ０ＮＶ−１〜Ｃ０ＮＶ−３・Ｐ　Ｗ　Ｍ　：ｌ　ンバ
ータＣｄ工〜Ｃｄ３・・・直流平滑コンデンサＩＮＶ・
・・ＰＷＭインバータＭ・・・交流電動機

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源と、当該交流電源に交流側端子が絶縁ト
ランスを介して並列接続され、かつ、直流側端子が直列
接続された複数台のパルス幅変調制御交直電力変換器（
ＰＷＭコンバータ）と、当該各ＰＷＭコンバータの直流
側端子に並列接続された複数個の直流平滑コンデンサと
、当該直流平滑コンデンサの和電圧を直流電圧源とし、
負荷に可変電圧可変周波数の電力を供給するパルス幅変
調制御直交電力変換器（ＰＷＭインバータ）とからなる
電力変換装置。
（２）複数台の前記ＰＷＭコンバータは、当該コンバー
タに接続された前記各直流平滑コンデンサに印加される
電圧がほぼ一定になるように制御する手段を具備したこ
とを特徴とする請求項第１項記載の電力変換装置。
（３）複数台の前記ＰＷＭコンバータは、各コンバータ
毎にパルス幅変調制御の搬送波信号を適宜の位相だけず
らして与えるようにしたことを特徴とする請求項第１項
又は第２項記載の電力変換装置。