JP3210173B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、単相交流電源から供給
される交流電力を直流電力に変換する電圧形電力変換装
置に係り、特に、単相交流電源の電力変動分を直流側で
吸収するように補償制御した電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１２は従来の電圧形電力変換装置の構
成図を示す。図中、SUP は単相交流電源、Ｌs は交流リ
アクトル、CNV はパルス幅変調制御コンバータ（以下、
ＰＷＭコンバータと記す）、Ｃdoは直流平滑コンデン
サ、INV はパルス幅変調制御インバータ（以下、ＰＷＭ
インバータと記す）、IMは３相誘導電動機である。

【０００３】又、制御回路として、直流電圧検出器ISO
、入力電流検出器CTS 、モータ電流検出器CTU 〜CTW
、直流電圧制御回路AVR 、入力電流制御回路ACRS、コ
ンバータ用パルス幅変調制御回路PWMC1 、速度検出器P
G、速度制御回路SPC 、負荷電流制御回路ACRL、インバ
ータ用パルス幅変調制御回路PWMC2 を設けている。

【０００４】PWM コンバータCNV は直流平滑コンデンサ
Ｃdoに印加される電圧がＶd がほぼ一定になるように、
交流電源SUP から供給される入力電流Ｉs を制御する。
このとき、入力電流Ｉs を電源電圧Ｖs と同相の正弦波
に制御することにより入力力率＝１で、高調波の少ない
電力変換ができる。

【０００５】一方、ＰＷＭインバータINV は前記直流平
滑コンデンサＣdoを直流電源として可変電圧可変周波数
の３相交流電力に変換し、交流電動機（誘導電動機）IM
を駆動する。この様な単相交流電源から給電を受け、直
流電圧に変換し、更に交流電力に変換して電動機を駆動
するシステムは一般に知られている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】この従来の電圧形電力
変換装置には次のような問題点がある。即ち、単相交流
電源SUP から給電を受けた場合、電源周波数の２倍の周
波数で電力が変動し、その結果、直流平滑コンデンサＣ
doに印加される電圧Ｖd がやはり電源周波数の２倍の周
波数で変動する。その電圧変動の大きさはインバータが
出力する有効電力の大きさに比例し、前記直流平滑コン
デンサＣdoの容量に反比例する。

【０００７】従って、直流平滑コンデンサＣdoの容量を
大きくすれば、単相ＰＷＭコンバータCNV によって変換
された直流電圧Ｖd の変動を小さくすることができる
が、装置の重量寸法が大きくなり、コストも高くなる。
特に、電車の駆動システムでは、装置の重量寸法はでき
るだけ小さくすることが望ましく、或程度の直流電圧変
動は許容せざるを得なかった。

【０００８】しかし、この直流電圧Ｖd の変動はインバ
ータ側に影響を及ぼし、インバータの出力電流を変動さ
せる原因となっている。例えば、単相交流電源SUP の周
波数を、５０HZとした場合、直流電圧Ｖd の変動周波数
は１００HZとなる。このとき、インバータの出力周波数
が１００HZに近づくに従って出力電流の変動が大きくな
り、ビート現象を引き起こす。この結果、電動機IMの発
生トルクが脈動し、振動や騒音の原因にもなっていた。

【０００９】又、直流電圧Ｖd が変動した分インバータ
やコンバータを構成する半導体素子に印加される電圧の
最大値が増加し、より耐圧の大きい半導体素子を使用し
なければならず、変換装置の重量や寸法を増大させ、コ
ストを高くする原因になっていた。

【００１０】本発明は、前述の問題点を除去するために
なされたもので、単相交流電源の電力変動分を交直変換
器の直流側に設置した直流アクティブフィルタにより吸
収制御し、直流電圧の変動を無くし、且つ直流平滑コン
デンサの容量を低減できる電力変換装置を提供すること
を目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１に記載の発明は、単相交流電源と、該単相
交流電源の交流電力を直流電力に変換する主ＰＷＭコン
バータと、該主ＰＷＭコンバータの直流端子間に接続さ
れた主平滑コンデンサと、該主平滑コンデンサを直流電
源とする負荷装置と、前記主平滑コンデンサに並列接続
され前記単相交流電源の周波数の２倍の周波数付近に共
振周波数を合せたＬＣ直列共振回路と、前記主ＰＷＭコ
ンバータの直流回路に設けられる直流アクティブフィル
タを具備し、該直流アクティブフィルタは、直流定電圧
源と、該直流定電圧源の直流電圧を可変電圧の交流電圧
に変換する電圧形ＰＷＭインバータと、該電圧形ＰＷＭ
インバータの交流出力端子に接続された単相変圧器と、
該単相変圧器の２次巻線を介して前記主ＰＷＭコンバー
タの直流端子間に接続された直流コンデンサと、前記単
相交流電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する
前記主ＰＷＭコンバータの直流電圧の変動を抑制する手
段を備えたことを特徴とするものである。

【００１２】また、請求項２に記載の発明は、直流アク
ティブフィルタを、変圧器を介して供給される交流を直
流に変換する整流器と、該整流器の直流電圧を可変電圧
の交流電圧に変換する電圧形ＰＷＭインバータと、該電
圧形ＰＷＭインバータの交流端子間に前記主ＰＷＭコン
バータの直流回路を介して直列接続されたリアクトルと
直流コンデンサと、前記単相交流電源の周波数の２倍の
周波数に起因して変動する前記主ＰＷＭコンバータの直
流電圧の変動を抑制する手段で構成したことを特徴とす
るものである。

【００１３】更に、請求項３に記載の発明は、直流アク
ティブフィルタを、直流定電流源と、該直流定電流源の
直流電流を可変電圧の交流電圧に変換する電流形ＰＷＭ
インバータと、該電流形ＰＷＭインバータの交流出力端
子に接続された高周波コンデンサと、一端が前記主ＰＷ
Ｍコンバータの直流端子の一端に接続され、他端が前記
電流形ＰＷＭインバータの交流出力回路を介した前記主
ＰＷＭコンバータの直流端子の他端に接続された直流コ
ンデンサと、前記単相交流電源の周波数の２倍の周波数
に起因して変動する前記主ＰＷＭコンバータの直流電圧
の変動を抑制する手段で構成したことを特徴とするもの
である。

【００１４】また、請求項４に記載の発明は、直流アク
ティブフィルタを、直流定電圧源と、該直流定電圧源の
直流電圧を可変電圧の交流電圧に変換する電圧形ＰＷＭ
インバータと、一次巻線が前記電圧形ＰＷＭインバータ
の交流出力端子に接続され、二次巻線が前記ＬＣ直列共
振回路を構成するリアクトルに並列接続された単相変圧
器と、前記単相交流電源の周波数の２倍の周波数に起因
して変動する前記主ＰＷＭコンバータの直流電圧の変動
を抑制する手段で構成したことを特徴としたものであ
る。

【００１５】更に、請求項５に記載の発明は、請求項１
乃至請求項４に記載の発明における主ＰＷＭコンバータ
の直流電圧の変動を抑制する手段を、前記主ＰＷＭコン
バータの交流瞬時電力Ｐc を演算する手段と、単相交流
電源から供給される平均有効電力Ｐavを演算する手段
と、前記交流瞬時電力Ｐc と前記平均有効電力Ｐavと前
記主平滑コンデンサの電圧検出値Ｖd とから補償電流指
令値Ｉ_F ^* を演算する手段と、該補償電流指令値Ｉ_F ^*
から前記ＬＣ直列共振回路に流れる電流Ｉ_FOを減算して
前記直流アクティブフィルタの出力電流指令値Ｉ_A ^* を
求める手段と、該出力電流指令値Ｉ_A ^* に応じて前記直
流アクティブフィルタの出力電流Ｉ_A を制御する手段で
構成したことを特徴とするものである。

【００１６】

【作用】前述のように構成した請求項１に記載の発明
は、単相交流電源の周波数の２倍の周波数に起因して変
動する主ＰＷＭコンバータの直流電圧の変動を、主ＰＷ
Ｍコンバータの直流端子間に接続されたＬＣ直列共振回
路によって抑制し、ＬＣ直列共振回路によって抑制しき
れない分を、直流アクティブフィルタを構成する電圧形
ＰＷＭインバータの出力電流を制御することによって抑
制するようにしたものである。

【００１７】また、請求項２に記載の発明は、単相交流
電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する主ＰＷ
Ｍコンバータの直流電圧の変動を、主ＰＷＭコンバータ
の直流端子間に接続されたＬＣ直列共振回路によって抑
制し、ＬＣ直列共振回路によって抑制しきれない分を、
直流アクティブフィルタを構成する電圧形ＰＷＭインバ
ータの出力電流を制御することによって抑制するように
したものであるが、請求項１に記載の発明と異なる点
は、電圧形ＰＷＭインバータの交流出力端子に接続され
た単相変圧器を省略し、電圧形ＰＷＭインバータの直流
電圧を別の変圧器から供給される交流を整流器によって
直流に変換して得ている。

【００１８】更に、請求項３に記載の発明は、単相交流
電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する主ＰＷ
Ｍコンバータの直流電圧の変動を、主ＰＷＭコンバータ
の直流端子間に接続されたＬＣ直列共振回路によって抑
制し、ＬＣ直列共振回路によって抑制しきれない分を、
直流アクティブフィルタを構成する電圧形ＰＷＭインバ
ータの出力電流を制御することによって抑制するように
したものであるが、請求項１に記載の発明と異なる点
は、直流アクティブフィルタを構成する電圧形ＰＷＭイ
ンバータに代えて電流形ＰＷＭインバータを用いたこと
にある。

【００１９】また、請求項４に記載の発明は、単相交流
電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する主ＰＷ
Ｍコンバータの直流電圧の変動を、主ＰＷＭコンバータ
の直流端子間に接続されたＬＣ直列共振回路によって抑
制し、ＬＣ直列共振回路によって抑制しきれない分を、
直流アクティブフィルタを構成する電圧形ＰＷＭインバ
ータの出力電流を制御することによって抑制するように
したものであるが、請求項１に記載の発明と異なる点
は、直流アクティブフィルタの直流コンデンサが省略さ
れ、ＬＣ直列共振回路のコンデンサによりその作用を兼
ねたことにある。

【００２０】更に、請求項５に記載の発明は、単相交流
電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する主ＰＷ
Ｍコンバータの直流電圧の変動を抑制するための好適な
一例として、直流アクティブフィルタの出力電流Ｉ_A の
指令値Ｉ_A ^* を、主ＰＷＭコンバータの交流側瞬時電力
Ｐc から単相交流電源から供給される有効電力の平均値
Ｐavを差し引き、変動電力ΔＰc ＝Ｐc −Ｐavを求め、
直流電圧Ｖd で割算することによりＬＣ直列共振回路と
合わせた全体の補償電流指令値Ｉ_F ^* ＝ΔＰc／Ｖd を
演算し、補償電流指令値Ｉ_F ^* からＬＣ直列共振回路に
流れる共振電流Ｉ_FOを差し引くことにより直流アクティ
ブフィルタが供給する電流Ｉ_A の指令値Ｉ_A ^* を求め、
直流アクティブフィルタ電流Ｉ_A ＝Ｉ_A ^* となるように
流すとことにより、高精度に主平滑コンンデンサの単相
電力の変動分による直流電圧の変動を抑制出来。従っ
て、主平滑コンンデンサはＰＷＭコンバータと３相ＰＷ
Ｍインバータの直流側の高調波成分を吸収するだけの容
量があれば良く、あまり大きなものは必要としない。

【００２１】

【実施例】図１は、請求項１に記載の発明の電力変換装
置の一実施例を示す主回路構成図及び制御回路のブロッ
ク図である。図中、SUP は単相交流電源、Ｌs は交流リ
アクトル、CNV は主ＰＷＭコンバータ、INV は主ＰＷＭ
インバータ、IMは３相誘導電動機、Ｃd は主平滑コンン
デンサ、Ｌ_F ，Ｃ_F はＬＣ直列共振回路のリアクトルと
コンデンサ、DC-AF は直流アクティブフィルタである。

【００２２】直流アクティブフィルタDC-AF は、電流検
出器CTA 、直流電圧源Ｅ_A 、単相電圧形ＰＷＭインバー
タVSI 、単相変圧器TR、リアクトルＬ_A 及びコンデンサ
Ｃ_Aで構成されている。

【００２３】又、制御装置として、入力電流検出器CTS
、直流電圧検出器PTD 、電流検出器CTF 、負荷電流検
出器CTL 、速度検出器PG、直流電圧制御回路AVR 、入力
電流制御回路ACRS、コンバータのＰＷＭ制御回路PWMC1
、速度制御回路SPC 、負荷電流制御回路ACRL、３相イ
ンバータのＰＷＭ制御回路PWMC2 、補償電流演算回路CA
L、補償電流制御回路ACRA、単相電圧形ＰＷＭインバー
タVSI のＰＷＭ制御回路PWMC3 を備えている。

【００２４】主ＰＷＭインバータINV は、主平滑コンン
デンサＣd を直流電源として、直流を交流に変換して、
可変電圧可変周波数の３相交流電力を誘導電動機IMに供
給する。

【００２５】即ち、電動機の回転速度ωr を速度検出器
PGにより検出し、速度制御回路SPCに入力する。速度制
御回路SPC は、速度指令ωr ^* と速度検出値ωr を比較
し、その偏差εr ＝ωr ^* −ωr に応じた３相負荷電流
指令値Ｉ_L ^* を作る。

【００２６】負荷電流制御回路ACRLは電流検出器CTL に
よって検出した３相負荷電流ＩL （Ｉ_U ，Ｉ_V ，Ｉ_W ）
と３相負荷電流指令値Ｉ_L ^* （Ｉ_U ^* ，Ｉ_V ^* ，Ｉ_W
^* ）とを比較し、その偏差に応じた３相電圧指令値ｅ_L
^* （ｅ_U ^* ，ｅ_V ^* ，ｅ_W ^* ）をＰＷＭ制御回路PWMC2
に与える。この結果、３相ＰＷＭインバータは３相電圧
指令値ｅ_L ^* に比例した３相電圧Ｖ_L （Ｖ_U ，Ｖ_V ，Ｖ
_W ）を発生し、３相負荷電流Ｉ_L を制御する。

【００２７】尚、誘導電動機IMをベクトル制御すること
により、直流電動機並の出力特性が得られることが知ら
れているが、本発明の要点ではないので、ここでは説明
を省略する。

【００２８】３相出力の主ＰＷＭインバータINV 及び誘
導電動機IMは直流電圧源（主平滑コンデンサＣd ）から
見た場合、高調波成分を除けば後述する図５の直流電流
Ｉd2をとる一種の定電流源と見做せる。

【００２９】主ＰＷＭコンバータCNV は、主平滑コンデ
ンサＣd の印加電圧Ｖd がほぼ一定になるように入力電
流Ｉs を制御する。この時、入力電流Ｉs を電源電圧Ｖ
s と同相（または逆相）の正弦波に制御することによ
り、入力力率＝１の運転ができる。

【００３０】即ち、主平滑コンデンサＣd の電圧Ｖd を
直流電圧検出器PTD により検出し、電圧制御回路AVR に
入力し、電圧指令値Ｖd ^* と比較し、その偏差εv ＝Ｖ
d ^*−Ｖd を増幅することにより入力電流の波高値指令
Ｉsm^* を求める。又、単相交流電源SUP の電圧Ｖs を検
出し、該電圧Ｖs に同期した単位正弦波ｓｉｎωt を求
め、電流波高値指令Ｉsm^* と掛け合わせ、入力電流の指
令値Ｉs ^* とする。即ち、

【００３１】

【数１】Ｉs ^* ＝Ｉsm^* ・ｓｉｎωt となる。入力電流制御回路ACRSは、電流検出器CTS によ
って検出した入力電流Ｉs と電流指令値Ｉs ^* を比較
し、その偏差ε1 ＝Ｉs ^* −Ｉs を増幅（−ｋ1 倍）し
て、主コンバータCNV のＰＷＭ制御回路PWMC1 に入力信
号ｅc ^* とする。主ＰＷＭコンバータCNV は入力信号ｅ
c ^* に比例した電圧Ｖｃを交流側に発生し、入力電流Ｉ
s を制御する。交流リアクトルＬs には、電源電圧Ｖs
とコンバータ電圧Ｖc の差電圧Ｖ_LS＝Ｖs −Ｖc が印加
される。

【００３２】例えば、Ｉs ^* ＞Ｉs の場合、偏差ε1 は
正の値となり、ＰＷＭ制御回路の入力信号ｅc ^* は負の
値になる。故に、交流リアクトルＬs に印加される電圧
Ｖ_LSが増加し、入力電流Ｉs を増やす。逆に、Ｉs ^* ＜
Ｉs の場合、偏差ε1 は負の値となり、ＰＷＭ制御回路
の入力信号ｅc ^* は正の値になる。故に、交流リアクト
ルＬs に印加される電圧Ｖ_LSが減少し、入力電流Ｉs を
減らす。従って、入力電流Ｉs は電流指令値Ｉs ^* に一
致するように制御される。この場合、電流指令値Ｉs ^*
は電源電圧Ｖs と同相の正弦波で与えられ、入力電流Ｉ
s もそれに追従して制御され、入力力率＝１で高調波の
少ない運転を達成している。

【００３３】又、直流電圧Ｖd は次のように制御され
る。例えば、Ｖd ^* ＞Ｖd の場合、偏差εv は正の値と
なり電流波高値指令Ｉsm^*を正の値で増加させる。この
結果、端相交流電源SUP から供給される電力Ｐs ＝Ｖs
・Ｉs は正の値となり、電力Ｐs が主平滑コンデンサＣ
d に供給され、直流電圧Ｖd を増加させる。逆に、Ｖd
^* ＜Ｖd の場合、偏差εv は負の値となり、電流波高値
指令Ｉsm^* を負の値とする。この結果、主平滑コンデン
サＣd に蓄積されたエネルギが単相交流電源SUP に回生
され、直流電圧Ｖd を減少させる。このようにして、直
流電圧Ｖd は指令値Ｖd ^* に一致するように制御され
る。

【００３４】図２は、図１の装置の交流電源側の電圧、
電流ベクトル図の一例を示す。図中、（ａ）は力行運転
時のベクトル図を示すもので、入力電流Ｉs は電源電圧
Ｖs に対して同相に制御される。入力電流Ｉs が流れる
ことにより、交流リアクトルＬs に電圧Ｖ_LS＝ｊω・Ｌ
s ・Ｉs が印加され、ＰＷＭコンバータCNV の発生電圧
Ｖc は図示のようになる。この時の電圧Ｖc の大きさＶ
cmと位相角θ（遅れ）は、次式のように表わされる。

【００３５】

【数２】 θ＝ｔａｎ^-1（Ｖ_LSm ／Ｖsm） 但し、 Ｖs ＝Ｖsm・ｓｉｎωｔ Ｉs ＝Ｉsm・ｓｉｎωｔ Ｖ_LSm ＝ω・Ｌs ・Ｉsm とする。

【００３６】又、同図（ｂ）は回生運転のベクトル図を
示すもので、入力電流Ｉs は電源電圧Ｖs に対して逆相
に制御される。交流リアクトルＬs に印加される電圧Ｖ
_LSの位相が反転するため、ＰＷＭコンバータCNV の発生
電圧Ｖc の位相角θは進みとなる。

【００３７】図３は図１の装置の主ＰＷＭコンバータCN
V の力行運転時の電圧電流波形を示すもので、入力電流
Ｉs は主ＰＷＭコンバータCNV の発生電圧Ｖc より位相
角θだけ進む。単相交流電源SUP から供給される瞬時電
力Ｐs は、

【００３８】

【数３】Ｐs ＝Ｖs ・Ｉs ＝Ｖsm・ｓｉｎωｔ×Ｉsm・ｓｉｎωｔ ＝（Ｖsm・Ｉsm／２）・（１−ｃｏｓ２ωｔ） となり、単相交流電源SUP の周波数の２倍の周波数で変
動する。又、主ＰＷＭコンバータCNV の瞬時電力Ｐc
は、コンバータの発生電圧ｖc とｉs の積となり、交流
リアクトルＬs の電圧降下分だけ変動が大きくなる。即
ち、

【００３９】

【数４】Ｐc ＝Ｖc ・Ｉs ＝Ｖcm・ｓｉｎ（ωｔ−θ）×Ｉsm・ｓｉｎωｔ ＝（Ｖcm・Ｉsm／２）・｛ｃｏｓθ−ｃｏｓ（２ωｔ−
θ）｝ となる。Ｖcm＝Ｖsm／ｃｏｓθがなり立つので、有効電
力の平均値は、 Ｐav＝Ｖsm・Ｉsm／２ となる。定常状態ではこの有効電力Ｐavは負荷（主ＰＷ
Ｍインバータ＋誘導電動機）が消費する電力Ｐ_L に一致
し、電力変動分ΔＰc だけが主平滑コンンデンサＣd を
出入りする。即ち、

【００４０】

【数５】ΔＰc ＝Ｐc −Ｐ_L ＝−（Ｖcm・Ｉsm／２）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となり、主平滑コンデンサＣd に流れる電流ｉdcは直流
電圧の平均値をＶdoとして、次式のように近似できる。

【００４１】

【数６】ｉdc＝ΔＰc ／Ｖdo ＝−（Ｖcm・Ｉsm／２Ｖdo）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） ＝−｛Ｐav／（Ｖdo・ｃｏｓθ）｝・ｃｏｓ（２ωｔ−
θ） 従って、直流電圧の変動分ΔＶd は次の演算式より与え
られる。

【００４２】

【数７】 ＝−｛Ｖcm・Ｉsm／（４・Ｖdo・ω・Ｃd)｝・ｓｉｎ
（２ωｔ−θ） ＝−｛Ｐav／（２・ｃｏｓθ・Ｖdo・ω・Ｃd)｝・ｓｉ
ｎ（２ωｔ−θ） ＝−ΔＶdm・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） 即ち、直流電圧変動ΔＶd の大きさは負荷が取る有効電
力Ｐ_L ＝Ｐav＝Ｖsm・Ｉsm／２に比例し、主平滑コンデ
ンサＣd の容量に反比例する。

【００４３】例えば、Ｐ_L ＝３，０００［ｋｗ］，Ｖdo
＝２，０００［ｖ］，ｆ＝ω／（２π）＝５０［Hz］，
Ｃd ＝０．０２［Ｆ］，ｃｏｓθ＝０．９とした場合、
ΔＶd の大きさは、ΔＶdm＝１３２．６［ｖ］となる。
図４は回生運転時の各部電圧電流波形を示すもので、コ
ンバータの発生電圧Ｖc はＶs より位相角θだけ進む。
従って、

【００４４】

【数８】Ｐc ＝Ｖc ・Ｉs ＝Ｖcm・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）×Ｉsm・ｓｉｎ（ωｔ＋
π） ＝−（Ｖcm・Ｉsm／２）・｛ｃｏｓθ−ｃｏｓ（２ωｔ
＋θ）｝ となる。Ｖcm＝Ｖsm／ｃｏｓθがなり立つので、有効電
力の平均値Ｐavは、Ｐav＝Ｖsm・Ｉsm／２となる。定常
状態ではこの有効電力Ｐavは負荷（主ＰＷＭインバータ
＋誘導電動機）から回生される電力Ｐ_L に一致し、電力
変動分ΔＰc だけが主平滑コンデンサＣd を出入りす
る。即ち、

【００４５】

【数９】ΔＰc ＝Ｐc −Ｐ_L ＝（Ｖcm・Ｉsm／２）・ｃｏｓ（２ωｔ＋θ） となり、主平滑コンデンサＣd に流れる電流ｉdcは直流
電圧の平均値をＶdoとして、次式のように近似できる。

【００４６】

【数１０】ｉdc＝ΔＰc ／Ｖdo ＝（Ｖcm・Ｉsm／２Ｖdo）・ｃｏｓ（２ωｔ＋θ） ＝｛Ｐav／（Ｖdo・ｃｏｓθ）｝・ｃｏｓ（２ωｔ＋
θ） 従って、直流電圧の変動分ΔＶd は次の演算式より与え
られる。

【００４７】

【数１１】 ＝｛Ｖcm・Ｉsm／（４・Ｖdo・ω・Ｃd)｝・ｓｉｎ（２
ωｔ＋θ） ＝｛Ｐav／（２・ｃｏｓθ・Ｖdo・ω・Ｃd)｝・ｓｉｎ
（２ωｔ＋θ） ＝ΔＶdm・ｓｉｎ（２ωｔ＋θ） となる。

【００４８】次に、図１の装置の直流アクティブフィル
タDC-AF の制御動作を説明する。まず、補償電流演算器
CAL により直流アクティブフィルタDC-AF から供給する
電流Ｉ_A の指令値Ｉ_A ^* を演算し、電流制御回路ACRAに
与える。

【００４９】一方、電流検出器CTA により直流アクティ
ブフィルタDC-AF に流れ込む補償電流Ｉ_A を検出し、電
流制御回路ACRAに入力する。電流制御回路ACRAは、補償
電流指令値Ｉ_A ^* と補償電流検出値Ｉ_A とを比較し、そ
の偏差ε_A ＝Ｉ_A ^* −Ｉ_A を反転増幅してＰＷＭ制御回
路PWMC3 に電圧指令値ｅ_A ^* を与える。電圧形ＰＷＭイ
ンバータVSI は電圧指令値ｅ_A ^* に比例した電圧Ｖ_A を
発生し、補償電流Ｉ_Ａを制御する。

【００５０】すなわち、Ｉ_Ａ ^＊ ＞Ｉ_A となった場
合、偏差ε_A は正の値となまり電圧指令値ｅ_A ^* は負の
値となって出力電圧Ｖ_A を負の値にする。この結果、補
償電流Ｉ_Aが増加し、Ｉ_A ＝Ｉ_A ^* となるように制御さ
れる。

【００５１】逆に、Ｉ_A ^* ＜Ｉ_A となった場合、偏差ε
_A は負の値となり電圧指令値ｅ_A ^*は正の値となって出
力電圧Ｖ_A を正の値にする。この結果、補償電流Ｉ_A が
減少し、やはり、Ｉ_A ＝Ｉ_A ^* となるように制御され
る。

【００５２】図５は図１の装置の等価回路を表したもの
で、主ＰＷＭコンバータCNV 及び主ＰＷＭインバータIN
V は電流源として表すことができる。すなわち、ＰＷＭ
制御に伴なう高調波電流を無視して考えると、主ＰＷＭ
インバータINV の入力電流Ｉd2は直流分Ｉdoだけが含ま
れ、主ＰＷＭコンバータCNV の出力電流Ｉd1には直流分
Ｉdoと電源周波数の２倍の周波数で変化する交流分ｉdc
が含まれている。又、ＬＣ直列共振回路の共振周波数ｆ
R は電源周波数ｆs の２倍付近に合せており、共振電流
Ｉ_FOが流れる。ここで、直流アクティブフィルタDC-AF
が補償電流Ｉ_A＝ｉdc−Ｉ_FOを取ることにより、主平滑
コンデンサＣd に流れ込む電流Ｉd3は零となる。正確に
は補償電流Ｉ_A には高調波電流が含まれていないので、
主平滑コンデンサＣd には高調波成分が流れ込むことに
なる。しかし、周波数が高いため主平滑コンデンサＣd
の容量は各段に小さくなり電圧変動もほとんど無くな
る。

【００５３】図６は図１の直流アクティブフィルタDC-A
F の具体的な一実施例を示す構成図で、（ａ）は主回
路、（ｂ）は主ＰＷＭコンバータCNV の直流電圧の変動
を抑制する補償電流演算回路CAL の構成図である。

【００５４】図６（ａ）において、Ｐ、Ｎは主回路の直
流正側及び負側端子、Ｅ_A は直流電圧源、VSI は単相電
圧形ＰＷＭインバータ、TRは単相変圧器、Ｌ_F はリアク
トル、Ｃ_F は直流平滑コンデンサである。単相電圧形Ｐ
ＷＭインバータVSI は、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 と
フリーホイリングダイオードＤ1 〜Ｄ4 で構成されてい
る。また、リアクトルＬA は単相変圧器TRの１次側に接
続されている。尚、説明の便宜上、変圧器TRの１次／２
次巻数比は１対１とする。

【００５５】また、制御装置は図１に示すように、電流
検出器CTA 、補償電流演算回路CAL、補償電流制御回路A
CRA、単相電圧形ＰＷＭインバータのＰＷＭ制御回路PWM
C3を備えてい。

【００５６】補償電流演算回路CAL は図６（ｂ）に示す
ように、乗算器ML1 ，ML2 、比例演算器OA、加算器AD1,
AD2 割算器DIV で構成されている。又、補償電流制御回
路ACRFは、比較器C1と、制御補償回路Ｇ_A (s) で構成さ
れている。

【００５７】まず、主ＰＷＭコンバータCNV の交流側電
圧Ｖc と入力電流Ｉs の積を乗算器ML2 で求める。この
時、電圧検出値Ｖc は多くの高調波成分を含んでいるの
で、その代りにコンバータCNV のＰＷＭ制御入力信号
（電圧指令値）ｅc ^* を用いても良い。同様に、入力電
流検出値Ｉs の代りにその電流指令値Ｉs ^* を用いても
良い。乗算器ML2 の出力はコンバータCNV の瞬時電力Ｐ
c となる。

【００５８】又、乗算器ML1 により、電源電圧波高値Ｖ
smと入力電流波高値Ｉsmとの積を計算し、比例演算器OA
で（1/2)倍する。この結果は電源から供給される有効電
力の平均値Ｐavとなる。尚、Ｉsmの代りに指令値Ｉsm^*
を用いても良い。

【００５９】加算器AD1 により、Ｐc −Ｐavを計算し、
変動電力ΔＰc を求め、割算器DIVに入力する。割算器D
IV では上記変動電力ΔＰc を直流電圧検出値Ｖｄで割
ってその結果を、ＬＣ直列共振回路に流れる電流Ｉ_FOを
含めた全体の補償電流指令値Ｉ_F ^* とする。この全体の
補償電流指令値Ｉ_F ^* は、単相交流電源SUP の電力変動
分ΔＰc に基づくコンバータCNV の直流側電流の変動分
ｉdcに等しくなる。

【００６０】一方、ＬＣ直列共振回路に流れる電流Ｉ_FO
を電流検出器CTF により検出し、加算器AD2 に入力して
全体の補償電流指令値Ｉ_F ^* との差をとり、直流アクテ
ィブフィルタDC-AF から供給する電流Ｉ_A の指令値Ｉ_A
^* を求める。

【００６１】即ち、Ｉ_A ^* ＝Ｉ_F ^* −Ｉ_FOとなる。該電
流指令値Ｉ_A ^* は次の電流制御回路ACRFの比較器C1に入
力され、電流検出器CTA により検出した補償電流Ｉ_A と
比較される。偏差ε_A ＝Ｉ_A ^* −Ｉ_A は制御補償回路Ｇ
_A (s) に入力され、反転増幅（−ｋ_A 倍）されて、単相
電圧形ＰＷＭインバータVSI の電圧指令値ｅ_A ^* とな
る。補償電流がＩ_A ＝Ｉ_A ^* となるように制御されるこ
とは前に説明したので省略する。

【００６２】このように、直流アクティブフィルタDC-A
F が補償電流Ｉ_A ＝Ｉ_A ^* ＝ｉdc−Ｉ_FOを取り、ＬＣ直
列共振回路がＩ_FOを取ることにより、主平滑コンデンサ
Ｃdには単相電力の変動分が流れなくなり、電圧変動を
無くすることができる。

【００６３】前述の説明においては、直流アクティブフ
ィルタDC-AF の補償電流Ｉ_A の指令値Ｉ_A ^* を演算によ
って求め、直流アクティブフィルタDC-AF を制御する例
を説明したが、例えば、直流回路の電流から直流分を除
去して直流アクティブフィルタDC-AF が補償する電流を
直接検出して、この検出電流に追従するように制御して
も良いが、この場合は、制御遅れによる多少の誤差が生
ずる。

【００６４】図７は請求項２に記載の発明の電力変換装
置で用いる直流アクティブフィルタの一実施例を示す構
成図である。尚、ＬＣ直列共振回路（Ｌ_F ，Ｃ_F ）及び
主平滑コンデンサＣd は便宜上記載した。

【００６５】図中、Ｐ、Ｎは主回路の直流正側及び負側
端子、AC-SUPは交流電源、AC-TR は変圧器、REC は整流
回路、Ｃ_E はアクティブフィルタDC-AF の直流電源用平
滑コンデンサ、VSI は単相電圧形ＰＷＭインバータ、Ｌ
_A はリアクトル、Ｃ_A は直流コンデンサである。単相電
圧形ＰＷＭインバータVSI は、スイッチング素子Ｓ1〜
Ｓ4 とフリーホイリングダイオードＤ1 〜Ｄ4 で構成さ
れている。

【００６６】また、制御装置は、電流検出器CTA 、補償
電流演算回路CAL 、リミッツタ回路LIM 、比較器C1、電
流制御補償回路Ｇ_A (s) 、ＰＷＭ制御回路PWMC3 を備え
ている。

【００６７】補償電流演算回路CAL は図６で説明したも
のと同様に構成されている。図６と異なる点は、直流電
圧源Ｅ_A を交流変圧器AC-TR によって絶縁し、インバー
タVSI の出力変圧器を省いたことである。直流アクティ
ブフィルタDC-AF から供給する電力は基本的には無効電
力であり、直流電圧源Ｅ_A からは損失分だけを供給すれ
ばよい。故に、交流変圧器AC-TR 及び整流回路REC の容
量は僅かで済みインバータVSI の出力側に変圧器TRを設
けた図６の装置に比べると、小形軽量化が達成できる利
点がある。

【００６８】制御回路のリミッタ回路LIM は直流アクテ
ィブフィルタDC-AF から供給する電流Ｉ_A の最大値を制
限するために挿入している。図８は請求項３に記載の発
明の電力変換装置で用いる直流アクティブフィルタの一
実施例を示す構成図である。ＬＣ直列共振回路（Ｌ_F ，
Ｃ_F ）及び主平滑コンデンサＣd は便宜上記載してい
る。

【００６９】図中、Ｐ、Ｎは主回路の直流正側及び負側
端子、CHO は直流チョッパ用スイッチング素子、Ｄ_CHは
チョッパ用フリーホイリングダイオード、Ｌo は直流リ
アクトル、CSI は単相電流形ＰＷＭインバータ、Ｃ_H は
高周波コンデンサ、TRは変圧器、Ｃ_A は直流コンデンサ
である。単相電流形ＰＷＭインバータCSI はスイッチン
グ素子Ｓ11〜Ｓ14で構成されている。

【００７０】また、制御装置は、電流検出器CTO ，CTA
，CTF 、比較器C2、電流制御補償回路Ｈo(s)、補償電
流演算回路CAL 、割算器DIV 、ＰＷＭ制御回路PWMC4 ，
PWMC5を備えている。

【００７１】まず、直流チョッパの動作を説明する。電
流検出器CTO により直流電流Ｉo を検出し、比較器C2に
入力し、電流指令値Ｉo ^* と比較する。その偏差εo ＝
Ｉo ^* −Ｉo を電流制御補償Ｈo(s)により増幅し、電圧
指令値ｅo ^* を作り、ＰＷＭ制御回路PWMC5 に入力す
る。該ＰＷＭ制御回路PWMC5 は直流リアクトルＬo に印
加される電圧の平均値が前記電圧指令値ｅo ^* に比例す
るようにスイッチング素子CHO にゲート信号を与える。

【００７２】即ち、電圧指令値ｅo ^* が小さい時は素子
CHO のスイッチング周期Ｔに対するオン期間ｔ_ONの割合
を小さくし、ｅo ^* が大きくなるに従って素子CHO のオ
ン期間ｔ_ONの割合を大きくしている。

【００７３】Ｉo ^* ＞Ｉo となった場合、前記偏差εは
正の値となり、電圧指令値ｅo ^* が増加し、素子CHO の
オン期間ｔ_ONの割合が大きくなって直流電流Ｉo を増加
させる。逆に、Ｉo ^* ＜Ｉo となった場合、前記偏差ε
は負の値となり、電圧指令値ｅo ^* が減少し、素子CHO
のオン期間ｔ_ONの割合が減って、直流電流Ｉo を減少さ
せる。このようにして直流電流Ｉo はその電流指令値Ｉ
o ^* に一致するように制御される。

【００７４】次に直流アクティブフィルタDC-AF として
の動作を説明する。図８の補償電流演算回路CAL は図６
(b) で説明したものと同じで、電源電圧波高値Ｖsm、入
力電流波高値指令Ｉsm^* 、ＰＷＭコンバータCNV の電圧
指令ｅc ^*入力電流指令Ｉs ^* 、直流電圧検出値Ｖd
と、ＬＣ直列共振回路に流れる電流検出値Ｉ_FOなどから
演算によって直流アクティブフイルタDC-AF が流す補償
電流の指令値Ｉ_A ^* を求める。補償電流指令値Ｉ_A ^* を
割算器DIV に入力し、直流電流検出値Ｉo （又は直流電
流指令値Ｉo ^* ）で割って、電流形インバータCSI のＰ
ＷＭ制御の入力信号ｋ_A ^* とする。

【００７５】図９は図８の電流形ＰＷＭインバータCSI
のＰＷＭ制御動作を説明するためのタイムチャート図を
示す。図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御のキャリア信号で、＋
１〜−１の間で変化する三角波が多く用いられる。三角
波Ｙ（破線）は三角波Ｘ（実線）に対し、１８０°位相
がずれれている。

【００７６】三角波Ｘと変調率ｋ_A ^* とを比較し、素子
Ｓ11とＳ12のゲート信号ｇ1 を作り、又、三角波Ｙと変
調率ｋ_A ^* とを比較し、素子Ｓ13とＳ14のゲート信号ｇ
2 を作る。即ち、 ｋ_A ^* ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ11：オン（Ｓ12：オ
フ） ｋ_A ^* ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、Ｓ11：オフ（Ｓ12：オ
ン） ｋ_A ^* ＞Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ14：オン（Ｓ13：オ
フ） ｋ_A ^* ≦Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、Ｓ14：オフ（Ｓ13：オ
ン） とする。電流形インバータCSI では、電流Ｉo の流れる
経路を確保するため、素子Ｓ11とＳ12のオン期間が少し
重なるようにラップ期間を設ける。素子Ｓ13とＳ14との
間にも同じようにラップ期間を設けている。

【００７７】インバータCSI の出力電流（補償電流）Ｉ
_A は、素子Ｓ11〜Ｓ14のオオン／オフ同左によって次の
ようになる。 Ｓ11とＳ14がオンのとき、Ｉ_A ＝＋Ｉo Ｓ11とＳ13がオンのとき、Ｉ_A ＝＋０ Ｓ12とＳ14がオンのとき、Ｉ_A ＝＋０ Ｓ12とＳ13がオンのとき、Ｉ_A ＝−Ｉo 図９の最下段に出力電流Ｉ_A の波形を示す。その平均値
Ｉ_A(av) はｋ_A ^* ・Ｉoに等しくなり、補償電流指令値
Ｉ_A ^* に一致する。図８において、高周波コンデンサＣ
_H は補償電流Ｉ_A の高調波成分を吸収するために設けら
れる。このようにして、電流形ＰＷＭインバータCSI か
ら補償電流Ｉ_A ＝Ｉ_A ^* が供給される。

【００７８】この補償電流Ｉ_A ＝Ｉ_A ^* はＬＣ直列共振
回路回路（Ｌ_F ，Ｃ_F ）に流れる電流と加えられ、主Ｐ
ＷＭコンバータCNV の直流側の変動電流ｉdcを打ち消
す。その結果、図１に示した主平滑コンデンサＣd には
変動電流ｉdcが流れなくなり、直流電圧Ｖd の変動を無
くすることができる。

【００７９】図８の直流アクティブフィルタを用いた本
発明装置によれば、補償電流Ｉ_A を直接制御することが
できる利点がある。図１０は請求項３に記載の発明の電
力変換装置で用いる直流アクティブフィルタの他の実施
例を示す構成図である。ＬＣ直列共振回路回路（Ｌ_F ，
Ｃ_F ）および主平滑コンデンサＣd は便宜上記載してい
る。

【００８０】図中、Ｐ，Ｎは主回路の直流正側及び負側
端子、Ｅo は直流電圧源、CHO はDCチョッパ回路のスイ
ッチング素子、Ｄ_CHはホイーリングダイオード、Ｌo は
直流リアクトル、CSI は単相電流形ＰＷＭインバータ、
Ｃ_H は高周波コンデンサ、Ｃ_A は直流コンデンサであ
る。単相電流形ＰＷＭインバータCSI は、スイッチング
素子Ｓ11〜Ｓ14で構成されている。

【００８１】図８と異なる点は、単相電流形ＰＷＭイン
バータCSI の出力変圧器を省略したことである。直流電
圧源Ｅo の容量は僅かで済み、出力変圧器を省略した
分、直流アクティブフィルタDC-AF の小形軽量化が達成
できる利点がある。他の動作は図８と同様になる。

【００８２】図１１は請求項４に記載の発明の電力変換
装置で用いる直流アクティブフィルタの一実施例を示す
構成図である。図中、Ｐ，Ｎは主回路の直流正側及び負
側端子、Ｅ_A は直流卯電圧源、VSI は単相電圧形ＰＷＭ
インバータ、TRは単相変圧器、Ｌ_F はリアクトル、Ｃ_F
は直流平滑コンデンサである。単相電圧形ＰＷＭインバ
ータVSI は、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 とホイーリン
グダイオードＤ1 〜Ｄ4 で構成されている。また、リア
クトルＬ_F は単相変圧器TRの１次側に接続されている。
尚、説明の便宜上、単相変圧器TRの１次／２次巻数比は
１対１とする。

【００８３】また、制御装置として、電流検出器CTA 、
補償電流演算回路CAL 、補償電流制御回路ACRF、単相電
圧形ＰＷＭインバータのＰＷＭ制御回路PWMC3 が設けら
れている。補償電流演算回路CAL は図６( ｂ) で説明し
たものと同じある。

【００８４】図１１の実施例では、直流アクティブフィ
ルタDC-AF の直流コンデンサＣ_A が省略され、ＬＣ直列
共振回路のコンデンサＣ_F によりその作用を兼ねてい
る。即ち、コンデンサＣ_F には共振電流Ｉ_FOと直流アク
ティブフィルタDC-AF からの補償電流Ｉ_A の和が流れ、
単相電源の電力変動に基づく変動電流分ｉdcを打ち消す
ように制御される。これにより、直流コンデンサＣ_A を
省略し、装置の小形軽量化及びコスト低減を図ることが
できる。

【００８５】以上説明のように、本発明の電力変換装置
によれば、単相電源に基づく電力変動分はＬＣ直列共振
回路（Ｌ_F ，Ｃ_F ）と直流アクティブフィルタDC-AF に
吸収され、直流電圧Ｖd の変動を除去することが可能と
なる。主平滑コンデンサＣdにはＰＷＭ制御に基づく高
調波電流だけが流れ、主平滑コンデンサＣd の容量を大
幅に低減することができる。

【００８６】また、本発明装置では、単相電力の変動分
に基づく補償電流の大部分はＬＣ直列共振回路から供給
されるため、直流アクティブフィルタDC-AF の容量は極
めて小さなもので済む利点がある。

【００８７】直流アクティブフィルタDC-AF に用いられ
るＰＷＭ制御変換器 (VSI 又はCSI)の容量は、出力変圧
器の１次／２次の巻数比を１；１として考えると、次の
ようになる。

【００８８】即ち、単相電源による電力変動分を打ち消
すために、全体の補償電流Ｉ_F ＝ｉdcを流す必要がある
が、ＬＣ直列共振回路に共振電流Ｉ_FOが流れるため、直
流アクティブフィルタDC-AF からは、Ｉ_A ＝ｉdc−Ｉ_FO
ただけ流せばよい。この値がＰＷＭ制御変換器（VSI ま
たはCSI)の電流容量となる。電流Ｉ_A ＝Ｉ_Am・ｓｉｎ
（２ωｔ）が直流コンデンサＣ_A に流れ込むことによ
り、コンデンサＣ_A に次式で示される電圧Ｖ_CAが印加さ
れる。

【００８９】

【数１２】 Ｖ_CA＝Ｖd ＋Ｉ_Am／（２ωＣ_A ）・ｃｏｓ（２ωｔ） この結果、直流アクティブフィルタDC-AF には、 Ｖ_A ＝Ｖ_CA−Ｖd ＝Ｉ_Am／（２ωＣ_A ）・ｃｏｓ（２ω
ｔ） が印加され、ＰＷＭ制御変換器（VSI またはCSI)の電圧
容量として、Ｖ_Am＝Ｉ_Am／（２ωＣ_A ）が必要になる。

【００９０】例えば、負荷Ｐ_L ＝3,000[kw] 、直流電圧
Ｖd ＝2,000[v]、電源周波数ｆ＝ω／２π＝50[Hz]、ｃ
ｏｓθ＝0.9 で運転した場合、全体の補償電流の波高値
は、Ｉ_Fm＝Ｖ_Cm・Ｉ_Sm／（２・Ｖdo）＝1,666[A]とな
る。ＬＣ直列共振回路にその90% が流れたとして、直流
アクティブフィルタDC-AF の電流の最大値は、Ｉ_Am＝16
6.6[A]となる。また、Ｃ_A ＝1000[ μF]とした場合、電
圧容量はＶ_Am＝265[v]となる。従って、ＰＷＭ制御変換
器（VSI またはCSI)の容量は、

【００９１】

【数１３】 Ｉ_Am・Ｖ_Am／２＝166.6[A]・265[v]/2＝22[kVA] となる。これは、3,000[KVA]の主変圧器に対し、0.7[%]
の容量で済むことを意味する。

【００９２】このように、僅かな容量の直流アクティブ
フィルタDC-AF を設けることにより直流電圧変動を無く
することができ、それを電圧源とする負荷装置に安定し
た定電圧を供給することができるようになる。

【００９３】

【発明の効果】以上説明のように、請求項１に記載の発
明によれば、単相交流電源の電力変動に基づく直流電圧
の変動を無くすることができ、その分電力変換器の利用
率が向上する。また、ＰＷＭインバータ駆動の誘導電動
機で問題となっていたインバータ出力電流のビート現象
が無くなり、電動機の振動や騒音が大幅に低減できる。
また、直流平滑コンデンサの容量を大幅に低減でき、電
力変換装置全体の形状や重量を低減することが可能とな
る。

【００９４】又、請求項２に記載の発明によれば、前述
の効果に加え、直流アクティブフィルタの入力側を変圧
器によって絶縁し、出力側の変圧器を省いたことによ
り、直流アクティブフィルタの出力側に変圧器を設けた
請求項１に記載の発明に比べ小形軽量化が達成できる利
点がある。

【００９５】更に、請求項３に記載の発明によれば、直
流アクティブフィルタを構成する直流を交流に変換する
変換器を、電流形ＰＷＭ変換器で構成して前述の効果を
達成したものである。

【００９６】又、請求項４に記載の発明によれば、前述
の効果に加え、直流アクティブフィルタの直流コンデン
サを省略し、ＬＣ直列共振回路のコンデンサによりその
作用を兼ねさせているので、装置の小形軽量化及びコス
ト低減を図ることができる。更に、請求項５に記載の発
明によれば、単相交流電源の電力変動に基づく直流電圧
変動の抑制を高精度な制御によって達成可能としたもの
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に記載の発明の電力変換装置の一実施
例を示す構成図。

【図２】［図１］の電力変換装置の動作を説明するため
の電圧、電流ベクトル図。

【図３】［図１］の電力変換装置の力行運転時の動作を
説明するための各部電圧、電流及び電力の波形図。

【図４】［図１］の電力変換装置の回生運転時の動作を
説明するための各部電圧、電流及び電力の波形図。

【図５】［図１］の電力変換装置の動作を説明するため
の等価回路図。

【図６】［図１］の直流アクティブフィルタの具体的一
実施例を示す構成図で、（ａ）は主回路側の構成図、
（ｂ）は制御回路側の構成図。

【図７】請求項２に記載の発明の電力変換装置に用いる
直流アクティブフィルタの一実施例を示す構成図。

【図８】請求項３に記載の発明の電力変換装置に用いる
直流アクティブフィルタの一実施例を示す構成図。

【図９】［図８］の直流アクティブフィルタのＰＷＭ制
御動作を説明するためのタイムチャート。

【図１０】請求項３に記載の発明の電力変換装置に用い
る直流アクティブフィルタの他の実施例を示す構成図。

【図１１】請求項４に記載の発明の電力変換装置に用い
る直流アクティブフィルタの一実施例を示す構成図。

【図１２】従来の電力変換装置の構成図。

【符号の説明】

SUP …単相交流電源 Ｌ_S
…交流リアクトル CNV …主ＰＷＭコンバータ Ｃd
…主平滑コンデンサ Ｌ_F …インダクタンス Ｃ_F
…コンデンサ DC-AF …直流アクティブフィイルタ INV
…主ＰＷＭインバータ IM …誘導電動機

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/155 H02M 1/14 H02M 7/48

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】単相交流電源と、該単相交流電源の交流電
   力を直流電力に変換する主ＰＷＭコンバータと、該主Ｐ
   ＷＭコンバータの直流端子間に接続された主平滑コンデ
   ンサと、該主平滑コンデンサを直流電源とする負荷装置
   と、前記主平滑コンデンサに並列接続され前記単相交流
   電源の周波数の２倍の周波数付近に共振周波数を合せた
   ＬＣ直列共振回路と、前記主ＰＷＭコンバータの直流回
   路に設けられる直流アクティブフィルタを具備し、該直
   流アクティブフィルタは、直流定電圧源と、該直流定電
   圧源の直流電圧を可変電圧の交流電圧に変換する電圧形
   ＰＷＭインバータと、該電圧形ＰＷＭインバータの交流
   出力端子に接続された単相変圧器と、該単相変圧器の２
   次巻線を介して前記主ＰＷＭコンバータの直流端子間に
   接続された直流コンデンサと、前記主ＰＷＭコンバータ
   の出力電流に含まれる交流分と前記ＬＣ直列共振回路に
   流れる共振電流との差を補償電流指令値として前記電圧
   形ＰＷＭインバータを制御することにより前記単相交流
   電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する前記主
   ＰＷＭコンバータの直流電圧の変動を抑制する手段を備
   えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】単相交流電源と、該単相交流電源の交流電
   力を直流電力に変換する主ＰＷＭコンバータと、該主Ｐ
   ＷＭコンバータの直流端子間に接続された主平滑コンデ
   ンサと、該主平滑コンデンサを直流電源とする負荷装置
   と、前記主平滑コンデンサに並列接続され前記単相交流
   電源の周波数の２倍の周波数付近に共振周波数を合せた
   ＬＣ直列共振回路と、前記主ＰＷＭコンバータの直流回
   路に設けられる直流アクティブフィルタを具備し、該直
   流アクティブフィルタは、変圧器を介して供給される交
   流を直流に変換する整流器と、該整流器の直流電圧を可
   変電圧の交流電圧に変換する電圧形ＰＷＭインバータ
   と、該電圧形ＰＷＭインバータの交流端子の一端と前記
   主ＰＷＭコンバータの直流端子の一端との間に接続され
   たリアクトルと、前記電圧形ＰＷＭインバータの交流端
   子の他端と前記主ＰＷＭコンバータの直流端子の他端と
   の間に接続された直流コンデンサと、前記主ＰＷＭコン
   バータの出力電流に含まれる交流分と前記ＬＣ直列共振
   回路に流れる共振電流との差を補償電流指令値として前
   記電圧形ＰＷＭインバータを制御することにより前記単
   相交流電源の周波数の２倍の周波数に起因して変動する
   前記主ＰＷＭコンバータの直流電圧の変動を抑制する手
   段を備えたことを特徴とする電力変換装置。