JPH0221714A - 標本化周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下、本発明を次の順序で説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　　ｔＪＩＢをを解決するための手段Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｇ１標本化周波数変換装置の全体構成の説明（第１図） Ｇ２標本化周波数変換装置の各構成要素の説明（第２図
〜第７図） Ｇト、ディジタル信号処理部（第２図）Ｃ！−７０−カ
ルタロツク発生部 Ｇ２−１変換制御部（第３図〜第７図）ＧＺｉ−１イベ
ント検出部（第３図、第４図）Ｇｔ−３−１適応予測処
理部（第５図、第６図）Ｇトド３係数アドレス発生部（
第７図）Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 本発明は、入力サンプル列を異なる標本化周波数の出力
サンプル列に変換する標本化周波数変換装置に関し、例
えば、各種ＰＣＭオーディオ信号伝送方弐間等での標本
化周波数の変換処理に適用される。

Ｂ　発明の概要 本発明は、入力サンプル列を異なる標本化周波数の出力
サンプル列に変換する標本化周波数変換装置において、
入力標本化周期とローカルクロック周期との比および出
力標本化周期とローカルクロック周期との比を予測演算
し、上記各比データに基づいて入力サンプル列に補間処
理を施して、精度の高い出力サンプル列を得るようにし
たものである。

Ｃ従来の技術 従来より、標本化周波数が４４．１ｋＨｚのＰＣＭオー
ディオ信号を記録したコンパクトディスク（ＣＤ＞、入
力オーディオ信号を４４．０５６ｋＨｚの標本化周波数
で標本化してＰＣＭデータに変換する処理およびその逆
変換処理を行うＰＣＭプロセッサや、標本化周波数に３
２ｋ）ｌｚを採用したＡモードあるいは４８ｋＨｚを採
用したＢモードでＰＣＭオーディオ信号を放送する衛星
放送システム等、それぞれ異なる標本化周波数を採用し
た各種ＰＣＭ信号伝送方式が実用化されている。そして
、上記各種ＰＣＭ信号伝送方式におけるサンプリング周
波数の異なるＰＣＭ信号に互換性を持たせるためには、
標本化周波数（サンプリング・レート）を変換する標本
化周波数変換装置が必要とされる。

上記標本化周波数変換装置としては、ＰＣＭ信号をディ
ジタル・アナログ変換して得られるアナログ信号を再び
所望の標本化で標本化してＰＣＭデータに変換するもの
がある。この標本化周波数変換装置では、ディジタル・
アナログ変換器およびアナログ・ディジタル変換器を必
要とするので、構成が複雑で装置の価格が高くなるばか
りでなく、上記ディジタル・アナログ変換器およびアナ
ログ・ディジタル変換器を信号が通過するために、信号
の質（例えば音質）が劣化するという欠点があった。

また、ＰＣＭ信号をアナログ信号に変換することなくデ
ィジタル信号のままで標本化周波数を変換する標本化周
波数変換装置として、第８図に示す如き構成のものが知
られている（ｖＦ開昭５７−１１５０１５号公報、特開
昭６１−２０４７００号公報参照）。

すなわち、従来の標本化周波数変換装置を示す第８図の
ブロック図において、　（１０１）は変換しようとする
入力サンプル列（Ｘｌ）　　の標本化周波数（ｆｓ（ｉ
ｎ＋）を有する標本化クロック信号（Ｐｓ　ｔ＋。）が
供給されるクロック信号入力端子である。このクロック
信号入力端子（１０１）に供給される標本化クロック信
号（Ｆｓ、ｉ＋＋＋）は、その周波数（ｈ＋ｉ＋＋１）
を２Ｎ倍（例えば２７倍）に逓倍するＰＬＬ回路（１０
２）に与えられている。上記ＰＬＬ回路（１０２）の出
力側に得られる２”ｆｓ（１゜の周波数の信号は、カウ
ンタ（１０３）のクロック入力端子（Ｃ）に供給される
。

また、（１０４）は得ようとする出力サンプル列（ｙＪ
）の標本化周波数（「Ｓ、。□、）を有する標本化クロ
ック信号（Ｆｓ（。工、））が供給されるクロック信号
入力端子である。このクロック信号入力端子（１０４）
に供給される標本化クロック信号（Ｆｓ　（。□、）は
、上記カウンタ（１０３）のリセット入力端子（Ｒ）に
供給されるとともに、上記カウンタ（１０３）のカウン
トデータをランチするレジスタ（１０５）のラッチ端子
（Ｌ）にランチタイミング信号として供給されている。

なお、上記カウンタ（１０３）は、１／ｆｓｆｉｎ＋を
カウント周期とするカウント動作を行うので、Ｎビット
長を必要とする。

上記カウンタ（１０３）は、そのカウントデータが出力
標本化周波数（ｆｓ　＋ａｉ＋Ｌｌ　）で上記レジスタ
（１０５）にランチされ、その直後にリセットされて、
続けてＯからのカウントをスタートする。従って、上記
レジスタ（１０５）に保存されるデータは、結果的に出
力サンプルポイントの直前の入力サンプルポイントに対
する位相を示している（ただし、この位相は瞬時の値で
あり、２Ｎを１として正規化したものとして考える。）
、上記レジスタ（１０５）のホールドデータは、演算回
路（１０６）に与えられている。

また、　（１０７）は変換しようとする標本化周波数（
ｆｓ　＋ｔ−＋　）の入力サンプル列（Ｘ、）が供給さ
れるデータ入力端子である。このデータ入力端子（１０
７）に供給される入力サンプル列（Ｘ、）　は、上記演
算回路（１０６）に供給され、この演算回路（１０６）
にて所望の出力標本化周波数（ｆｓ　ｔｏｕｔ＋　）の
出力サンプル列（ｙ、）に変換されて、データ出力端子
（１０８）から出力される。

上記レジスタ（１０４）に得られる位相データ（φｊ）
と入力サンプル列（ｘＩ）と出力サンプル列（ｙ、）と
の関係は、時間軸上で第９図のように示され、上記位相
データ（φＪ）をパラメータあるいは制御ｎ団として、
上記演算回路（１０６）にて、入力サンプル列（Ｘ、）
から出力サンプル列（ｙ４）の希望する出力サンプルポ
イントのサンプル値を多項式補間演算やディジタル・フ
ィルタリング等の手法により次のように算出することが
できる。

例えば、多項式補間演算による直線補間（１次補間）に
よって出力サンプル値の近似値を算出する手法を示す第
１０図の模式図において、（Ｘ、）（Ｘｔ−＋）は入力
サンプル列ｆＸｔｌの各振幅値、（ｙ、）は出力サンプ
ル列（ｙ、）の各振幅値、（φｊ）は出力サンプルポイ
ントの直前の入力サンプルポイントに対する位相（０≦
φ、〈１）であり、出力サンプルポイントの振幅値（ｙ
ｊ）は、ｙＪ＝ｘ＋−＋＋（ｘｉ　　Ｘｔ−＋）・φ１
にて表され、出力サンプルポイントの位相データ（φＪ
）が求まれば、入力サンプル列の各振幅値（ｘ　Ｈ）、
（ｘ　；−＋）から算出することができる。

また、ディジタル・フィルタリングを応用する手法では
、第１１図の模式図に示すように、変換比がＬ／Ｍ（Ｌ
、Ｍ　：整数）の標本化周波数変換を次の手順で行うこ
とができる。

先ず、入力サンプル列（Ｘ、）　の各サンプル間に（Ｌ
−１）個の０値をもつサンプルを充填する。

この処理の結果、見掛は１標本化周波数はＬ倍に上昇す
るが、サンプル列のもつ周波数スペクトルは変化しない
。次に、このサンプル列を（Ｌ／２）倍の標本化周波数
までの範囲で、入力標本化周波数（ｆｓ＋ｉｎ＋）およ
び出力標本化周波数（ｆｓ（。０．）のうちの低い方の
もつ信号帯域だけを通過域とするようなローパスフィル
タの特性を有するインパルス・レスポンスからなる係数
列（Ｋｏ、に＋、Ｋｚ、〜に１゜〜Ｋｔ、、−＋　、に
！ｒ）とたたみ込みを行うことによって１７倍に補間さ
れたサンプル列が得られる。

上記り倍に補間されたサンプル列（ｙＪ）を得るための
たたみ込み演算処理は、 ｙ　；＝　−−−＋　Ｘ　ｔ−ｔ　Ｋｒ＊Ｌ−Ｌ−１ｓ
ｉ＋Ｘ　ｒ−＋　°Ｋｒ−Ｌ−７３＝＋　　ｘ　　１　
Ｋｒ−を−い−ｊ　＋Ｘ　　ｌ＋＋　　°　Ｋｒ１Ｌ−
Ｌ、ｐｊ十− （φ１＝φ八、１／Ｌ、２／Ｌ、〜、（Ｌ−１）ル）に
て示され、１つの出力サンプルを算出するためにはＬ個
おきに係数を抽出して積和演算を行えばよく、積和演算
機能を有するディジタル信号処理用プロセッサ（ＤＳＰ
：　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏ
ｒ）にて行われる。なお、上記ＤＳＰによるサンプル列
（ｙＪｌを得るためのたたみ込み演算処理には、入力サ
ンプル列（Ｘ、）の標本化周波数（ｆｓ＋＋−＋）およ
び／または出力サンプル列（ｙ、）　の標本化周波数（
ｆｓ（。Ｕ、））を逓倍することにより形成される上記
ＤＳＰの駆動に適した高速クロック信号が用いられる。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 ところで、上述の如＜　ＰＬＬｎ路にて入力サンプル列
（ｘ、ｌの標本化周波数（ｆｓ（ｉａ＋）の２Ｎ倍に逓
倍して形成されるクロック信号を用いて、出力サンプル
ポイントの直前の入力サンプルポイントに対する位相に
ついて２Ｎを１として正規化した位相データ（φ１）を
求め、上記位相データ（φｊ）をバをパラメータあるい
は制御量として入力サンプル列（ｘｌ１　　から希望す
る出力サンプルポイントのサンプル値を近似的に算出し
て出力サンプル列（ｙ、）　を得るようにした従来の標
本化周波数変換装置では、出力サンプル値の近位誤差を
小さくするのに、上記ＰＬＬ回路の逓倍比を高めてクロ
ック信号の周波数を上昇させ、上記位相データ（φ、）
の分解精度を高める必要がある。また、上記人力サンプ
ル列（ｘｌ）　　から出力サンプル列（ｙ、１　の各サ
ンプル値を近似的に算出するためのＤＳＰによるたたみ
込み演算処理には、上記入力サンプル列（Ｘ、）　の標
本化周波数（ｆｓ＋＋ａ＋）および／または上記出力サ
ンプル列（ｙ、）　の標本化周波数（ｆｓ（。ｕＬ））
を逓倍した高速クロック信号を必要とする。

このように従来の標本化周波数変換装置では、上記クロ
ック信号を形成するために、高速で動作するＰＬＬ回路
を必要とし、しかも、このＰＬＬ回路は、入力サンプル
列（Ｘ、）　の標本化クロック信号（Ｆｓ　（ｔｅｌ　
）および／または出力サンプル列（ｙ、）の標本化クロ
ック信号（Ｆｓ（。、、）の周波数変動に追従し得る充
分に広いキャプチャーレンジを必要とするという問題点
がある。また、上記入力サンプル列！Ｘ、ｌから出力サ
ンプル列（ｙ、）の各サンプル値を近似的に算出するた
めのたたみ込み演算処理を行うＤＳＰは、上記人力サン
プル列（Ｘ、）の標本化クロ・ンク信号（Ｆｓ　ｕ　Ｒ
）　）および／または出力サンプル列（ｙｄ　　の標本
化クロック信号（Ｆｓ（。１Ｌ、）から形成される高速
クロック信号で動作するために、同期が困難になる七い
う問題点がある。

そこで、本発明は、上述の如き従来の問題点に鑑み、任
意の変換比の標本化周波数変換を高い精度で且つ筒車な
構成で行い得るようにした新規な構成の標本化周波数変
換装置を提供することを目的とするものである。

Ｅ　課題を解決するための手段 本発明に係る標本化周波数変換装置は、上述の目的を達
成するために、入力サンプル列を入力標本化周波数の整
数（２Ｎ）倍の標本化周波数のサンプル列に変換するオ
ーバーサンプリング処理手段と、上記オーバーサンプリ
ング処理手段から出力されるサンプル列のサンプル値を
一時記憶する第１のバッファメモリと、入力標本化周期
および出力標本化周期よりも短いローカルクロック周期
で動作して、入力標本化周波数の２Ｎ倍の標本化周波数
に関するローパスフィルタのインパルス・レスポンス特
性を与えるフィルタ係数による補間演算処理を上記第１
のバッファメモリから読み出されるサンプル列に施して
、出力標本化周波数を有する出力サンプル列の各サンプ
ルポイントにおける補間サンプル値を演算するディジタ
ル信号処理手段と、上記ディジタル信号処理手段から出
力される出力サンプル列の補間サンプル値を一時記憶す
る第２のバッファメモリと、上記入力標本化周期と上記
ローカルクロック周期との比および上記出力標本化周期
と上記ローカルクロック周期との比を予測演算し、上記
各比データに基づいて上記各バッファメモリに対する書
き込み読み出し制御を行うとともに、上記補間処理に必
要なフィルタ係数アドレスを上記ディジタル信号処理手
段に与える変換制御手段と、上記ローカルクロック周期
の１／整数（２Ｎ）の周期のローカルクロシフ信号を出
力するローカルクロック発生手段とを備えて成ることを
特徴としている。

Ｆ　作用 本発明に係る標本化周波数変換装置では、入力サンプル
列をオーバーサンプリング処理により入力標本化周波数
の整数（２Ｍ）倍の標本化周波数に変換したサンプル列
に対して、入力標本化周期および出力標本化周期よりも
短いローカルクロック周期で動作するディジタル信号処
理手段にて、上記入力標本化周波数の２Ｍ倍の標本化周
波数に関するローパスフィルタのインパルス・レスポン
ス特性を与えるフィルタ係数による補間演算処理を施す
ことにより、出力サンプルポイントにおける補間サンプ
ル値を演算する。また、この標本化周波数変換装置では
、変換制御手段における上記入力標本化周期と上記ロー
カルクロック周期との比および上記出力標本化周期と上
記ローカルクロック周期との比の予測演算出力に基づい
て、上記ディジタル信号処理手段による補間処理に必要
なフィルタ係数アドレスを与えるとともに、上記オーバ
ーサンプリング処理により得られるサンプル列のサンプ
ル値を一時記憶する第１のバッファメモリおよび上記補
間演算処理により得られる出力サンプルポイントの各サ
ンプル補間値を一時記憶する第２のバッファメモリに対
する書き込み読み出し制御■を行って、所望のタイミン
グで各サンプル列を上記各バッファメモリから読み出す
。

Ｇ　実施例 以下、本発明の一実施例について、図面に従い詳細に説
明する。

Ｇ１標本化周波数変換装置の全体構成 第１図のブロック図に示す実施例は、第１の標本化周波
数（ｆｓ＋ｉａ＋）の人力サンプル列（Ｘ、）を第２の
標本化周波数（ｆｓ　（。１））の出力サンプル列（ｙ
、）に変換する標本化周波数変換装置に本発明を適用し
たもので、この実施例において、信号入力端子（１）に
は変換しよ・うとする入力サンプル列（Ｘ、）が供給さ
れ、第１のクロック信号入力端子（２）には上記入力サ
ンプル列（Ｘ、）の標本化周波数（ｆｓ＋＋ｎ＋）すな
わち人力標本化周波数を有する第１の標本化クロック信
号（ＦＳ＋ｔＡ＋）が供給され、さらに、第２のクロッ
ク信号入力端子（３）には信号出力端子（４）に得よう
とする出力サンプル列１ｙＪ）の標本化周波数（ｆｓ（
。ｕｔ＋）すなわち出力標本化周波数を有する第２の標
本化クロック信号（ＦＳ　、。□、）が供給される。

この実施例の標本化周波数変換装置は、上記信号入力端
子（１）に供給される入力サンプル列（Ｘ、）について
、その人力標本化周波数（ｆｓ＋＋ａ＋）の整数（２Ｋ
）倍（この実施例ではＭ＝２）のオーバーサンプリング
処理を行うオーバーサンプリング部（５）と、上記オー
バーサンプリング部（５）にて得られる上記入力標本化
周波数（ｆｓ＋ｔ＋ｎ）の４倍の標本化周波数（４・ｆ
ｓｔｉｎ＋）のサンプル列のサンプル値（Ｘ、）を−時
記憶する第１のバッファメモリ（６）と、」二記４倍の
標本化周波数（４・ｆｓ＋＋ｎ＋）に関するローパスフ
ィルタのインパルス・レスポンス特性を与えるフィルタ
係数によるディジタルフィルタリング処理を上記第１の
バッファメモリ（６）から読み出されるサンプル列（Ｘ
＋・）に施すことにより出力標本化周波数（ｆｓ（。、
））に変換したサンプル列（ｙＪ）のサンプルポイント
における補間サンプル値を算出するディジタル信号処理
部（７）と、上記ディジタル信号処理部（７）にて得ら
れる上記出力標本化周波数Ｃｆｓ、。、））のサンプル
列（ｙ４）の各補間サンプル値を一時記憶する第２のバ
ッファメモリ（８）と、上記各バッファメモリ（６）。

（８）やディジタル信号処理部（７）の動作タイミング
を与えるローカルクロック信号（Ｆｃ）を形成するロー
カルクロツタ発生部（９）と、上記第１および第２のク
ロック入力端子（２）　、　（３）に供給される各標本
化クロック信号（ＦＳ＋ｉＲ＋）、　ＣＦＳで。、、）
にて与えられる各標本化周波数（ｆｓ　＋；ｎ＋）＋　
（ｆｓ　ｆｏｕｔｌ）情報および上記ローカルクロック
信号（Ｐｃ）にて与えられるローカルクロツタ周波数（
ｆｃ）情報に基づいて、上記各バッファメモリ（６）　
、　（８）やディジタル信号処理部（７）の動作制御を
行う変換制御部（１ｏ）等にて構成されている。

Ｇ２標本化周波数変換装置の各構成要素の説明Ｇ　ｚ　
−１ディジタル信号処理部 上記ディジタル信号処理部（７）は、上記ローカルクロ
ック発生部（９）にて与えられるローカルクロック信号
（Ｆｃ）に基づいて動作するディジタル信号処理用プロ
セッサ（ＤＳＰ）にて構成されており、上記変換制御部
（１０）の係数アドレス発生部（１７）にて与えられる
係数アドレスに応じて図示しない係数メモリから読み出
される上記入力標本化周波数（ｆｓ＋ｔａ＋）の４倍の
標本化周波数（４・ｆｓ（ｔａ＋）に関するローパスフ
ィルタのインパルス・レスポンス特性を与えるフィルタ
係数を用いて積和演算を行うことにより、上記第１のバ
ッファメモリ（６）から読みだされるサンプル列（Ｘ　
、、　］に所望のディジタルフィルタリング処理を施す
ようになっている０例えば、上記ディジタル信号処理部
（７）は、その補間処理の一例を第２図に模式的に示し
であるように、上記第１のバッファメモリ（６）を介し
て４・ｆｓ＋ｔ＊＋なる転送レートで供給されるサンプ
ル列（Ｘ、・）について、図示しない係数メモリに予め
書き込まれている上記標本化周波数（４・ｆ３ｆｉ＋＋
１）に関するローパスフィルタのインパルス・レスポン
ス特性を与えるフィルタ係数七ノ［（ｃ（２ジ）の中心
アドレス（八〇）ど得ようとする出力標本化周波数（ｆ
ｓ　（。、、）の出力サンプル列（ｙＪ）のサンプルポ
イント（１，）が一致する状態で、上記サンプル列（Ｘ
＋・）の各サンプルポイントに対応する４個のフィルタ
係数（ｃ　、）、　（ｃ　７）＋　（ｃ　−）、　（ｃ
　ｌ）を上記係数メモリから読み出して、上記サンプル
列（ｘ　、、ｌの各サンプルポイントの４個のサンプル
値（ｘｔ）、（ｘ；）、（ｘｍ）＋（ｘｔ）に乗算し、
各乗算出力を加算する積和演算を行うことによって、出
力サンプル列（ｙ、）のサンプルポイント（１，）にお
ける補間サンプル値（ｙｊ）を算出する。

Ｇ、、□□ローカルタロンク発生部 上記ローカルクロック発生部（９）は、ｆｃ＝Ｋ・ｆｏ
なるローカルクロック周波数（ｆｃ）で発振する水晶発
振器等にて構成されている。上記には２のべき乗の整数
（２″）で、また、上記周波数（ｆＯ）は入力サンプル
列（Ｘ、）の標本化周波数（ｆｓ　ｆ；。）および出力
サンプル列（ｙ、）の標本化周波数（ｆｓ（。

ｕＬｌ）よりも高い周波数である。上記各標本化周波数
（ｆｓ＋ｉｎ＋Ｌ（ｆｓ＋ｏｕｔ＋）は−静的に４８ｋ
Ｔｏ近傍あるいはそれ以下の周波数で、上記周波数（ｆ
ｏ）は４３ｋｌｌｚ近傍に設定される。そして、上記ロ
ーカルクロック周波数（ｆｃ）は、上記ディジタル信号
処理部（７）を構成するＤＳＰチップに適した周波数で
、出力サンプル列（ｙｊ）　　の１子化誤差が１ステツ
プ以下となるディジタル・フィルタリング処理を上記デ
ィジタル信号処理部（７）にて行うことができる周波数
に設定される。

Ｇ２−１変換制御部 また、上記変換制御部（１０）は、上記ローカルクロッ
ク発生部（１０）から供給される上記ローカルクロック
信号（Ｆｃ）を計数するＫａカウンタ（１１）、」二記
に進カウンタ（１１）の計数出力に基づいて各標本化ク
ロック信号（ＰＳ　＋＋、、＋　）＋　（ＦＳ　（。ｕ
Ｌｌ）からローカルタロ７り周期（Ｔｏ＝　１　／ｆｏ
）と各標本化周期（Ｔｓ　ｔ、。

”　ｌ　／　ｆｓ　ｔｔｓ＋）＋　（Ｔｓ　ｆｏｕＬ）
　＝　１　／　ｆｓｔｏｕｔ＋）との各相対時間差（ｄ
ｔｑ　ＬＩｍ＋　／　Ｔｏ）　＋　（ｄｔ＋　（Ｏｕｌ
　／　Ｔｏ）を計測する第１および第２のイベント検出
部（１２）　、　（１３）や各種タイミング信号を形成
するタイミング発生部（１４）、上記各イベント検出部
（１２）　、　（１３）により計測される各相対時間差
（ｄｔｑ　（＋＋＋ｌ　／　Ｔｏ）−＋　（ｄｔｑ　１
１＞ＩＩＬＩ／　Ｔ　ｏ　）に基づいて上記各標本化ク
ロック信号（ＦＳｌｉ、、＋）、（ＦＳ（。ｕＬ）　）
の各予測標本化周期（ＴＳａｔｔ　（ｉｎｌ／　Ｔｏ）
　、　（ＴＳａｔｔ　ｆ。、ｔ＋／Ｔｏ）を演算する第
１および第２の適応予測処理部（１５）、（１６）　、
上記各適応予測処理部（１５）　、　（１６）にて得ら
れる各予測標本化周期（ＴＳａｔｔ　ｕｎ＋　／　Ｔｏ
）　＋　（ＴＳａｔｔ　ｆ。ｕｔ＋／Ｔｏ）に基づいて
上述の係数アドレスを演算する係数アドレス発生部（１
７）等にて構成されている。

Ｇｚ−＋−＋　イベント検出部 上記各イベント検出部（１２）　、　（１３）は、上記
各クロツク信号入力端子（２）　、　（３）から供給さ
れる各標本化クロック信号（ＦＳｌｉ。＋）、（ＦＳ＋
。、〉）の各標本化周期（Ｔｓ　ｆｉ　Ａ＋　）　＋　
（Ｔｓ　（。ｕｔ））と上記ローカルクｏ　７り周期（
Ｔｏ＝１／ｆｏ）との各相対時間差（ｄＬｑ＋ｔｎ＋）
。

（ｄｔ＝ａｔ。１．）を計測するものであるが、実時間
ではクロンクジンタ等の影響により高精度に計測するこ
とができないので、この実施例では、上記各標本化クロ
ック信号（ＦＳ＋ｉｎ＋）、（ＦＳ＋。ｕＬｌ）につい
て、上記各標本他用！’Ｊｌ（Ｔｓ＋ｉｎ＋）−（Ｔｓ
ｔｏｕイ）よりも短いローカルクロック信号（Ｔｏ−１
／ｆｏ）毎に各エッジ部または同期パターンを検出して
、上記各標本化周期（Ｔｓ　ｔｒｎ＋　Ｌ　（Ｙｓ　（
。□、）と上記ローカルクロック周期（Ｔｏ）との各相
対時間差（ｄｔｑｕ＋ｕ）、（ｄｔｑｔｏｕｃ＋）を上
記ローカルクロック信号の周波数（Ｆｃ）で与えられる
単位時間（↑ｃ＝　１　／Ｆｃ）の時間軸上で計測する
演算処理を上記に進カウンタ（１１）のカウンタ出力に
基づいて行うようにしている。

すなわち、上記各イベント検出部（１２）　、　（１３
）を代表して第１のイベント検出部（１２）における演
算処理の機能構成を示す第３図のブロック図において、
入力標本化周期（Ｔｓ　、、　ａ）　）情報が与えられ
る加算器（２１）は、上記入力標本化周期（Ｔｓ　（ｔ
　ｍｌ　）情報をレジスタ（２２）に−時記憶されてい
る１標本化周期（ＴＳｆｉｎ＋）前の相対時間差（ｄｔ
ｔ−＋＞）情報に加算する累積加算演算を行い、その加
算出力情報として上記入力標本比濁！ＩＩＩ（Ｔｓ　（
ｉ　ａｌ　）とローカルクロック周期（Ｔｏ）との相対
時間差（ｄｔ）を示す計測情報を形成し、この相対時間
差（ｃｌ　ｔ’）情報を上記レジスタ（２２）に供給す
るとともに量子化回路（２３）に供給する。

そして、上記量子化回路（２３）は、第４図に示すよう
に、上記加算器（２１）の加算出力として与えられる相
対時間差（ｄｔ）情報を上記ローカルクロック信号の周
波数（Ｆｃ）で与えられる単位時間（Ｔｃ）の時間軸上
で計測して、上記相対時間差（ｄｔ）情報を上記ローカ
ルクロック周期（Ｔｏ）に対する比で示す測定相対時間
差（ｄｔＱ／　Ｔｏ）を算出して出力する。

ａｚ−ｒ−！適応予測処理部 上記各イベント検出部（１２）、（１３）にて得られる
各計測相対時間差（ｄｔｌ　１ｕ１１＋　／　Ｔｏ）　
＋　（ｄｔａ　ｌ＋＋ｕｔｌ　／　Ｔｏ）情報が供給さ
れる上記第１および第２の適応予測処理部（１５）　、
　（１６）では、計測相対時間差（ｄｔ、／Ｔｏ）情報
に基づいて、入力標本化周期（Ｔｓ　ｔｒ　ＩＩ１　）
および出力標本化周期（Ｔｓｔａ工１＋）を上記ローカ
ルクロック周ｐＪＪ（Ｔｏ）に対する比で示す予測入力
標本化周期（Ｔｓｅｉｃ　１ｉａｌ　／　Ｔｏ）および
予測出力標本化周期（Ｔｓｏ、。ＩＩＬＩ　／　Ｔｏ）
をそれぞれ算出する演算処理を行う。

すなわち、上記各適応予測処理部（１５）　、　（１６
）を代表して第１の適応予測処理部（１５）の機能構成
を示す第５図のブロック図において、上記計測相対時間
差（ｄＬｑ／Ｔｏ）情報が与えられる第１の加算器（５
１）は、第２の加算器（５２）の加算出力として与えら
れる予測相対時間差（ｄ　ｔａ　Ｉ　Ｌ　／　Ｔｏ）情
報を上記計測相対時間差（’　ｔｑ／　Ｔｏ）情報から
減算し、て、と記予測相対時間差（ｄｔ、ｔ□／ＴＯ）
情報に対する上記計測相対時間差（ｄｔｑ／Ｔｏ）情報
の誤差を算出する。

そして、上記第１の加算器（５１）にて得られる誤差情
報をエラーモニタリング部（５３）にて観測して、第６
図に示すように、計算処理部（５４）により上記誤差情
報に基づいて計算される次の予測標本位置に対する補正
情報Δ（Ｔｓ　ｔｒ　ｆｉ＋　／　Ｔｏ）が第３の加算
器Ｃ５５）に与えられるようになっている。

上記第３の加算器（５５）は、第１のレジスタ（５６）
を介して帰還される１予測人力標本化周期（ＴＳａ＊ｔ
＋ｉ　ＩＩ）　）前の予測入力標本化周期（７３ｅｔｔ
１国／ＴＯ）い、情報に１記補正情報Δ（Ｔｓ　（ｒ　
ｎｌ　／　Ｔｏ）を加算することにより予測入力標本化
周期（Ｔｏａｓｔ　ｆｉｎｌ　／　Ｔｏ）を算出して出
力する。なお、上記第１のレジスタ（５６）には、上記
第３の加算器（５２）の出力すなわち予測入力標本化周
期（Ｔ３＊ｓｔ　（ｉＲｌ　／　Ｔｏ）情報の初期値（
Ｔ、。）情報が予め与えられている。

そして、上記第３の加算器（５５）にて得られるＬ記予
測入力標本化周期（Ｔｏａｓｔ　（ｉ＋＋ｌ　／　Ｔｏ
）情報は、上記第１のレジスタ（５６）と第２の加算器
（５２）に与えられる。

また、上記２の加算器（５２）は、第２のレジスタ（５
７）を介して帰還されるｌ予測入力標本化周期（ＴＳ＊
ｓＬ＋ｉｌｌ＋）前の予測相対時間差（ｄｔａｓｔ／Ｔ
ｏ）　ｔ−０情報に上記予測入力標本化周期（Ｔｓｅｓ
ｔ　ｆｉｎ）　／　Ｔｏ）情報を加算することにより、
予測相対時間差（ｄｔ□Ｌ／Ｔｏ）情報を算出して出力
する。なお、上記第２のレジスタ（５７）には、上記第
２の加算器（５２）から出力する予測相対時間差（ｄＬ
ｓｔ／Ｔｏ）情報の初期値（ｄｔＱ、）情報が予め与え
られている。

そして、上記第２の加算器（５２）の出力すなわち上記
予測相対時間差（ｄｔ＊ｔｔ／　Ｔｏ）情報は、上記第
２のレジスタ（５７）と第１の加算器（５１）に与えて
いる。

ここで、上記各レジスタ（５６）　、　（５７）に与え
られる各初期値（ａｔＱｏ）　＋　（ＴＳＱ（１）情報
は、例えば相対時間差（ｄｔ、）の直接量子化計測によ
り得られるようにしている。

このように、上記第３の加算器（５５）にて得られる予
測入力標本化周期（ＴＳａｓＬ　Ｔｉｎｔ　／　Ｔｏ）
情報を上記第２の加算器（５２）に与えて予測相対時間
差（ｄｔ。５Ｌ／Ｔｏ）を算出するとともに、上記第２
の加算器（５２）にて得られる予測相対時間差（ｄｔ＊
ｓｔ／Ｔｏ）情報に対する上記計測相対時間差（ｄｔＱ
／Ｔｏ）情報の誤差を上記第１の加算器（５１）にて算
出し、上記第１の加算器（５１）にて得られる誤差情報
に基づいて上記計算処理部（５４）により計算される補
正情報Δ（Ｔｓ　ｕ　ｎ＋　／　Ｔｏ）を上記第３の加
算器（５５）に帰還して上記予測入力標本化周期（Ｔｓ
＠ｍ□ｔｎｉ／Ｔｏ）を補正することにより、相対時間
差（ｄｔ９）の直接量子化計測にて得られる相対時間差
情報に基づいてフィルタを用いない適応予測により橿め
て正確な予測入力標本化周期（Ｔｓｍ□＋ｉｎｒ／Ｔｏ
）情報を得ることができる。また、上記予測相対時間差
（ｄｔ＊＊ｔ／　Ｔｏ）情報は、正確な予測入力標本化
周期（Ｔｓａｓｔ　（五Ｉｌｌ　／Ｔｏ）にて更新する
ことにより、長い時間に亘って測定相対時間差（ｄｔ、
）の観測範囲内にあるように保証される。なお、上記補
正情報Δ（Ｔｓ　（１−１／　Ｔｏ）による補正は、上
記予測入力標本化周期（ＴＳａｓｔ＋　ｉ　ｎ＋　／　
Ｔｏ）情報に過度の変化を与えて位相反転や歪みが発生
しない範囲で行われる。

なお、測定相対時間差（ｃｔ９）に対して予測相対時間
差（ｄｔａｉｔ）がどこにあるというイベントの履歴は
、予測入力標本化周期（Ｔｓａｓｔ　Ｔｉｎｔ　７丁０
）を適正に補正するための計算にも用いることができる
。

例えば、予測入力標本化周期（丁ｓ。ｔ（ｊｆｌ））を
一定として、予測相対時間差（ｄｔａｉｔ）が測定相対
時間差（ｄｔ、）の範囲以下の値から該測定相対時間差
（ｄｔ、）の範囲以上の値に変化するのに、５００サン
プル分かかったとすると、現在の予測入力標本化周期（
Ｔｓａｓｔｒｉ、、＋）との誤差は測定相対時間差（ｄ
ｔ、）の量子化ステップの１１５００と予測することが
きる。

また、上記予測入力標本化周期（ＴＳａｓＬ（ｉ＋＋１
）の変化を監視しての更に複雑な場合にも、勿論、更に
複雑なアルゴリズムによって処理することかできる。

Ｇｔ−２４係数アドレス発生部 上記各適応予測処理部（１５）、（１６）における上述
の如き演算処理によりそれぞれ得られる予測入力標本化
周期（Ｔｓａｉｔ　（ｉ＋＋ｌ　／　”Ｏ）情報および
予測出力標本化周期（ＴＳｅｓｔ　（ｏｕｔｌ　／　Ｔ
ｏ）情報が供給される上記係数アドレス発生部（１７）
では、上記予測入力標本化周期（７５ｍｓ□、。／Ｔｏ
）と予測出力標本化周期（ＴＳａｓＬ　ｆｏｕｌ）　／
　Ｔｏ）との比から、上述ノティシタル信号処理部（７
）において補間処理に必要な４個のフィルタ係数（ｃｔ
）、（ｃ、）、（ｃｍ）、（ｃｔ）を係数メモリから読
み出すための係数アドレスを次のようにして発生する。

すなわち、上述の標本化周波数く４・ｆｓｏ、、、）に
関スるローパスフィルタのインパルス・レスポンス特性
を与えるフィルタ係数セット（ｃ（２Ｋ）１が予め書き
込まれている図示しない係数メモリのサイクリックなア
ドレス空間に関する各四分円に対して、上記係数アドレ
ス発生部（１７）では、先ず、上記アドレス空間を示す
アドレス変数（ｘ）の初期値として第１四分円の区間（
θ〜０．２５）に位置するフィルタ係数（Ｃ１）を読み
出す係数アドレス（Ａ１）を与え、 Ｘ　ｔａｚ、＝　［Ｘ　Ｌａｌ、→−０，２５］　ｓｏ
ｄ　１の演算にて第２四分円における係数アドレス（Ａ
２）を与え、 ｘ　、ｓｚ＋　＝　［Ｘ　ｔａｚ＋　＋０．２５］　ｇ
Ａｏｄ　１の演算にて第３四分円における係数アドレス
（Ａ３）を与え、 Ｘ　ｉｌｌ　＝　［Ｘ　ｔｓ＋＋　＋０．２５］　＋ｉ
ｏｄ　ｌの２ｉＩ算にて第４四分円における係数アドレ
ス（Ａ４）を与える。

そして、次の、サンプルポイントの値の演算に必要な係
数アドレスの演算処理では、オーバーフローがあれば Ｘ　ｆＡ＋ｌ　＝　［Ｘ　ｆＡ４）　　Ｔｓ　ｔａｕｔ
）　］巾ｏｄｌの演算にて第１四分円における係数アド
レス（Ａ、）を与え、また、オーバーフローがない場合
には、χ（Ａｌｌ””［χ（Ａ４）　＋〇、２５］　ｓ
ｏｄ　１の演算にて上記係数アドレス（Ａ１）を与える
。

この場合、上記Ｘ　＝　［Ｘ　＋０．２５］　ｍｏｄ　
１　　の演算は、ｆｓ　ｆｏｗｌ）　＞　ｆｓ　（ｉ、
ｌｌ　のアップ変換モードの場合、実際上の比率（Ｔ３
（。ｕＬ）　／　Ｔｓ　ｌｉｅ＋　）　＜　１　　を２
進分数に等しい量子化ステップで計算することによって
ｎｏｄ演算を不要にし、しかも、実際には、Ｔｓ（ｏｕ
ｔｌ　／　Ｔｏ＞　１ なる比の値と Ｔｓ　（ｒ　Ｒ１／　Ｔｏ　＞　１ なる比の値を上記各適応予測処理部（１５）　、　（１
６）にて予測入力標本化周期（Ｔｓ、、１　（Ｉｎ）　
／　Ｔｏ）および予測出力標本化周期（ＴＳ＊ｔｔｔ。

ｕｔ＞／Ｔｏ）として演算し、上記係数アドレス発生部
（１７）では、第７図に示すような機能構成により演算
処理をｊテうことによって、上記各標本化周期（Ｔｓ、
、ｔ　ｌ＝ｎ＋　／　Ｔｏ）　＋　（Ｔ３ａｓｚ（。ｕ
ｔ＋／Ｔｏ）情報に基づいて各係数アドレスを算出する
際に、 ［Ｔｓ　ｆｏｕＬｌ　／　Ｔｓ　（ｉａｌ　］　−［Ｔ
３　（。ｗｚ＋／Ｔｏ］　＊　２１１／　［Ｔｓ　ｌｒ
　ＩＩ）　／　Ｔｏ　］なる実際の計算によって、上記
出力標本化周期（Ｔｓ（。ｕｔ＋）と入力標本化周期（
Ｔｓ＋＋＝＋）との比を正規化された高い精度の値［Ｔ
ｓ　（。工Ｌｌ　／　Ｔｓ　＋１ｌｌｌ　Ｅ　　として
得るようにしている。

上記係数アドレス発生部（１７）における演算処理の機
能構成を示す第７図において、上記予測入力標本化周期
（Ｔｓ□□＋ｌｌ）／Ｔｏ）情報および予測出力標本化
周期（Ｔｓ、、　ｔｏｕＬ、／　Ｔｏ）情報が除算器（
７１）に供給されており、この除算器（７１）による除
算出力（Ｔｓ＊ｉｔ＋。ｗＬｌ／　Ｔ３＊５ｔｆｉｌｌ
））が供給される加算器（７２）にて、レジスタ（７３
）およびオーバーフローチエツク回路（７４）を介して
帰還される１周期前の係数アドレスデータおよびそのオ
ーバーフローチエツクデータ（２−″）を累積加算する
ことによって新たな係数アドレスデータを算出している
。また、上記オーバーフローチエツク回路（７４）によ
るオーバーフローチエツクデータは、上述のディジタル
信号処理部（７）における補正処理に必要なサンプル列
（Ｘｉ・）のサンプル値（Ｘｔ・）の２回読み出し等の
上述の第１のバッファメモリ（６）の制御Ｂに用いられ
ている。

Ｈ発明の効果 本発明に係る標本化周波数変換装置では、入力サンプル
列をオーバーサンプリング処理により入力標本化周波数
の整数（２Ｍ）倍の標本化周波数変換したサンプル列に
対して、入力標本化周期および出力標本化周期よりも短
いローカルクロック周期で動作するディジタル信号処理
手段にて、上記入力標本化周波数の２Ｍ倍の標本化周波
数に関するローパスフィルタのインパルス・レスポンス
特性を与えるフィルタ係数による補間演算処理を施すこ
とにより、出力サンプルポイントにおける補間サンプル
値を演算するとともに、変換制御手段における上記入力
標本化周期と上記ローカルクロック周期との比および上
記出力標本化周期と上記ローカルクロック周期との比の
予測演算出力に基づいて、上記ディジタル信号処理手段
による補間処理に必要なフィルタ係数アドレスを与える
とともに、上記オーバーサンプリング処理により得られ
るサンプル列を一時記憶する第１のバッファメモリおよ
び上記補間演算処理により得られるの出力サンプルポイ
ントにおける補間サンプル値を一時記憶する第２のバッ
ファメモリに対する書き込み読み出し制御を行って、所
望のタイミングで各サンプル列を上記各バッファメモリ
から読み出すようにしたことによって、簡単な構成で、
任意の変換比で高い精度の標本化周波数変換を行うこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

第り図は本発明に係る標本化周波数変換装置の構成を示
すブロック図、第２図は上記標本化周波数変換装置を構
成するディジタル信号処理部の動作を説明するための模
式図、第３図は上記標本化周波数変換装置を構成するイ
ベント検出部の機能構成を示すブロック図、第４図は上
記イベント検出部の動作を説明するための模式図、第５
図は上記標本化周波数変換装置を構成する適応予測処理
部の機能構成を示すブロック図、第６図は上記適応予測
処理部の動作を説明するための模式図、第７図は北記標
本化周波数変換装置を構成する係数アドレス発生部の機
能構成を示すブロック図である。 第８図は従来の標本化周波数変換装置の構成例を示すブ
ロック図、第９図は上記従来の標本化周波数変換装置に
おける入力サンプル列と出力サンンブル列の位相関係を
示す模式図、第１０図および第１１図は上記従来の標本
化周波数変換装置における直線補間処理動作およびディ
ジタルフィルタリング処理動作を説明する輯ための各模
式図である。 （１）・・・・・信号入力端子 （２）　、　（３）　　・・・クロック入力端子（４）
・・・・・信号出力端子 （５）・・・・・オーバーサンプリング部（６Ｌ（８）
　　・・・バッファメモリ（７）・・・・・ディジタル
信号処理部（９）・・・・・ローカルクロック発生部（
１０）・・・・・変換制御部 第４図 第５ 第６ 図 イ糸毎父７ドしス発ノ主百昏め木寓・負巨不１域゛第７
図 第８図 第９ 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力サンプル列を入力標本化周波数の整数（２＾Ｍ）倍
   の標本化周波数のサンプル列に変換するオーバーサンプ
   リング処理手段と、 上記オーバーサンプリング処理手段から出力されるサン
   プル列のサンプル値を一時記憶する第１のバッファメモ
   リと、 入力標本化周期および出力標本化周期よりも短いローカ
   ルクロック周期で動作して、入力標本化周波数の２＾Ｍ
   倍の標本化周波数に関するローパスフィルタのインパル
   ス・レスポンス特性を与えるフィルタ係数による補間演
   算処理を上記第１のバッファメモリから読み出されるサ
   ンプル列に施して、出力標本化周波数を有する出力サン
   プル列の各サンプルポイントにおける補間サンプル値を
   演算するディジタル信号処理手段と、 上記ディジタル信号処理手段から出力される出力サンプ
   ル列の補間サンプル値を一時記憶する第２のバッファメ
   モリと、 上記入力標本化周期と上記ローカルクロック周期との比
   および上記出力標本化周期と上記ローカルクロック周期
   との比を予測演算し、上記各比データに基づいて上記各
   バッファメモリに対する書き込み読み出し制御を行うと
   ともに、上記補間処理に必要なフィルタ係数アドレスを
   上記ディジタル信号処理手段に与える変換制御手段と、 上記ローカルクロック周期の１／整数（２＾Ｎ）の周期
   のローカルクロック信号を出力するローカルクロック発
   生手段とを備えて成る標本化周波数変換装置。