JPH0221215A - エンコーダ用信号処理回路 - Google Patents
エンコーダ用信号処理回路Info
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- JPH0221215A JPH0221215A JP63170599A JP17059988A JPH0221215A JP H0221215 A JPH0221215 A JP H0221215A JP 63170599 A JP63170599 A JP 63170599A JP 17059988 A JP17059988 A JP 17059988A JP H0221215 A JPH0221215 A JP H0221215A
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Links
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/20—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits
- H03M1/202—Increasing resolution using an n bit system to obtain n + m bits by interpolation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/22—Analogue/digital converters pattern-reading type
- H03M1/24—Analogue/digital converters pattern-reading type using relatively movable reader and disc or strip
- H03M1/28—Analogue/digital converters pattern-reading type using relatively movable reader and disc or strip with non-weighted coding
- H03M1/30—Analogue/digital converters pattern-reading type using relatively movable reader and disc or strip with non-weighted coding incremental
- H03M1/303—Circuits or methods for processing the quadrature signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は、角度や位置などの変位を検出する磁気式ら
しくは光学式エンコーダに係り、特に分解能の向」二を
図ったエンコーダ用信号処理回路に関するものである。
しくは光学式エンコーダに係り、特に分解能の向」二を
図ったエンコーダ用信号処理回路に関するものである。
「従来の技術」
従来、変位検出用のエンコーダの出力信号を復調して変
位を検出する信号処理回路は、種々のものが開発され実
用化されている。第2図は、磁気式ロータリエンコーダ
に用いられるエンコーダ用信号処理回路の一構成例を示
す回路図である。この図において、15は円盤状の磁性
体によって構成されるスケールであり、所定の円軌道が
設定された−1−で、その円軌道が一定周期の正弦波に
よって磁化されている。この場合、磁化に用いる正弦波
の波長λは、数十〜数百μm程度に設定されている。1
6および17は磁気センサであり、スケール15−1−
の磁化の強さに対応するレベル信号を各々出力する。す
なわち、磁気センサ16および+7としては、その出力
信号に搬送波を含まないしのが用いられ、例えば、磁性
薄膜あるいは半導体素子を使用したセンサが用いられる
。また、磁気センサ17は、磁気センサ16に対して、
1/4λ(90°)だけずらして配置され、したがって
、磁気センサ16と17の間隔は(i+ 1/4)えと
なる(ただし、iは正整数)ように設定されている。こ
れらの磁気センサI 6.17とスケール15とは、相
対的に移動自在となっており、いずれか一方を固定した
とすると、他方は回転運動を行うようになっている。そ
して、上述したことから判るように、磁気センサ16が
出力する信号を正弦波とすれば、磁気センサ17が出力
する信号は余弦波となる。
位を検出する信号処理回路は、種々のものが開発され実
用化されている。第2図は、磁気式ロータリエンコーダ
に用いられるエンコーダ用信号処理回路の一構成例を示
す回路図である。この図において、15は円盤状の磁性
体によって構成されるスケールであり、所定の円軌道が
設定された−1−で、その円軌道が一定周期の正弦波に
よって磁化されている。この場合、磁化に用いる正弦波
の波長λは、数十〜数百μm程度に設定されている。1
6および17は磁気センサであり、スケール15−1−
の磁化の強さに対応するレベル信号を各々出力する。す
なわち、磁気センサ16および+7としては、その出力
信号に搬送波を含まないしのが用いられ、例えば、磁性
薄膜あるいは半導体素子を使用したセンサが用いられる
。また、磁気センサ17は、磁気センサ16に対して、
1/4λ(90°)だけずらして配置され、したがって
、磁気センサ16と17の間隔は(i+ 1/4)えと
なる(ただし、iは正整数)ように設定されている。こ
れらの磁気センサI 6.17とスケール15とは、相
対的に移動自在となっており、いずれか一方を固定した
とすると、他方は回転運動を行うようになっている。そ
して、上述したことから判るように、磁気センサ16が
出力する信号を正弦波とすれば、磁気センサ17が出力
する信号は余弦波となる。
したがって、磁化正弦波の一周期の間隔(スケール15
上の円軌道の極から極まで)をθ−〇〜2πとすれば、
磁気センサ16.+7の各出力信号は、各々、アナログ
正弦信号sinθおよびアナログ余弦信号cos (1
1となる。
上の円軌道の極から極まで)をθ−〇〜2πとすれば、
磁気センサ16.+7の各出力信号は、各々、アナログ
正弦信号sinθおよびアナログ余弦信号cos (1
1となる。
次に、第2図に示す18.19は、磁気センサ16およ
び17から各々出力されるアナログ正弦信号sinθお
上びアナログ余弦信号cos eをデジタル信号に変換
するA/D変換器であり、デジタル化された信号sin
θおよびcosθをデジタル乗算器20.21の一方の
入力端に供給する。乗算器20.21の出力信号は、各
々デジタル減算器22の一方および他方の入力端に供給
され、減算器22の出力信号はデジタル比較器23に供
給される。
び17から各々出力されるアナログ正弦信号sinθお
上びアナログ余弦信号cos eをデジタル信号に変換
するA/D変換器であり、デジタル化された信号sin
θおよびcosθをデジタル乗算器20.21の一方の
入力端に供給する。乗算器20.21の出力信号は、各
々デジタル減算器22の一方および他方の入力端に供給
され、減算器22の出力信号はデジタル比較器23に供
給される。
このデジタル比較器23は、減算器22の減算結果が0
を超えていれば“1″となり、0を超えていなければ“
01となろU/D信号をカウンタ24のアップダウン切
換端子U/Dに供給する。カウンタ24は、クロック信
号CKをカウントするものであり、アップダウン切換端
子U/[)に1”信号が供給されるとアップカウント、
“0”信号が供給されるとダウンカウントを行う。次に
、25は関数発生r(OMであり、カウンタ24のカウ
ント値Φに対応する正弦および余弦データを出力するも
のである。すなわち、関数発生[’(0M25内には予
めsinOおよびcosΦのデータが記憶されており、
この記憶されたデータがカウント値Φに応じて順次読み
出されるようになっている。そして、データeO8Φが
デジタル乗算器20の他方の入力端に0(給され、デジ
タルsinΦがデジタル乗算器21の他方の入力端に供
給される。
を超えていれば“1″となり、0を超えていなければ“
01となろU/D信号をカウンタ24のアップダウン切
換端子U/Dに供給する。カウンタ24は、クロック信
号CKをカウントするものであり、アップダウン切換端
子U/[)に1”信号が供給されるとアップカウント、
“0”信号が供給されるとダウンカウントを行う。次に
、25は関数発生r(OMであり、カウンタ24のカウ
ント値Φに対応する正弦および余弦データを出力するも
のである。すなわち、関数発生[’(0M25内には予
めsinOおよびcosΦのデータが記憶されており、
この記憶されたデータがカウント値Φに応じて順次読み
出されるようになっている。そして、データeO8Φが
デジタル乗算器20の他方の入力端に0(給され、デジ
タルsinΦがデジタル乗算器21の他方の入力端に供
給される。
上記した構成によれば、ディジタル乗算器20の出力信
号が(sinO−cosΦ)、またディジタル乗算器2
1の出力信号が(cosθ・sinO)となり、しノこ
がって、ディジタル乗算器22の出力信号は、sinθ
’ cosΦ−cosθ0sinΦ=sin(θ−Φ)
となる。そして、デジタル比較器23は5in((7Φ
)の値が正の場合はU/D信号を“l”、負の場合はU
/f)信号を“0”とし、この結果、カウンタ24のカ
ウント値Φは、5in(θ−Φ)の符号に応じて増減す
る。上記ディジタル乗算器20.21と関数発生flO
M25によって関数発生乗算部28が構成され、比較器
23とカウンタ24によってカウント手段29が構成さ
れている。
号が(sinO−cosΦ)、またディジタル乗算器2
1の出力信号が(cosθ・sinO)となり、しノこ
がって、ディジタル乗算器22の出力信号は、sinθ
’ cosΦ−cosθ0sinΦ=sin(θ−Φ)
となる。そして、デジタル比較器23は5in((7Φ
)の値が正の場合はU/D信号を“l”、負の場合はU
/f)信号を“0”とし、この結果、カウンタ24のカ
ウント値Φは、5in(θ−Φ)の符号に応じて増減す
る。上記ディジタル乗算器20.21と関数発生flO
M25によって関数発生乗算部28が構成され、比較器
23とカウンタ24によってカウント手段29が構成さ
れている。
次に、図に示す30および31は、磁気センサ16およ
び17の出力信号を各々所定の閾値で判定することによ
り、“l”レベルと“0”レベルの2値信号に変換する
波形整形回路である。この場合、波形整形回路30およ
び31の出力信号P1およびP、は、各々位相が7r/
2ずれた矩形波となるよう構成されており、また、スケ
ール15に対する磁気センサI6および17の相対的な
移動方向が正方向の場合は、信号P1が進み位相となり
、逆に、移動方向が負方向の場合は、信号P、が進み位
相となる。33は磁気センサ16および17の移動方向
を判別する方向判別回路であり、例えば、信号Plの立
ち上がり時におけるパルスP。
び17の出力信号を各々所定の閾値で判定することによ
り、“l”レベルと“0”レベルの2値信号に変換する
波形整形回路である。この場合、波形整形回路30およ
び31の出力信号P1およびP、は、各々位相が7r/
2ずれた矩形波となるよう構成されており、また、スケ
ール15に対する磁気センサI6および17の相対的な
移動方向が正方向の場合は、信号P1が進み位相となり
、逆に、移動方向が負方向の場合は、信号P、が進み位
相となる。33は磁気センサ16および17の移動方向
を判別する方向判別回路であり、例えば、信号Plの立
ち上がり時におけるパルスP。
のレベルが“l”か”0”かによって方向を判別するよ
うに構成されている。この方向判別回路33の出力信号
Svは、カウンタ34のアップダウン切換端子に供給さ
れるとともに、外部に出力されるようになっている。カ
ウンタ34は、信号Swによってアップかダウンの切換
を行いながら、信号P1のパルス数をカウントするよう
になっている。
うに構成されている。この方向判別回路33の出力信号
Svは、カウンタ34のアップダウン切換端子に供給さ
れるとともに、外部に出力されるようになっている。カ
ウンタ34は、信号Swによってアップかダウンの切換
を行いながら、信号P1のパルス数をカウントするよう
になっている。
この場合、磁気センサ16および17がスケール15に
対して正方向に相対移動しているときにアップカウント
、負方向に相対移動しているときにダウ7カウントが行
なわれるようになっている。また、スケール15に灯し
磁気センサ16および17が相対的に1回転する毎に、
その基準位置において出力される0魚信号Szが、波形
整形回路32を介した後に、0点パルスPzとなり、こ
の0点パルスPzがカウンタ34のリセット端子Rに供
給されるようになっており、この結果、カウンタ34は
、磁気センサ16および17が基準位置に達する毎にリ
セットされる。したがって、カウンタ34のカウント値
は、磁気センサ16およびI7の現在位置と基準位置と
の間において、磁気センサ16および17が通過したス
ケール15上の磁気区間の散(磁気極数)に対応する値
となる。
対して正方向に相対移動しているときにアップカウント
、負方向に相対移動しているときにダウ7カウントが行
なわれるようになっている。また、スケール15に灯し
磁気センサ16および17が相対的に1回転する毎に、
その基準位置において出力される0魚信号Szが、波形
整形回路32を介した後に、0点パルスPzとなり、こ
の0点パルスPzがカウンタ34のリセット端子Rに供
給されるようになっており、この結果、カウンタ34は
、磁気センサ16および17が基準位置に達する毎にリ
セットされる。したがって、カウンタ34のカウント値
は、磁気センサ16およびI7の現在位置と基準位置と
の間において、磁気センサ16および17が通過したス
ケール15上の磁気区間の散(磁気極数)に対応する値
となる。
そして、カウンタ34の出力信号Nが変位データD o
utの上位側ビットのデータを構成し、カウンタ24の
カウント値Φが変位データD outの下位側ビットの
データを構成するようになっている。
utの上位側ビットのデータを構成し、カウンタ24の
カウント値Φが変位データD outの下位側ビットの
データを構成するようになっている。
上述した構成によれば、磁気センサI6および17が正
方向に相対移動すると、カウンタ34は磁気セッサ16
および17が磁気区間(磁化ピンチ)を通過する毎にア
ップカウントを行って行き、このカウント値が変位デー
タDouLの上位側ヒントに出力される。したがって、
変位データI)outの上位側ビットをみれば、磁気セ
ンサI6および17が磁化区間をいくつ通過したか、す
なわち、現時点において、磁気センサ16および17が
、基準位置から何ピッチロに位置しているかが分かる。
方向に相対移動すると、カウンタ34は磁気セッサ16
および17が磁気区間(磁化ピンチ)を通過する毎にア
ップカウントを行って行き、このカウント値が変位デー
タDouLの上位側ヒントに出力される。したがって、
変位データI)outの上位側ビットをみれば、磁気セ
ンサI6および17が磁化区間をいくつ通過したか、す
なわち、現時点において、磁気センサ16および17が
、基準位置から何ピッチロに位置しているかが分かる。
また、磁気センサ16と17から各々出力されるアナロ
グ正弦信号sinθとアナログ余弦信号cosθが、Δ
/D変換器18と19によって各々デジタル信号に変換
された後、関数発生ROM25から出力された信号CO
SΦとsinΦと各々乗算され、これらの乗算結果が減
算器22で減算されることによって、5in(0−Φ)
が得られる。そして、比較器23が、5in(0−Φ)
の値か正の場合はU/D信号を”l”、負の場合はU/
D信号を“0”とし、この結果、5in(0−Φ)の値
の正負によってカウンタ24のカウント値Φが増減し、
このカウント値Φに応じて関数発生r(OMの出力si
nΦとcosΦが増減する。したがって、乗算器20.
21→減算器22→比較器23−カウンタ24→関敢発
生ROM25−乗算器20.21と一巡するループによ
って、ディノタル・フェイズロックドループ■〕が構成
され、このフェイズロックドループ■〕は、5in(θ
−Φ)の値を常に0とし、すなわち、θ−(Dとするよ
うに動作するので、カウンタ24のカウント値Φは、磁
気センサ16が磁化区間内のどの位置にいるかを示す変
位データとなる。この場合、カウンタ24のビット数を
8〜ioヒツトとケれば、正弦信号sinθと余弦信号
COSθに対応ケ・る値θ(=0〜2π)が、フェイズ
ロックドループPによって256〜2048分割される
ことになり、カウント値Φによる検出位置分解能は、1
m化区間の1/256〜1/2048程度の精度となる
。
グ正弦信号sinθとアナログ余弦信号cosθが、Δ
/D変換器18と19によって各々デジタル信号に変換
された後、関数発生ROM25から出力された信号CO
SΦとsinΦと各々乗算され、これらの乗算結果が減
算器22で減算されることによって、5in(0−Φ)
が得られる。そして、比較器23が、5in(0−Φ)
の値か正の場合はU/D信号を”l”、負の場合はU/
D信号を“0”とし、この結果、5in(0−Φ)の値
の正負によってカウンタ24のカウント値Φが増減し、
このカウント値Φに応じて関数発生r(OMの出力si
nΦとcosΦが増減する。したがって、乗算器20.
21→減算器22→比較器23−カウンタ24→関敢発
生ROM25−乗算器20.21と一巡するループによ
って、ディノタル・フェイズロックドループ■〕が構成
され、このフェイズロックドループ■〕は、5in(θ
−Φ)の値を常に0とし、すなわち、θ−(Dとするよ
うに動作するので、カウンタ24のカウント値Φは、磁
気センサ16が磁化区間内のどの位置にいるかを示す変
位データとなる。この場合、カウンタ24のビット数を
8〜ioヒツトとケれば、正弦信号sinθと余弦信号
COSθに対応ケ・る値θ(=0〜2π)が、フェイズ
ロックドループPによって256〜2048分割される
ことになり、カウント値Φによる検出位置分解能は、1
m化区間の1/256〜1/2048程度の精度となる
。
「発明が解決しようとする課題」
ところで、上述したエンコーダ用信号処理回路において
は、磁気センサ16と17から各々出力されるアナログ
正弦信号sinθとアナログ余弦信号cosθを一旦デ
ィジタル信号に変換した後、両信号に共通する値θをデ
ィノタル・フェイズロックドループPによって微細に分
割し、この分割されたデータ(カウント値Φ)を変位デ
ータとして出ツノする構成であるので、検出位置分解能
を高めるためには、カウンタ24のビット数を増やし、
フェイズ[JツクドループP自体の分割能力を高めれば
よいことになる。しかしながら、カウンタ24のビット
数を増やにも限度があり、このため、単にフェイズロッ
クドループPのみによって分解能を高めるのではなく、
他の手段によって、高分解能化を図ることが必要であっ
た。
は、磁気センサ16と17から各々出力されるアナログ
正弦信号sinθとアナログ余弦信号cosθを一旦デ
ィジタル信号に変換した後、両信号に共通する値θをデ
ィノタル・フェイズロックドループPによって微細に分
割し、この分割されたデータ(カウント値Φ)を変位デ
ータとして出ツノする構成であるので、検出位置分解能
を高めるためには、カウンタ24のビット数を増やし、
フェイズ[JツクドループP自体の分割能力を高めれば
よいことになる。しかしながら、カウンタ24のビット
数を増やにも限度があり、このため、単にフェイズロッ
クドループPのみによって分解能を高めるのではなく、
他の手段によって、高分解能化を図ることが必要であっ
た。
また、フェイズロックドループPによって分割された変
位データはディジタル信号であるため、この変位データ
をアナログ制御回路等に供給する場合は、D/Aコンバ
ータを設けなければならないという欠点らあった。
位データはディジタル信号であるため、この変位データ
をアナログ制御回路等に供給する場合は、D/Aコンバ
ータを設けなければならないという欠点らあった。
この発明は、−F述した事情に鑑みてなされたもので、
センサ出力をアナログ信号処理によって分割した後、さ
らにディジタル信号処理によって細分割することにより
、全体として分解能を飛躍的に向」ニさせることができ
るエンコーダ用信号処理回路を提供することを目的とし
ている。
センサ出力をアナログ信号処理によって分割した後、さ
らにディジタル信号処理によって細分割することにより
、全体として分解能を飛躍的に向」ニさせることができ
るエンコーダ用信号処理回路を提供することを目的とし
ている。
「課題を解決するための手段」
この発明は、検出対象の変位に対応するアナログ正弦信
号およびアナログ余弦信号を各々出力する第1および第
2のセンサと、前記アナログ正弦信号およびアナログ余
弦信号に基づいて、n倍角のアナログ正弦信号およびア
ナログ余弦信号を算出するアナログ演算手段と、前記ア
ナログ演算手段によって算出されたn倍角のアナログ正
弦信号およびアナログ余弦信号を各々デジタル信号に変
換する第1および第2のA/D変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記差1のA/D変換器の出力信号と
の乗算結果および前記所定データに対応する正弦値と前
記第2のA/D変換器の出力信号の乗算結果を出力する
関数発生乗算部と、この関数発生乗算部の各乗算結果の
差を検出する減算手段と、この減算手段において検出さ
れた差に対応するカウントを行うとともに、前記差の正
負によりカウントのアップ/ダウンを切り換え、このカ
ウント結果を前記関数発生乗算部に1ri記所定データ
として供給するカウント手段とを具備し、前記関数発生
乗算部、前記減算手段および前記カウント手段によって
フェイズロックドループを構成し、前記カウント手段の
カウント値を変位データとして出力することを特徴とし
ている。
号およびアナログ余弦信号を各々出力する第1および第
2のセンサと、前記アナログ正弦信号およびアナログ余
弦信号に基づいて、n倍角のアナログ正弦信号およびア
ナログ余弦信号を算出するアナログ演算手段と、前記ア
ナログ演算手段によって算出されたn倍角のアナログ正
弦信号およびアナログ余弦信号を各々デジタル信号に変
換する第1および第2のA/D変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記差1のA/D変換器の出力信号と
の乗算結果および前記所定データに対応する正弦値と前
記第2のA/D変換器の出力信号の乗算結果を出力する
関数発生乗算部と、この関数発生乗算部の各乗算結果の
差を検出する減算手段と、この減算手段において検出さ
れた差に対応するカウントを行うとともに、前記差の正
負によりカウントのアップ/ダウンを切り換え、このカ
ウント結果を前記関数発生乗算部に1ri記所定データ
として供給するカウント手段とを具備し、前記関数発生
乗算部、前記減算手段および前記カウント手段によって
フェイズロックドループを構成し、前記カウント手段の
カウント値を変位データとして出力することを特徴とし
ている。
「作用 」
上記の構成によれば、アナログ演算手段によって、第1
および第2のセンサから各々出力されるアナログ正弦信
号およびアナログ余弦信号かn倍の周波数のアナログ正
弦信号およびアナログ余弦信号に変換され、これにより
、アナログ正弦信号およびアナログ余弦信号が実質的に
n分割されたことになり、さらに、次段のフェイズロッ
クドループによって行なわれるディジタル信号処理によ
って細分割され、これにより、全体として高分解能化を
達成するこができる。また、アナログ演算手段によって
n分割されたアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号
が、アナログ信号の状態で出力されるので、この出力を
直接アナログ制御回路等に供給することが可能となる。
および第2のセンサから各々出力されるアナログ正弦信
号およびアナログ余弦信号かn倍の周波数のアナログ正
弦信号およびアナログ余弦信号に変換され、これにより
、アナログ正弦信号およびアナログ余弦信号が実質的に
n分割されたことになり、さらに、次段のフェイズロッ
クドループによって行なわれるディジタル信号処理によ
って細分割され、これにより、全体として高分解能化を
達成するこができる。また、アナログ演算手段によって
n分割されたアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号
が、アナログ信号の状態で出力されるので、この出力を
直接アナログ制御回路等に供給することが可能となる。
「実施例」
以下、図面を参照してこの発明の実施例について説明す
る。
る。
第1図は、この発明の一実施例の構成を示すブロック図
であり、この図において第2図の各部に対応する部分に
は、同一の符号を付し、その説明を省略する。但し、本
実施例においては、スケール15上の円軌道に沿って磁
化された正弦波の一周期の間隔をα−0〜2πとし、磁
気センサ16および17からアナログ正弦信号sinα
およびアナログ余弦信号cosαが出力されろものとす
る。
であり、この図において第2図の各部に対応する部分に
は、同一の符号を付し、その説明を省略する。但し、本
実施例においては、スケール15上の円軌道に沿って磁
化された正弦波の一周期の間隔をα−0〜2πとし、磁
気センサ16および17からアナログ正弦信号sinα
およびアナログ余弦信号cosαが出力されろものとす
る。
第1図において、2は磁気センサ16および17から各
々出力されるアナログ正弦信号sinαおよびアナログ
余弦信号cosαを乗算し、その2倍の値(2cosα
・sinα)を算出するアナログ乗算回路である。この
乗算回路2の算出結果は、2cosα・s:na =s
in2 a −−(+ )であるので、値αの
2倍角、すなわち2倍の周波数のアナログ正弦信号5i
n2αに変換されたことになり、この正弦信号5in2
αか、アナログ正弦信号sinθとしてA/D変換器1
8に供給される。
々出力されるアナログ正弦信号sinαおよびアナログ
余弦信号cosαを乗算し、その2倍の値(2cosα
・sinα)を算出するアナログ乗算回路である。この
乗算回路2の算出結果は、2cosα・s:na =s
in2 a −−(+ )であるので、値αの
2倍角、すなわち2倍の周波数のアナログ正弦信号5i
n2αに変換されたことになり、この正弦信号5in2
αか、アナログ正弦信号sinθとしてA/D変換器1
8に供給される。
4は磁気センサ16から出力されるアナログ正弦信号s
inαを自乗し、その2倍の値(2sin’α)を算出
する2乗回路である。また、6は一定の値lから、上記
2乗回路4の算出結果(2sin”α)を減算する減算
回路である。この減算回路6の算出結果は、 1−5in”α= cos 2α ・・・・
・・ (2)であるので、値αの2倍角、すなわち2倍
の周波数のアナログ余弦信号cos 2αに変換された
ことになり、この余弦信号cos 2αが、アナログ余
弦信号COSθとしてA/I)変換器19に供給される
。
inαを自乗し、その2倍の値(2sin’α)を算出
する2乗回路である。また、6は一定の値lから、上記
2乗回路4の算出結果(2sin”α)を減算する減算
回路である。この減算回路6の算出結果は、 1−5in”α= cos 2α ・・・・
・・ (2)であるので、値αの2倍角、すなわち2倍
の周波数のアナログ余弦信号cos 2αに変換された
ことになり、この余弦信号cos 2αが、アナログ余
弦信号COSθとしてA/I)変換器19に供給される
。
上記乗算回路2と、2乗回路4と、減算回路6によって
、アナログ演算回路8が構成されている。
、アナログ演算回路8が構成されている。
ここで、正弦関数の展開式は、
〔nが奇数の場合〕
・ ・・ (3)
〔nが偶数の場合〕
sin na = ncosα[sinαn!−21
、3 −8l n α 3! ・・・・・・ (4) また、余弦関数の展開式は、 〔nが奇数の場合〕 cos nα=CO8α(1 n″−1、。
、3 −8l n α 3! ・・・・・・ (4) また、余弦関数の展開式は、 〔nが奇数の場合〕 cos nα=CO8α(1 n″−1、。
□S l n α
2!
(n”−1)(n”−3”)(n”−5”) −ea
t In(Z 十 −・・・) ・・・ 〔nが偶数の場合〕 Cog nα= 1− !!−1−sin”α+n″(
n”−2”へin’a2!4! n’(n”−2’)(n”−4’) −a6+
l n a 十 〜 ・・・) ・・・・・・ (6)である
。
t In(Z 十 −・・・) ・・・ 〔nが偶数の場合〕 Cog nα= 1− !!−1−sin”α+n″(
n”−2”へin’a2!4! n’(n”−2’)(n”−4’) −a6+
l n a 十 〜 ・・・) ・・・・・・ (6)である
。
そこで、n=2に特定すると上記(4)および(6)式
から、 5in2 a = 2 cosa 1sina
−(7)cos2 a−1−2sin’α−−(8
)が得られ、上述したアナログ演算回路8によって行な
われる上記(1)および(2)式と同一の式、いわゆる
三角関数の2倍角の公式が得られる。
から、 5in2 a = 2 cosa 1sina
−(7)cos2 a−1−2sin’α−−(8
)が得られ、上述したアナログ演算回路8によって行な
われる上記(1)および(2)式と同一の式、いわゆる
三角関数の2倍角の公式が得られる。
上述した実施例によれば、アナログ演算回路8によって
、磁気センサ16および17から各々出力されたアナロ
グ正弦信号sinαおよびアナログ余弦信号cocαが
、上記(1)および(2)式の演算を施すことによって
、2倍の周波数のアナログ正弦信号sinθ(−sin
2α)およびアナログ余弦信号COSθ(−cos2α
)に変換され、これにより正弦信号sinαと余弦信号
cosαに対応する値αが、実質的に2分割されたこと
になる。このようにして、アナログ演算回路8によって
2分割された後、アナログ正弦信号sinθおよびアナ
ログ余弦信号cosθが、A/D変ti器+8および1
9によってディジタル信号に変換され、そして、従来と
同様にフェイズロックドループPによって、そのカウン
タ24のビット数に応じて細分割される。したがって、
第2図に示す従来のフェイズロックドループPのみの構
成と比較して、2倍の分解能が得られることになる。
、磁気センサ16および17から各々出力されたアナロ
グ正弦信号sinαおよびアナログ余弦信号cocαが
、上記(1)および(2)式の演算を施すことによって
、2倍の周波数のアナログ正弦信号sinθ(−sin
2α)およびアナログ余弦信号COSθ(−cos2α
)に変換され、これにより正弦信号sinαと余弦信号
cosαに対応する値αが、実質的に2分割されたこと
になる。このようにして、アナログ演算回路8によって
2分割された後、アナログ正弦信号sinθおよびアナ
ログ余弦信号cosθが、A/D変ti器+8および1
9によってディジタル信号に変換され、そして、従来と
同様にフェイズロックドループPによって、そのカウン
タ24のビット数に応じて細分割される。したがって、
第2図に示す従来のフェイズロックドループPのみの構
成と比較して、2倍の分解能が得られることになる。
また、アナログ演算回路8によって2分割されたアナロ
グ正弦信号sinθおよびアナログ余弦信号cO8θが
、アナログ信号の状態で出力されるので、この出力を直
接アナログ制御回路等に供給することら可能であり、さ
らに、アナログ演算回路8を、1段カスケード接続する
ことにより、アナログ信号の状態で2m倍の分解能を得
ることらできる。
グ正弦信号sinθおよびアナログ余弦信号cO8θが
、アナログ信号の状態で出力されるので、この出力を直
接アナログ制御回路等に供給することら可能であり、さ
らに、アナログ演算回路8を、1段カスケード接続する
ことにより、アナログ信号の状態で2m倍の分解能を得
ることらできる。
また、アナログ演算回路8と、A/D変換器18.19
と、乗算手段20.21と、減算手段22と、比較器2
3と、カウンタ24と、関数発生ROM25とを、単一
の半導体基板上に構成することにより、小形化を図るこ
とができる。
と、乗算手段20.21と、減算手段22と、比較器2
3と、カウンタ24と、関数発生ROM25とを、単一
の半導体基板上に構成することにより、小形化を図るこ
とができる。
なお、上述した実施例においては、磁化軌道が円形であ
る磁気式ロークリエンコーダに適用した場合について説
明したが、磁化軌道が直線の場合、すなわち、リニアタ
イプのエンコーダにも適用することができ、また、光学
式や電磁式のエンコーダに適用しても勿論構わない。
る磁気式ロークリエンコーダに適用した場合について説
明したが、磁化軌道が直線の場合、すなわち、リニアタ
イプのエンコーダにも適用することができ、また、光学
式や電磁式のエンコーダに適用しても勿論構わない。
「発明の効果」
以」二説明したように、この発明によれば、検出対象の
変位に対応するアナログ正弦信号およびアナログ余弦信
号を各々出力する第1および第2のセンサと、前記アナ
ログ正弦信号およびアナログ余弦信号に基づいて、n倍
角のアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号を算出す
るアナログ演算手段を設けたので、この出力を直接アナ
ログ制御回路等に供給することができ、また、前記アナ
ログ演算手段によって算出されたn倍角のアナログ正弦
信号およびアナログ余弦信号を各々ディジタル信号に変
換し、関数発生乗算部、減算手段およびカウント手段に
よって構成されるフェイズロックドループによって細分
割するようにしたので、第1および第2のセンサから出
力されるアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号が、
アナログ演算手段によるアナログ信号処理によって分割
された後、さらにフェイズロックドループによるディジ
タル信号処理によって細分割され、全体として分解能を
飛躍的に向上さけることができるという効果が得られる
。
変位に対応するアナログ正弦信号およびアナログ余弦信
号を各々出力する第1および第2のセンサと、前記アナ
ログ正弦信号およびアナログ余弦信号に基づいて、n倍
角のアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号を算出す
るアナログ演算手段を設けたので、この出力を直接アナ
ログ制御回路等に供給することができ、また、前記アナ
ログ演算手段によって算出されたn倍角のアナログ正弦
信号およびアナログ余弦信号を各々ディジタル信号に変
換し、関数発生乗算部、減算手段およびカウント手段に
よって構成されるフェイズロックドループによって細分
割するようにしたので、第1および第2のセンサから出
力されるアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号が、
アナログ演算手段によるアナログ信号処理によって分割
された後、さらにフェイズロックドループによるディジ
タル信号処理によって細分割され、全体として分解能を
飛躍的に向上さけることができるという効果が得られる
。
第1図はこの発明の一実施例構成を示すブロック図、第
2図は従来のエンコーダ用信号処理回路の構成を示すブ
ロック図である。 2・・・・・・乗算回路、 4・・・・ 2乗回路、 6 ・・・減算回路、 8・・ アナログ演算回路(アナログ演算手段)、16
.17 ・・磁気センサ(第1.第2のセンサ)、1
8.19・・・・A/D変換器 (第1.第2のA/D変換器)、 20.21・・・・・乗算器(関数発生乗算部)、22
・・・・・・減算器(減算手段)、23・・ 比較器(
カウント手段)、 24・・・・カウンタ(カウント手段)、・・関数発生
FtOM(関数発生乗算部)。 P・・・フェイズロックドループ
2図は従来のエンコーダ用信号処理回路の構成を示すブ
ロック図である。 2・・・・・・乗算回路、 4・・・・ 2乗回路、 6 ・・・減算回路、 8・・ アナログ演算回路(アナログ演算手段)、16
.17 ・・磁気センサ(第1.第2のセンサ)、1
8.19・・・・A/D変換器 (第1.第2のA/D変換器)、 20.21・・・・・乗算器(関数発生乗算部)、22
・・・・・・減算器(減算手段)、23・・ 比較器(
カウント手段)、 24・・・・カウンタ(カウント手段)、・・関数発生
FtOM(関数発生乗算部)。 P・・・フェイズロックドループ
Claims (2)
- (1)検出対象の変位に対応するアナログ正弦信号およ
びアナログ余弦信号を各々出力する第1および第2のセ
ンサと、 前記アナログ正弦信号およびアナログ余弦信号に基づい
て、n倍角のアナログ正弦信号およびアナログ余弦信号
を算出するアナログ演算手段と、前記アナログ演算手段
によって算出されたn倍角のアナログ正弦信号およびア
ナログ余弦信号を各々デジタル信号に変換する第1およ
び第2のA/D変換器と、 所定データに対応する余弦値と前記第1のA/D変換器
の出力信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第2のA/D変換器の出力信号の乗算結
果を出力する関数発生乗算部と、 この関数発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手
段と、 この減算手段において検出された差に対応するカウント
を行うとともに、前記差の正負によりカウントのアップ
/ダウンを切り換え、このカウント結果を前記関数発生
乗算部に前記所定データとして供給するカウント手段と
を具備し、 前記関数発生乗算部、前記減算手段および前記カウント
手段によってフェイズロックドループを構成し、前記カ
ウント手段のカウント値を変位データとして出力するこ
とを特徴とするエンコーダ用信号処理回路。 - (2)前記アナログ演算手段、前記第1および第2のA
/D変換器、前記関数発生乗算部、前記減算手段および
前記カウント手段を単一の半導体基板上に構成したこと
を特徴とする請求項1記載のエンコーダ用信号処理回路
。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63170599A JPH0726858B2 (ja) | 1988-07-08 | 1988-07-08 | エンコーダ用信号処理回路 |
US07/376,694 US4987414A (en) | 1988-07-08 | 1989-07-07 | Signal processing circuit for an encoder |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63170599A JPH0726858B2 (ja) | 1988-07-08 | 1988-07-08 | エンコーダ用信号処理回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0221215A true JPH0221215A (ja) | 1990-01-24 |
JPH0726858B2 JPH0726858B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=15907834
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63170599A Expired - Fee Related JPH0726858B2 (ja) | 1988-07-08 | 1988-07-08 | エンコーダ用信号処理回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4987414A (ja) |
JP (1) | JPH0726858B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007155720A (ja) * | 2005-12-01 | 2007-06-21 | Agilent Technol Inc | 改良形補間エンコーダ |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AT397872B (de) * | 1991-06-03 | 1994-07-25 | Rsf Elektronik Gmbh | Inkrementales messsystem |
JP3367226B2 (ja) * | 1994-10-20 | 2003-01-14 | ソニー・プレシジョン・テクノロジー株式会社 | 変位量検出装置 |
WO2003058820A2 (de) * | 2002-01-11 | 2003-07-17 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Verfahren zur interpolation mindestens zweier positionsabhängiger, periodischer, zueinander phasenverschobener analogsignale |
DE10234744A1 (de) * | 2002-07-30 | 2004-02-19 | Elgo-Electric Gmbh | Vorrichtung zur Positions-und/oder Längenbestimmung |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4445112A (en) * | 1980-12-12 | 1984-04-24 | Bei Electronics, Inc. | Positional encoders with plug-together modules |
US4811254A (en) * | 1985-12-17 | 1989-03-07 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Displacement detector for an encoder |
-
1988
- 1988-07-08 JP JP63170599A patent/JPH0726858B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-07-07 US US07/376,694 patent/US4987414A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007155720A (ja) * | 2005-12-01 | 2007-06-21 | Agilent Technol Inc | 改良形補間エンコーダ |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0726858B2 (ja) | 1995-03-29 |
US4987414A (en) | 1991-01-22 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |