JPH02182060A - 変調装置 - Google Patents
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- JPH02182060A JPH02182060A JP1001835A JP183589A JPH02182060A JP H02182060 A JPH02182060 A JP H02182060A JP 1001835 A JP1001835 A JP 1001835A JP 183589 A JP183589 A JP 183589A JP H02182060 A JPH02182060 A JP H02182060A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は搬送波の振幅および位相を情報として用いる変
調方式において増幅器の非線形性を補償するために予め
通信信号波形を変形させて送出する変調装置に関する。
調方式において増幅器の非線形性を補償するために予め
通信信号波形を変形させて送出する変調装置に関する。
（従来の技術）
近年、電波資源がたりなくなってきていることから、無
線通信では周波数の有効利用を図るためにチャンネルの
狭帯域化が進んでいる。チャンネル帯域が狭くなれば、
帯域の広がるＦＭ等の非線形な変調方式よりは、線形な
変調方式の方が好ましい。これはディジタル伝送、アナ
ログ伝送を問わない。線形変調方式では増幅器の非線形
性による送信スペクトルの劣化および受信特性の劣化が
問題になる。
線通信では周波数の有効利用を図るためにチャンネルの
狭帯域化が進んでいる。チャンネル帯域が狭くなれば、
帯域の広がるＦＭ等の非線形な変調方式よりは、線形な
変調方式の方が好ましい。これはディジタル伝送、アナ
ログ伝送を問わない。線形変調方式では増幅器の非線形
性による送信スペクトルの劣化および受信特性の劣化が
問題になる。
通常の増幅器の入出力非線形特性には第３図に示すよう
にＡＭ−ＡＭ変換と呼ばれる出力振幅の飽和特性と、Ａ
Ｍ−ＰＭ変換と呼ばれる出力位相の入力振幅による変化
がある。入力振幅が飽和点から十分小さい点では、振幅
特性は直線であり位相の変化もない。しかしながら、入
力振幅が飽和点に近づくにつれて、出力振幅は飽和し、
出力位相は回転し始める。その結果として送信スペクト
ルの劣化、および受信特性の劣化をまねく。
にＡＭ−ＡＭ変換と呼ばれる出力振幅の飽和特性と、Ａ
Ｍ−ＰＭ変換と呼ばれる出力位相の入力振幅による変化
がある。入力振幅が飽和点から十分小さい点では、振幅
特性は直線であり位相の変化もない。しかしながら、入
力振幅が飽和点に近づくにつれて、出力振幅は飽和し、
出力位相は回転し始める。その結果として送信スペクト
ルの劣化、および受信特性の劣化をまねく。
第２図（ａ）〜（ｄ）はこのような非線形増幅器の信号
に対する影響を１６値ＱＡＭを例に示している。第２図
（ａ）は本来あるべき送信信号の位相平面における信号
点分布であり、第２図（ｂ）はその時の送信スペクトル
分布である。第２図（ｅ）は動作点を飽和レベルの近く
にしたときの増幅器出力の位相平面における信号点の分
布を示す。第２図（ｅ）の信号点は第２図（ａ）の信号
点に比して歪んでいる。この時の送信スペクトルは第２
図（ｄ）に示すように、３次および５次等奇数次の相互
変調成分が出て、隣接チャンネルへの干渉の原因となる
。また、受信機は第２図（ａ）の信号点が送られたもの
として判定を行うので、第２図（Ｃ）のような信号点が
送られると、小さな雑音によって誤りを起こしてしまい
、受信特性が劣化する。
に対する影響を１６値ＱＡＭを例に示している。第２図
（ａ）は本来あるべき送信信号の位相平面における信号
点分布であり、第２図（ｂ）はその時の送信スペクトル
分布である。第２図（ｅ）は動作点を飽和レベルの近く
にしたときの増幅器出力の位相平面における信号点の分
布を示す。第２図（ｅ）の信号点は第２図（ａ）の信号
点に比して歪んでいる。この時の送信スペクトルは第２
図（ｄ）に示すように、３次および５次等奇数次の相互
変調成分が出て、隣接チャンネルへの干渉の原因となる
。また、受信機は第２図（ａ）の信号点が送られたもの
として判定を行うので、第２図（Ｃ）のような信号点が
送られると、小さな雑音によって誤りを起こしてしまい
、受信特性が劣化する。
送信スペクトル特性および受信特性の劣化を防ぐために
、このような増幅器の非線形性を補償する必要がある。
、このような増幅器の非線形性を補償する必要がある。
従来、このような非線形性を補償し、かつ増幅器特性の
時間変化をも補償するものとしては、第５図に示した従
来の適応線形化回路付変調装置がある。この回路は、無
線語出力におけるバンドパスフィルター（ＢＰＦ）除去
できない混変調を除去する回路である。
時間変化をも補償するものとしては、第５図に示した従
来の適応線形化回路付変調装置がある。この回路は、無
線語出力におけるバンドパスフィルター（ＢＰＦ）除去
できない混変調を除去する回路である。
一般に変調された帯域信号５（ｔ）は、搬送波周波数を
ｆｏとして、 ５（ｔ）＝ Ｒｅ（（ａ（ｔ） ＋ｊｂ（ｔ）） ｅｘ
ｐθ２ｎ ｆａｔ）） −、−、、、、、、、（１）と
書ける。ここでａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）は等価ベースバン
ド信号である。入出力非線形特性をもつ増幅器を５（ｔ
）が亨と、出力ｓ’（ｔ）は、 ｓ’（ｔ）＝Ｒｅ（Ｆ［ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）］ｅｘｐ
（ｊ２ｎｆｃｔ）） 、、、、、、、、、 （２）
となる。ここでＦ［ａ（ｔ）＋ｊｂ（を月は、第３図の
ような入出力振幅位相特性を持つ関数である。従って、
Ｆ（Ｇ［ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）］）＝ａ（ｔ）＋ｊｂ（
ｔ） 、、、、、、、、、、、、、、、 （３）となる
関数Ｇ（ｘ）を実現した回路出力を増幅器に通すと、増
幅器出力において歪みを受けない送信信号が得られる。
ｆｏとして、 ５（ｔ）＝ Ｒｅ（（ａ（ｔ） ＋ｊｂ（ｔ）） ｅｘ
ｐθ２ｎ ｆａｔ）） −、−、、、、、、、（１）と
書ける。ここでａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）は等価ベースバン
ド信号である。入出力非線形特性をもつ増幅器を５（ｔ
）が亨と、出力ｓ’（ｔ）は、 ｓ’（ｔ）＝Ｒｅ（Ｆ［ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）］ｅｘｐ
（ｊ２ｎｆｃｔ）） 、、、、、、、、、 （２）
となる。ここでＦ［ａ（ｔ）＋ｊｂ（を月は、第３図の
ような入出力振幅位相特性を持つ関数である。従って、
Ｆ（Ｇ［ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）］）＝ａ（ｔ）＋ｊｂ（
ｔ） 、、、、、、、、、、、、、、、 （３）となる
関数Ｇ（ｘ）を実現した回路出力を増幅器に通すと、増
幅器出力において歪みを受けない送信信号が得られる。
この装置の基本動作は（１）式におけるａ（ｔ）＋ｊｂ
（ｔ）を受けて（３）式における関数Ｇ（ｘ）を実現し
たディジタル回路に通し、非線形増幅器出力でＲｅ（（
ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ））ｅ”！１ｆ、ｔ）を得る変調装
置であり、関数Ｇ（ｘ）の形を増幅器特性の時間的な変
化に適応して変化させる機能も兼ねそなえている。
（ｔ）を受けて（３）式における関数Ｇ（ｘ）を実現し
たディジタル回路に通し、非線形増幅器出力でＲｅ（（
ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ））ｅ”！１ｆ、ｔ）を得る変調装
置であり、関数Ｇ（ｘ）の形を増幅器特性の時間的な変
化に適応して変化させる機能も兼ねそなえている。
従って、この変調装置に入力する信号は、送信したい情
報信号（例えば音声信号やＮ値ディジタル信号等）を、
変調方式によって決定される複素等価ベースバンド信号
ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）を細かくサンプルした信号となる
。例えば音声信号をＳＳＢで送る場合、ａ（ｔ）はその
ままの音声信号であり、ｂ（ｔ）はａ（ｔ）をヒルベル
ト変換した信号となる。また、ａ（ｔ） ＋ｊｂ（ｔ）
のサンプル臭気が短くなればなるほど増幅器出力の線形
性は高くなる。例えば、信号帯域の４倍以上の周波数で
サンプルした場合、３次歪成分が十分に等化され、６倍
以上の周波数でサンプルした場合には５次歪成分までが
十分に等化される。以下に第５図のブロック図の動作を
説明する。
報信号（例えば音声信号やＮ値ディジタル信号等）を、
変調方式によって決定される複素等価ベースバンド信号
ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）を細かくサンプルした信号となる
。例えば音声信号をＳＳＢで送る場合、ａ（ｔ）はその
ままの音声信号であり、ｂ（ｔ）はａ（ｔ）をヒルベル
ト変換した信号となる。また、ａ（ｔ） ＋ｊｂ（ｔ）
のサンプル臭気が短くなればなるほど増幅器出力の線形
性は高くなる。例えば、信号帯域の４倍以上の周波数で
サンプルした場合、３次歪成分が十分に等化され、６倍
以上の周波数でサンプルした場合には５次歪成分までが
十分に等化される。以下に第５図のブロック図の動作を
説明する。
入力端子５０１および５０２から、送信するベースバン
ド信号を信号帯域のｎ倍（ｎは２以上の正整数）でサン
プル量子化された信号が入力する。サンプル周波数は除
去する混変調信号の帯域の２倍以上となる周波数である
。入力した信号５１１−Ｉおよび５１１−Ｑは、複素信
号をサンプル量子化した信号系列の実部および種部をあ
られす。第４図に入力信号の例を実線で示した。信号５
１１−Ｉ及び５１１−Ｑを受けた書き換え可能なメモリ
ー（ＲＡＭ）５２０は、増幅器の非線形性を補償するた
めの歪を加えた複素信号をあられす５２１−Ｉおよび５
２１−Ｑを出力する。第４図に信号５１１−Ｉの例を実
線で、５２１−Ｉの例を破線で示した。信号（５１１−
１゜５１１−Ｑ）から信号（５２１−Ｉ、 ５２１−Ｑ
）への変換特性は、非線形増幅器の非線形特性とちょう
ど逆特性となる非線形特性（式（３）におけるＧ（ｘ）
）を示している。信号５２１−Ｉおよび５２１−Ｑはデ
ィジタル・アナログ（ＤＡ）変換器５３０でそれぞれア
ナログ信号に変換される。直交変調器５４０ではＤＡ変
換器５３０の出力を受けて発振器５４１で出力を変調す
る。変調された信号は出力端子５０４より増幅器（図示
せず）へ入力する。増幅器出力の一部が入力端子５０３
より入力し、直交復調器５４５において複素ベースバン
ド信号５４９−Ｉ、 ５４９−Ｑに復調される。信号５
４９−Ｉおよび５４９−Ｑは、アナログ・ディジタル（
ＡＤ）変換器５５０においてサンプル量子化される。減
算回路５６０では本来送信されるべき信号である５１１
−Ｉ、 ５１１−ＱからＡＤ変換器出力５５１−Ｉ、
５５１−Ｑをそれぞれ引き算する。ＲＡＭ５２０におい
て信号（５１１−Ｉ。
ド信号を信号帯域のｎ倍（ｎは２以上の正整数）でサン
プル量子化された信号が入力する。サンプル周波数は除
去する混変調信号の帯域の２倍以上となる周波数である
。入力した信号５１１−Ｉおよび５１１−Ｑは、複素信
号をサンプル量子化した信号系列の実部および種部をあ
られす。第４図に入力信号の例を実線で示した。信号５
１１−Ｉ及び５１１−Ｑを受けた書き換え可能なメモリ
ー（ＲＡＭ）５２０は、増幅器の非線形性を補償するた
めの歪を加えた複素信号をあられす５２１−Ｉおよび５
２１−Ｑを出力する。第４図に信号５１１−Ｉの例を実
線で、５２１−Ｉの例を破線で示した。信号（５１１−
１゜５１１−Ｑ）から信号（５２１−Ｉ、 ５２１−Ｑ
）への変換特性は、非線形増幅器の非線形特性とちょう
ど逆特性となる非線形特性（式（３）におけるＧ（ｘ）
）を示している。信号５２１−Ｉおよび５２１−Ｑはデ
ィジタル・アナログ（ＤＡ）変換器５３０でそれぞれア
ナログ信号に変換される。直交変調器５４０ではＤＡ変
換器５３０の出力を受けて発振器５４１で出力を変調す
る。変調された信号は出力端子５０４より増幅器（図示
せず）へ入力する。増幅器出力の一部が入力端子５０３
より入力し、直交復調器５４５において複素ベースバン
ド信号５４９−Ｉ、 ５４９−Ｑに復調される。信号５
４９−Ｉおよび５４９−Ｑは、アナログ・ディジタル（
ＡＤ）変換器５５０においてサンプル量子化される。減
算回路５６０では本来送信されるべき信号である５１１
−Ｉ、 ５１１−ＱからＡＤ変換器出力５５１−Ｉ、
５５１−Ｑをそれぞれ引き算する。ＲＡＭ５２０におい
て信号（５１１−Ｉ。
５１１−Ｑ）から（５２１−Ｉ、 ５２１−Ｑ）への変
換が増幅器の非線形性を補償するように正しく行なわれ
ていれば、減算回路５６０の出力はＯとなる。この出力
がＯでない時には、修正量発生回路５７０において減算
回路５６０出力が９倍される（ｐは１以下の定数）。加
算回路５８０ではＲＡＭ５２０出力と修正量発生回路出
力が加算され、信号５７１−Ｉ、 ５７１−Ｑを出力す
る。信号５７１−Ｉ、 ５７１−ＱはＲＡＭ５２０に入
力し、ＲＡＭの内容を書きかえる。
換が増幅器の非線形性を補償するように正しく行なわれ
ていれば、減算回路５６０の出力はＯとなる。この出力
がＯでない時には、修正量発生回路５７０において減算
回路５６０出力が９倍される（ｐは１以下の定数）。加
算回路５８０ではＲＡＭ５２０出力と修正量発生回路出
力が加算され、信号５７１−Ｉ、 ５７１−Ｑを出力す
る。信号５７１−Ｉ、 ５７１−ＱはＲＡＭ５２０に入
力し、ＲＡＭの内容を書きかえる。
（発明が解決しようとする問題点）
このような従来方式では、ディジタルアナログ変換回路
５３０入力からアナログディジタル変換回路５５０出力
までの帰還部において遅延が存在する場合に、減算回路
において正確な信号の比較ができなくなり当初設計した
歪補償ができなくなる。仮に、装置製造時においてこの
遅延時間に起因する減算回路の二つの入力信号の時間差
をなくすように調整したとする。この時、歪補償用のＲ
ＡＭに記憶された値、ディジタルアナログ変換回路５３
０入力からアナログディジタル変換回路５５０出力まで
に起こる非線形歪を正確に補償する値に設定される。
５３０入力からアナログディジタル変換回路５５０出力
までの帰還部において遅延が存在する場合に、減算回路
において正確な信号の比較ができなくなり当初設計した
歪補償ができなくなる。仮に、装置製造時においてこの
遅延時間に起因する減算回路の二つの入力信号の時間差
をなくすように調整したとする。この時、歪補償用のＲ
ＡＭに記憶された値、ディジタルアナログ変換回路５３
０入力からアナログディジタル変換回路５５０出力まで
に起こる非線形歪を正確に補償する値に設定される。
そのとき第６図の減算器５６０の入力５１１−Ｉと５５
１−Ｉ並びに５１１−Ｑと５１１−Ｑは全く等しく減算
器５６０の出力は０となる。しかし、実際に使用する過
程で増幅器の遅延特性が変化したりする。また、自動車
電話などでは通話回線が接続される度に使用周波数が変
わり、その都度若干の遅延時間の変化が起こる。
１−Ｉ並びに５１１−Ｑと５１１−Ｑは全く等しく減算
器５６０の出力は０となる。しかし、実際に使用する過
程で増幅器の遅延特性が変化したりする。また、自動車
電話などでは通話回線が接続される度に使用周波数が変
わり、その都度若干の遅延時間の変化が起こる。
このようなときに、下に述べるように改善特性の劣化が
起こる。
起こる。
増幅器の遅延特性に変化が起こり、変化値を１とする。
復調器出力は、
ａ（ｔ＋′ｃ）とｂ（ｔ＋Ｉ）
となる。減算器入力は、例えば５５１−Ｉはａ（ｔ）で
ある。
ある。
その関係は第６図にしめしたようになり、減算回路５６
０の出力はＯでなくなる。その結果、ＲＡＭの値が必要
がないのに書き換わり、送信信号スペクトル劣化を起こ
す。また、−旦設定されたＲＡＭの値が消えた場合、以
前の遅延特性と変わっているとＲＡＭの初期設定が正し
く行なわれない。
０の出力はＯでなくなる。その結果、ＲＡＭの値が必要
がないのに書き換わり、送信信号スペクトル劣化を起こ
す。また、−旦設定されたＲＡＭの値が消えた場合、以
前の遅延特性と変わっているとＲＡＭの初期設定が正し
く行なわれない。
本発明の目的は、このような欠点を克服し、送信スペク
トル特性を常に高精度に改善する非線形歪補償回路付き
変調装置の提供にある。
トル特性を常に高精度に改善する非線形歪補償回路付き
変調装置の提供にある。
（問題点を解決するための手段）
前述した問題点を解決する本願の第一の発明は、複素表
現された入力サンプル値系列を入力する第一の入力端子
と；前記複素表現された入力サンプル値系列の１／Ｎの
信号帯域をもつ複素表現された入力サンプル値系列を入
力する第二の入力端子と；前記二つの入力端子からの信
号を切り替えて出力する切換え回路と；該切換え回路出
力をうけて増幅器の非線形性を補償するように予め歪ま
せた複素信号のサンプル値系列を変換テーブルを参照し
て出力する信号変換回路と；該信号変換回路出力と搬送
波をうけて送信信号に変換する直交変調器と；前記搬送
波を出力する発振器と；該直交変調器出力信号を増幅す
る非線形増幅機と；前記発振器出力により前記増幅器出
力をふたつの基底低域信号に変換する直交復調器と；サ
ンプルタイミングクロックを受けてふたつの前記直交復
調器出力をサンプルするサンプル器と；前記入力サンプ
ル値系列をサンプル時間間隔の整数倍だけ遅らせる遅延
回路と；前記遅延回路出力と前記サンプル回路出力との
間の差をとる減算回路：前記減算回路出力の絶対値があ
らかじめ定められたしきい値より大きい場合には前記切
換え回路において信号帯域の狭い前記第二の入力端子入
力を出力し、前記減算回路出力の絶対値が前記あらかじ
め定められたしきい値より小さい場合には前記切換え回
路において信号帯域の広い前記第一の入力端子入力を出
力するように切換え回路を制御する制御回路と；前記サ
ンプルタイミングクロックを発生するクロック発生回路
と；前記減算器出力と前記信号変換回路出力を加算し前
記信号変換回路の前記変換テーブルを書き換える加算器
とからなることを特徴とする。
現された入力サンプル値系列を入力する第一の入力端子
と；前記複素表現された入力サンプル値系列の１／Ｎの
信号帯域をもつ複素表現された入力サンプル値系列を入
力する第二の入力端子と；前記二つの入力端子からの信
号を切り替えて出力する切換え回路と；該切換え回路出
力をうけて増幅器の非線形性を補償するように予め歪ま
せた複素信号のサンプル値系列を変換テーブルを参照し
て出力する信号変換回路と；該信号変換回路出力と搬送
波をうけて送信信号に変換する直交変調器と；前記搬送
波を出力する発振器と；該直交変調器出力信号を増幅す
る非線形増幅機と；前記発振器出力により前記増幅器出
力をふたつの基底低域信号に変換する直交復調器と；サ
ンプルタイミングクロックを受けてふたつの前記直交復
調器出力をサンプルするサンプル器と；前記入力サンプ
ル値系列をサンプル時間間隔の整数倍だけ遅らせる遅延
回路と；前記遅延回路出力と前記サンプル回路出力との
間の差をとる減算回路：前記減算回路出力の絶対値があ
らかじめ定められたしきい値より大きい場合には前記切
換え回路において信号帯域の狭い前記第二の入力端子入
力を出力し、前記減算回路出力の絶対値が前記あらかじ
め定められたしきい値より小さい場合には前記切換え回
路において信号帯域の広い前記第一の入力端子入力を出
力するように切換え回路を制御する制御回路と；前記サ
ンプルタイミングクロックを発生するクロック発生回路
と；前記減算器出力と前記信号変換回路出力を加算し前
記信号変換回路の前記変換テーブルを書き換える加算器
とからなることを特徴とする。
本願の第二の発明は、複素表現された入力サンプル値系
列をうけて増幅器の非線形性を補償するように予め歪ま
せた複素信号のサンプル値系列を変換テーブルを参照し
て出力する信号変換回路と；該信号変換回路出力と搬送
波をうけて送信信号に変換する直交変調器と；前記搬送
波を出力する発振器と；該直交変調器出力信号を増幅す
る非線形増幅器と；前記発振器出力により前記増幅器出
力をふたつの基底帯域信号に変換する直交復調器と；サ
ンプルタイミングクロックを受けてふたつの前記直交復
調器出力をサンプルするサンプル器と；前記入力サンプ
ル値系列をサンプル時間間隔の整数倍だけ遅らせる遅延
回路と；前記遅延回路出力と前記サンプル回路出力との
間の差をとる減算器と；前記遅延回路出力を受けて、遅
延された前記サンプル値系列の微分信号を出力する微分
回路と；前記減算器出力と前記微分回路出力の商を出力
する割り算回路と；前記割り算器出力を受けて前記割り
算器出力が零になるように前記サンプルタイミングクロ
ックの位相を調整するクロック発生回路と；前記減算器
出力と前記信号変換回路出力を加算し前記信号変換回路
の前記変換テーブルを書き換える加算器とからなること
を？ｔＨｔｆとする。
列をうけて増幅器の非線形性を補償するように予め歪ま
せた複素信号のサンプル値系列を変換テーブルを参照し
て出力する信号変換回路と；該信号変換回路出力と搬送
波をうけて送信信号に変換する直交変調器と；前記搬送
波を出力する発振器と；該直交変調器出力信号を増幅す
る非線形増幅器と；前記発振器出力により前記増幅器出
力をふたつの基底帯域信号に変換する直交復調器と；サ
ンプルタイミングクロックを受けてふたつの前記直交復
調器出力をサンプルするサンプル器と；前記入力サンプ
ル値系列をサンプル時間間隔の整数倍だけ遅らせる遅延
回路と；前記遅延回路出力と前記サンプル回路出力との
間の差をとる減算器と；前記遅延回路出力を受けて、遅
延された前記サンプル値系列の微分信号を出力する微分
回路と；前記減算器出力と前記微分回路出力の商を出力
する割り算回路と；前記割り算器出力を受けて前記割り
算器出力が零になるように前記サンプルタイミングクロ
ックの位相を調整するクロック発生回路と；前記減算器
出力と前記信号変換回路出力を加算し前記信号変換回路
の前記変換テーブルを書き換える加算器とからなること
を？ｔＨｔｆとする。
（作用）
本願の第１の発明は、ＲＡＭの初期値を正しく行なえる
ようにした回路方式に関する。これまで述べてきた増幅
器の遅延特性による劣化は、遅延が信号帯域の逆数に比
べ十分率さい時には問題とならない。
ようにした回路方式に関する。これまで述べてきた増幅
器の遅延特性による劣化は、遅延が信号帯域の逆数に比
べ十分率さい時には問題とならない。
電源投入時又は復調器出力のサンプルタイミングが大き
くずれた時には送信信号の帯域を十分に狭くして初期設
定を行ない、その後に通常の信号を通せばよい。このよ
うな切換えは、復調器出力と基準信号の差分を見てその
絶対値が一定時間つづけて大きくなれば狭帯域信号に変
え、差分が十分率さい時に通常の信号を通せばよい。
くずれた時には送信信号の帯域を十分に狭くして初期設
定を行ない、その後に通常の信号を通せばよい。このよ
うな切換えは、復調器出力と基準信号の差分を見てその
絶対値が一定時間つづけて大きくなれば狭帯域信号に変
え、差分が十分率さい時に通常の信号を通せばよい。
本願の第２の発明は、ＲＡＭ値が正しく設定された時の
遅延制御に関する。
遅延制御に関する。
ＲＡＭの値が十分に正しい時には復調された帰還信号は
、送信信号と全く等しい。この時例えば第６図の減算回
路の入力に時間差があるとその出力は、例えば Δ５（ｔ）＝Ｓ（ｔ）−８（ｔ−ｔ） 、、、、、、、
。、、、、、、、、、、、、、、 （４）と書ける。
、送信信号と全く等しい。この時例えば第６図の減算回
路の入力に時間差があるとその出力は、例えば Δ５（ｔ）＝Ｓ（ｔ）−８（ｔ−ｔ） 、、、、、、、
。、、、、、、、、、、、、、、 （４）と書ける。
一般にある関数５（ｔ）の−次導関数は、と書ける。こ
のことから式（４）の５（ｔ）は、Δ５（ｔ）＝ｔ−ｓ
’（ｔ） 、、、、、、、、、、、、、、、、、、、
、、、、、、、、、（６）と近似できる。従って基準信
号５（ｔ）からｓ’（ｔ）をあらかじめ用意しておけば
、 ｓ’（ｔ） を計算することで１を導出できる。従って上のｔを導く
回路を備えることで一旦ＲＡＭの値が設定されればいか
なる増幅器遅延特性に対しても追従して十分な非線形補
償特性を確保する事ができる。
のことから式（４）の５（ｔ）は、Δ５（ｔ）＝ｔ−ｓ
’（ｔ） 、、、、、、、、、、、、、、、、、、、
、、、、、、、、、（６）と近似できる。従って基準信
号５（ｔ）からｓ’（ｔ）をあらかじめ用意しておけば
、 ｓ’（ｔ） を計算することで１を導出できる。従って上のｔを導く
回路を備えることで一旦ＲＡＭの値が設定されればいか
なる増幅器遅延特性に対しても追従して十分な非線形補
償特性を確保する事ができる。
（実施例）
以下本発明について図を用いて詳細に説明する。第１図
は本発明の一実施例を示すブロック図である。入力端子
１０１−ａ、 １０１−ｂ、 １０２−ａ、 １０２−
ｂから入力した信号１１１−Ｉ、 １１１−Ｑおよび１
１２−Ｉ、 １１２−Ｑは、複素信号をサンプル量子化
した２組の信号系列の実部および虚部をそれぞれあられ
す。第４図に入力信号の例を実線で示した。信号１１１
．−Ｉ、 １１１−Ｑの信号帯域は１１２−Ｉ、 １１
２−Ｑの１／Ｎ（Ｎは正整数）の帯域をもつ。今切り換
え回路１１５は信号１１１−Ｉ、 １１１−Ｑを選択し
ている。
は本発明の一実施例を示すブロック図である。入力端子
１０１−ａ、 １０１−ｂ、 １０２−ａ、 １０２−
ｂから入力した信号１１１−Ｉ、 １１１−Ｑおよび１
１２−Ｉ、 １１２−Ｑは、複素信号をサンプル量子化
した２組の信号系列の実部および虚部をそれぞれあられ
す。第４図に入力信号の例を実線で示した。信号１１１
．−Ｉ、 １１１−Ｑの信号帯域は１１２−Ｉ、 １１
２−Ｑの１／Ｎ（Ｎは正整数）の帯域をもつ。今切り換
え回路１１５は信号１１１−Ｉ、 １１１−Ｑを選択し
ている。
この時出力端子１０４から入力端子１０５に信号が戻っ
てくるまでの遅延は信号帯域に比べて無視できる程度に
小さい。信号１１１−Ｉ及び１１１−Ｑを受けた、例え
ば書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）で構成された信号
変換回路１２０は、増幅器の非線形性を補償するための
歪を加えた複素信号をあられす１２１−Ｉおよび１２１
−Ｑを出力する。第４図に信号１１１−Ｉの例を実線で
、１２１゜工の例を破線で示した。信号１２１−Ｉおよ
び１２１−Ｑはディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器１
３０でそれぞれアナログ信号に変換される。直交変調器
１４０ではＤＡ変換器１３０の出力を受けて発振器１４
１出力により変調する。変調された信号は出力端子１０
４より増幅器（図示せず）へ入力する。その増幅器出力
の一部が入力端子１０５より入力し、直交復調器１４５
において複素ベースバンド信号１４９−Ｉ、 １４９−
Ｑに復調される。信号１４９−Ｉおよび１４９−Ｑは、
アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器１５０においてサ
ンプル量子化される。サンプル量子化のタイミングはク
ロック発生回路１５９出力であるクロック信号から得ら
れる。入力信号１１１−Ｉ。
てくるまでの遅延は信号帯域に比べて無視できる程度に
小さい。信号１１１−Ｉ及び１１１−Ｑを受けた、例え
ば書き換え可能なメモリー（ＲＡＭ）で構成された信号
変換回路１２０は、増幅器の非線形性を補償するための
歪を加えた複素信号をあられす１２１−Ｉおよび１２１
−Ｑを出力する。第４図に信号１１１−Ｉの例を実線で
、１２１゜工の例を破線で示した。信号１２１−Ｉおよ
び１２１−Ｑはディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器１
３０でそれぞれアナログ信号に変換される。直交変調器
１４０ではＤＡ変換器１３０の出力を受けて発振器１４
１出力により変調する。変調された信号は出力端子１０
４より増幅器（図示せず）へ入力する。その増幅器出力
の一部が入力端子１０５より入力し、直交復調器１４５
において複素ベースバンド信号１４９−Ｉ、 １４９−
Ｑに復調される。信号１４９−Ｉおよび１４９−Ｑは、
アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器１５０においてサ
ンプル量子化される。サンプル量子化のタイミングはク
ロック発生回路１５９出力であるクロック信号から得ら
れる。入力信号１１１−Ｉ。
１１１−Ｑはまた可変遅延回路１６１を通ってＡＤ変換
器出力１５１−Ｉ、 １５１−Ｑと共に減算回路１６０
に入力する。減算回路１６０では可変遅延回路１６１を
経た本来送信されるべき信号である１１１−Ｉ、 １１
１−ＱからＡＤ変換器出力１．５１−Ｉ、 １５１−Ｑ
をそれぞれ引き算する。信号変換回路１２０において信
号（１１１−Ｉ、 １１１−Ｑ）から（１，２１−Ｉ、
１２ｉ−Ｑ）への変換が増幅器の非線形を補償するよ
うに正しく行なわれ、かつＡＤ変換器１５０のクロック
位相および可変遅延回路１６１の遅延量が減算器入力信
号間の遅延差が０のいなるように設定され°Ｃいれば減
算回路１６０の出力はＯとなる。この減算回路出力が０
でない時には、修正量発生回路１７０において減算回路
１６０出力が９倍される（ｐは１以下の定数）。加算回
路１８０では１２０出力と修正量発生回路出力が加算さ
れ、信号１７１−Ｉ、 １７ｉ−Ｑを出力する。信号１
７１−Ｉ、 １７１−Ｑは信号変換回路１２０に入力し
、その内容書きかえる。
器出力１５１−Ｉ、 １５１−Ｑと共に減算回路１６０
に入力する。減算回路１６０では可変遅延回路１６１を
経た本来送信されるべき信号である１１１−Ｉ、 １１
１−ＱからＡＤ変換器出力１．５１−Ｉ、 １５１−Ｑ
をそれぞれ引き算する。信号変換回路１２０において信
号（１１１−Ｉ、 １１１−Ｑ）から（１，２１−Ｉ、
１２ｉ−Ｑ）への変換が増幅器の非線形を補償するよ
うに正しく行なわれ、かつＡＤ変換器１５０のクロック
位相および可変遅延回路１６１の遅延量が減算器入力信
号間の遅延差が０のいなるように設定され°Ｃいれば減
算回路１６０の出力はＯとなる。この減算回路出力が０
でない時には、修正量発生回路１７０において減算回路
１６０出力が９倍される（ｐは１以下の定数）。加算回
路１８０では１２０出力と修正量発生回路出力が加算さ
れ、信号１７１−Ｉ、 １７ｉ−Ｑを出力する。信号１
７１−Ｉ、 １７１−Ｑは信号変換回路１２０に入力し
、その内容書きかえる。
これまでの説明では減算回路１６０において信号１１１
−Ｉ、 １１１−Ｑから信号１５１Ｊ、 １５１−Ｑを
それぞれ引いた値を出力するとしたが、これはその逆の
符号の値を出力してもよい。その場合加算回路１８０は
、減算回路となり、信号変換回路１２０出力から修正量
発生回路１７０出力を引き算した値が出力される。差分
値検出回路１９０では減算回路】、６０出力を受けて、
ある一定時連続して減算回路出力が十分小さい値を出力
し、ている事を検知すれば、切換回路１１５が本来送信
すべき信号である１１２−Ｉ、 １１２−Ｑを出力する
ように制御信号を出す。
−Ｉ、 １１１−Ｑから信号１５１Ｊ、 １５１−Ｑを
それぞれ引いた値を出力するとしたが、これはその逆の
符号の値を出力してもよい。その場合加算回路１８０は
、減算回路となり、信号変換回路１２０出力から修正量
発生回路１７０出力を引き算した値が出力される。差分
値検出回路１９０では減算回路】、６０出力を受けて、
ある一定時連続して減算回路出力が十分小さい値を出力
し、ている事を検知すれば、切換回路１１５が本来送信
すべき信号である１１２−Ｉ、 １１２−Ｑを出力する
ように制御信号を出す。
この時同時にクロック発生回路１５９出力であるＡＤ変
換クロックの位相制御を開始する。
換クロックの位相制御を開始する。
このような切り換えは、送信信号からみれば出力端子１
０４から入力端子１０５までの遅延が大きくなった事に
なる。このような変化が起こると、減算回路１６０出力
が０でなくなる。この値は、１６０の出力信号をＤＩ（
ｔ）、 ＤＱ（ｔ）、 １６１−Ｉ、 、１６１−Ｑを
５ｌ（ｔ）、 ５Ｑ（ｔ）、遅延時間を１とすると と近似できる。
０４から入力端子１０５までの遅延が大きくなった事に
なる。このような変化が起こると、減算回路１６０出力
が０でなくなる。この値は、１６０の出力信号をＤＩ（
ｔ）、 ＤＱ（ｔ）、 １６１−Ｉ、 、１６１−Ｑを
５ｌ（ｔ）、 ５Ｑ（ｔ）、遅延時間を１とすると と近似できる。
従って微分回路１９１においてｄＳ）（ｔ）／ｄｔ−Ｔ
。
。
ｄｓＱ（ｔ）／ｄｔ−Ｔを発生させればＤＩ（ｔ）／ｄ
ｓ（ｔ）／ｄｔ−ＴとＤＱ（ｔ）／ｄｓＱ（ｔ）／ｄｔ
−Ｔの割り算を割算器１９２で行ない、工 を導くことができる。ここでＴは入力端子１０２−ａ。
ｓ（ｔ）／ｄｔ−ＴとＤＱ（ｔ）／ｄｓＱ（ｔ）／ｄｔ
−Ｔの割り算を割算器１９２で行ない、工 を導くことができる。ここでＴは入力端子１０２−ａ。
１０２−ｂから入力する信号のサンプル時間間隔である
。ｄｓ（（ｔ）／ｄｔ・Ｔ 、！ｌ：ｄｓＱ（ｔ）／ｄ
ｔ、Ｔは、入力サンプル値系列のサンプル間の差分を取
ることで計算できる。
。ｄｓ（（ｔ）／ｄｔ・Ｔ 、！ｌ：ｄｓＱ（ｔ）／ｄ
ｔ、Ｔは、入力サンプル値系列のサンプル間の差分を取
ることで計算できる。
クロック発生回路１５９では割り算回路１９２からの信
号であるＩ／Ｔをあられした信号を受けてこの値が０に
なるようにＡ／Ｄ変換のタイミングを制御する。すなわ
ち、割り算回路１９２出力が正の値ならば、ＡＤ変換の
タイミングを早くする方向にサンプルクロックの位相を
ずらし、回路１９２出力が負の値ならば、ＡＤ変換のタ
イミングを遅すする方向にサンプルクロックをずらす。
号であるＩ／Ｔをあられした信号を受けてこの値が０に
なるようにＡ／Ｄ変換のタイミングを制御する。すなわ
ち、割り算回路１９２出力が正の値ならば、ＡＤ変換の
タイミングを早くする方向にサンプルクロックの位相を
ずらし、回路１９２出力が負の値ならば、ＡＤ変換のタ
イミングを遅すする方向にサンプルクロックをずらす。
またＣの絶対値が１をこえる場合には、ＡＤ変換のタイ
ミングをずらすだけでは時間差調整が非常に困難なので
、可変遅延回路１６１の遅延時間を１サンプル時間分ず
らすことで容易に対応できる。このようにすることで遅
延時間変化に追従できる。
ミングをずらすだけでは時間差調整が非常に困難なので
、可変遅延回路１６１の遅延時間を１サンプル時間分ず
らすことで容易に対応できる。このようにすることで遅
延時間変化に追従できる。
（発明の効果）
以上に説明したように、本発明の変調装置は、いかなる
変調方式に対しても、また装置内の遅延時間の大小にか
かわらず自動的に非線形増幅器の特性に合わせて非線形
増幅器の出力が正しい送信信号波形になるようにするこ
とができる。そこで本発明によれば、増幅器の非線形性
により送信スペクトルの劣化が起こらないように増幅器
の非線形形成を補償できる変調装置が提供できる。また
、本発明の変調装置は調整がきわめて用意であり、増幅
器の特性の温度による変化に対しても追従させることが
できる。
変調方式に対しても、また装置内の遅延時間の大小にか
かわらず自動的に非線形増幅器の特性に合わせて非線形
増幅器の出力が正しい送信信号波形になるようにするこ
とができる。そこで本発明によれば、増幅器の非線形性
により送信スペクトルの劣化が起こらないように増幅器
の非線形形成を補償できる変調装置が提供できる。また
、本発明の変調装置は調整がきわめて用意であり、増幅
器の特性の温度による変化に対しても追従させることが
できる。
第１図は本願の発明の実施例を示すブロック図、第２図
は１６値ＱＡＭの非線形増幅器による歪を示す図、第３
図は非線形増幅器の入出力特性の一例を示す図、第４図
は第一図における波形の一例、第５図は従来の適応線形
化回路付き変調回路の一例を示す図、第６図は第１図、
第５図における波形の一例である。 図において １１５・・・切り換え回路、１２０・・・信号変換回路
、１３０・・・ディジタル・アナログ変換器、１４０・
・・直交変調器、１４１・・・発振器、１４５・・・直
交復調器、 １５０・・・アナログ・ディジタル変換器、１５９・・
・クロック発生回路、１６０・・・減算回路、１６１・
・・可変遅延回路、１７０・・・修正量発生回路、１８
０・・・加算回路、１９０・・・差分値検出回路、１９
１・・・微分回路 をそれぞれ示す。
は１６値ＱＡＭの非線形増幅器による歪を示す図、第３
図は非線形増幅器の入出力特性の一例を示す図、第４図
は第一図における波形の一例、第５図は従来の適応線形
化回路付き変調回路の一例を示す図、第６図は第１図、
第５図における波形の一例である。 図において １１５・・・切り換え回路、１２０・・・信号変換回路
、１３０・・・ディジタル・アナログ変換器、１４０・
・・直交変調器、１４１・・・発振器、１４５・・・直
交復調器、 １５０・・・アナログ・ディジタル変換器、１５９・・
・クロック発生回路、１６０・・・減算回路、１６１・
・・可変遅延回路、１７０・・・修正量発生回路、１８
０・・・加算回路、１９０・・・差分値検出回路、１９
１・・・微分回路 をそれぞれ示す。
Claims (2)
- （１）複素表現された入力サンプル値系列を入力する第
一の入力端子と；前記複素表現された入力サンプル値系
列の１／Ｎの信号帯域をもつ複素表現された入力サンプ
ル値系列を入力する第二の入力端子と；前記二つの入力
端子からの信号を切り替えて出力する切換え回路と；該
切換え回路出力をうけて増幅器の非線形性を補償するよ
うに予め歪ませた複素信号のサンプル値系列を変換テー
ブルを参照して出力する信号変換回路と；該信号変換回
路出力と搬送波をうけて送信信号に変換する直交変調器
と；前記搬送波を出力する発振器と；該直交変調器出力
信号を増幅する非線形増幅器と；前記発振器出力により
前記増幅器出力をふたつの基底低域信号に変換する直交
復調器と；サンプルタイミングクロックを受けてふたつ
の前記直交復調器出力をサンプルするサンプル器と；前
記入力サンプル値系列と前記サンプル回路出力との間の
差をとる減算器と；前記減算回路出力の絶対値があらか
じめ定められたしきい値より大きい場合には前記切換え
回路において信号帯域の狭い前記第二の入力端子入力を
出力し、前記減算回路出力の絶対値が前記しきい値より
小さい場合には前記切換え回路において信号帯域の広い
前記第一の入力端子入力を出力するように切換え回路を
制御する制御回路と；前記サンプルタイミングクロック
を発生するクロック発生回路と；前記減算器出力と前記
信号変換回路出力を加算し前記信号変換回路の前記変換
テーブルを書き換える加算器とからなることを特徴とす
る変調装置。 - （２）複素表現された入力サンプル値系列をうけて増幅
器の非線形性を補償するように予め歪ませた複素信号の
サンプル値系列を変換テーブルを参照して出力する信号
変換回路と；該信号変換回路出力と搬送波をうけて送信
信号に変換する直交変調器と；前記搬送波を出力する発
振器と；該直交変調器出力信号を増幅する非線形増幅器
と；前記発振器出力により前記増幅器出力をふたつの基
底帯域信号に変換する直交復調器と；サンプルタイミン
グクロックを受けてふたつの前記直交復調器出力をサン
プルするサンプル回路と；前記入力サンプル値系列と前
記サンプル回路出力との間の差をとる減算器と；前記入
力サンプル値系列の微分信号を出力する微分回路と；前
記減算器出力と前記微分回路出力の商を出力する割り算
回路と；前記割り算器出力を受けて前記割り算器出力が
零になるように前記サンプルタイミングクロックの位相
を調整するクロック発生回路と；前記減算器出力と前記
信号変換回路出力を加算し前記信号変換回路の前記変換
テーブルを書き換える加算器とからなることを特徴とす
る変調装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001835A JP2513289B2 (ja) | 1989-01-06 | 1989-01-06 | 変調装置 |
| US07/459,387 US4985688A (en) | 1989-01-06 | 1990-01-05 | Modulation system capable of accurately compensating for nonlinearities of an amplifier connected thereto |
| DE69032211T DE69032211T2 (de) | 1989-01-06 | 1990-01-05 | Modulationsanordnung, die Nichtlinearitäten eines dazugehörigen Verstärkers genau zu kompensieren vermag |
| EP90300131A EP0377519B1 (en) | 1989-01-06 | 1990-01-05 | Modulation system capable of accurately compensating for nonlinearities of an amplifier connected thereto |
| DE69021400T DE69021400T2 (de) | 1989-01-06 | 1990-01-05 | Modulationsanordnung, die Nichtlinearitäten eines dazugehörigen Verstärkers genau zu kompensieren vermag. |
| EP93203126A EP0588444B1 (en) | 1989-01-06 | 1990-01-05 | Modulation system capable of accurately compensating for nonlinearities of an amplifier connected thereto |
Applications Claiming Priority (1)
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| US6295442B1 (en) * | 1998-12-07 | 2001-09-25 | Ericsson Inc. | Amplitude modulation to phase modulation cancellation method in an RF amplifier |
| WO2000060753A1 (fr) * | 1999-04-02 | 2000-10-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Terminal de communication mobile |
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