JPH1013160A - 増幅器の非線形性を補正する方法及びその方法を使用する無線送信機 - Google Patents

増幅器の非線形性を補正する方法及びその方法を使用する無線送信機

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JPH1013160A
JPH1013160A JP9069942A JP6994297A JPH1013160A JP H1013160 A JPH1013160 A JP H1013160A JP 9069942 A JP9069942 A JP 9069942A JP 6994297 A JP6994297 A JP 6994297A JP H1013160 A JPH1013160 A JP H1013160A
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Gottfried Schnabl
シュナーブル ゴッツフリート
Jacques Peltier
ペルチェイ ジャック
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Matra Communication SA
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 無線電力増幅器の非線形性を補正する方法の
提供。 【解決手段】 無線信号（ｄ′）を受け、入力複素デジ
タル信号（ｍ）を表す増幅された無線信号を生成する増
幅器の非直線性を補正するために、入力複素信号の各値
を有するプレエンファシスされた複素デジタル信号の値
を入力複素信号に関連させるプレエンファシステーブル
が記憶され、プレエンファシスされた複素信号（ｄ）が
前記増幅器に向けられた無線信号を受信するために変調
される。適応期間に、入力複素信号と比較される復調複
素信号（ｒ）を得るために増幅された無線信号のフラク
ション（ｒ）が復調され、プレエンファシステーブルを
更新するために前記適応期間で変調されたプレエンファ
シス複素信号が前記入力複素信号に関連付けられる。入
力複素信号またはプレエンファシス信号は、適応期間内
に定数πである位相を有する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線電力増幅器の
非線形性を補正するための方法に関し、さらに無線送信
機、特に移動無線通信ステーションへの用途に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信ディジタル装置は、装置の
スペクトル効率を改良するために非コンスタントなエン
ベロープを有する無線変調を使用する。非コンスタント
な包絡線を有するこれらの変調は、直角位相シフトキー
イング変調（ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫまたはπ／４−ＱＰ
ＳＫ）または直角位相増幅変調（ｎ−ＱＡＭ）を使用す
る。
【０００３】与えられたデータレートにおいて、これら
の変調は、ＧＭＳＫ変調のような時々使用する一定のエ
ンベロープを有する変調よりも小さい周波数の帯域幅を
必要とする利点を有する。この利点の裏返しは、非一定
のエンベロープを有する変調が非線形性によってスペク
トルの広がりを避けるために非常に線形性を有する伝送
を必要とすることである。この装置の重要な点は送信機
の電力増幅器である。電力の消費を最小限にしなければ
ならない移動無線通信ステーションの場合において、ク
ラスＡの線形増幅器の使用は、その不適性な能率によっ
てほぼ承諾できない。さらに適当な方法は、線形化技術
と組み合わされて高能率で非線形増幅器を使用する段階
を有する。
【０００４】プレエンファシスを使用する適応性の直線
化技術は、この目的のために使用することができる増幅
器直線化技術である。この技術は１９９０年、Ｔｅｃ
ｈ．Ｃｏｎｆ．４０ｔｈＩＥＥＥＶｅｒの３５ページ乃
至４０ページのＭ．Ｆａｕｌｋｎｅｒらによる記事“プ
レエンファシスを使用する適応性直線化”および米国特
許第５０９３６３７号に説明されている。プレエンファ
シスを使用する適応性直線化の技術はベースバンド複素
信号にプレエンファシステーブルに適応する段階を含
む。このテーブルは、ベースバンド信号と増幅無線信号
から得られた復調信号とを比較することによってデジタ
ル的に計算される。この計算は、送信装置の歪みを補正
するテーブルを得るためにプレエンファシステーブルを
変更することを有する。最初の適応期間の後に、プレエ
ンファシステーブルは、増幅器の非線形性を補正する。
【０００５】使用するプレエンファシスアルゴリズム
は、電力増幅器によって生じる歪みが複雑なベースバン
ド信号の実数にのみ依存して、その位相（ＡＭ−ＡＭお
よびＡＭ−ＰＭのみ）には依存しないという仮定に基づ
いている。その結果、信号の実数にのみ依存するプレエ
ンファシス機能が選択される。それにも拘らず、搬送周
波数の近くで信号変換を行う変調器によって、同様に、
適応期間によく使用される復調信号を生成する復調器に
よっていくつかの歪みが発生される。変調器および復調
器が、ＡＭ−ＰＭおよびＰＭ−ＰＭ歪みの発生以外に、
アダプテーションアルゴリズムが不適切なプレエンファ
システーブルにしてしまう危険性を来すバランスと直角
位相欠陥を有する可能性がある。
【０００６】本発明の１つの目的は、変調器または復調
器の欠陥には感度を小さくすることによってプレエンフ
ァシスを使用する適合可能な直線化の方法を改良するこ
とである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、無線信号を受
け、入力複素デジタル信号を表す増幅された無線信号を
生成する増幅器の非直線性を補正する方法を提供し、プ
レエンファシスされた複素ディジタル信号と入力複素信
号の各値と関連させるプレエンファシステーブルが記憶
され、増幅器に送られる無線信号を得るためにプレエン
ファシス信号が変調される。適応期間において、入力複
素信号と比較される復調複素信号を得るために増幅され
た無線信号のフラクション（ｒ’）が復調される。プレ
エンファシステーブルを更新するために前記適応期間で
変調されたプレエンファシス複素信号が前記入力複素信
号と関連付けられる。本発明によれば、入力複素信号ま
たはプレエンファシス信号は、適応期間中は定数πであ
る位相を有する。
【０００８】もし、複素信号が形式、Ｉ＝ρｃｏｓφの
実数部分（または同相成分と言う）、および形式Ｑ＝ρ
ｓｉｎφの虚数部分（または直角位相成分と言う）を有
する場合には、複素信号の“位相”は、複素数の偏角φ
を表す。適合期間の入力複素デジタル信号またはプレエ
ンファシス複素デジタル信号についてこの位相が一定
（定数π）である場合には、プレエンファシステーブル
の適合アルゴリズムは、変調器または復調器の欠陥から
生じるＰＭ−ＡＭおよびＰＭ−ＰＭ歪みによってはほと
んど影響を受けない。これはアルゴリズムのよりよい収
束によって非線形性を補正する方法をさらに向上させ
る。
【０００９】好ましくは、入力複素信号は、適合期間内
には適合期間外よりもせまいスペクトルを有する。これ
は割り当てられたパスバンドの外側の望ましくない送信
を制限し、この適応期間はテーブルの適合アルゴリズム
の収束はない。
【００１０】本発明の他の観点は、入力複素デジタル信
号を発生するデジタル信号源と、入力複素信号およびプ
レエンファシステーブルをベースとしてプレエンファシ
スした複素デジタル信号を生成するプレエンファシス装
置と、プレエンファシスされた複素信号から無線信号を
生成する変調装置と、無線信号を増幅してそれを送信ア
ンテナに送る電力増幅器と、増幅された無線信号のフラ
クションから復調された複素信号を生成する復調手段と
を有する無線送信機に関する。プレエンファシス手段
は、少なくとも１つの適応期間に復調手段によって生成
された復調複素信号と、入力複素信号との間の比較をベ
ースとしてプレエンファシステーブルを更新するように
構成され、前記入力複素信号は、プレエンファシス装置
によって前記適応期間に生成されたプレエンファシス複
素信号と関連される。プレエンファシス装置は、適応期
間に、一定の係数である位相を有する入力複素信号を使
用し、一定の係数がπである位相を有するプレエンファ
シス複素信号を発生するように構成されている。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の１実施例を図面を
参照して詳細に説明する。
【００１２】図１に示された無線送信機は、例えば、移
動デジタル無線通信ステーションの一部であり、サンプ
ル周波数Ｆsで同相成分Ｉmと直角位相成分Ｑmの形の入
力複素信号を生じるデジタル信号源１０と、同相信号Ｉ
dおよび直角位相成分Ｑdとを有するプレエンファシス複
素デジタル信号を生じるように入力信号ｍにプレエンフ
ァシスを適用するプレエンファシスユニット１２を有す
る。このプレエンファシスデジタル信号は、デジタル／
アナログ変換器１４によって形成されたアナログ形式に
変換され、その後、直角位相変調器１６に送られる。ロ
ーカル発振器１８によって提供されるプレエンファシス
信号と２つの波ｃｏｓωｔおよび−ｓｉｎωｔをベース
として、変調器１６が無線信号ｄ′を送る。もしも、ρ
dおよびφdがプレエンファシス信号の振幅および位相を
それぞれ示す場合には、無線信号ｄ′は、式ρdｃｏｓ
（ωｔ＋φd）であり、周波数ｆ＝ω／２πは、使用さ
れる通信チャンネルの正規の周波数である。 電力増幅
器２０は、無線信号ｄ′を増幅し、増幅された無線信号
ｄ′を送信機のアンテナ２２に送出する。カプラ２４
が、増幅器２０の出力端で増幅された無線信号のフラク
ションｒ′をサンプル化する。このフラクションｒ′
は、直角位相復調器２６に送られ、この直角位相復調器
２６によって出力された波ｃｏｓωｔ、および−ｓｉｎ
ωｔの補助によって、復調複素信号ｒを生ずる。復調信
号の同相Ｉrと直角位相Ｑr成分は、（例えば１２ビット
の）入力信号ｍの成分として同じ数のビットに対してサ
ンプリング周波数Ｆs'でアナログデジタル変換器２８に
よってデジタル化される。
【００１３】図２は、デジタル信号源１０のブロック図
である。送信機のバイナリデータ源３０は、使用される
無線通信装置の固有のフォーマットによってコード化さ
れ成形されたデータビットａ0，ａ1，．．．を送る。論
理ユニット３２は、使用される変調のタイプによってデ
ータビットの半分のレートで同相位相（実数部）Ｉiお
よび直角位相（虚数部）Ｑiコード成分を生じるために
データビットをコード化する。この変調は非一定エンベ
ロープを有する。考慮された例において、この変調は、
±π／４または±３π／４の位相ジャンプを有する直角
位相シフトキーイングを使用する差動変調である。コー
ド化された複素信号のサンプルｉの成分ＩiおよびＱ
iは、フォームｃｏｓφiおよびｓｉｎφiであり、位相
ジャンプφi+ 1−φiは、表Ｉに示す方法で２つの連続デ
ータビットａ2i，ａ2i+1の値に依存する。
【００１４】 信号のスペクトル幅を制限するためにサンプリング周波
数Ｆsは、データビットレートよりも大きい。例えば、
もしデータビットａ2i，ａ2i+1が３６ｋｂｉｔ／ｓのレ
ートを有する場合には、複素サンプルＩｉ，Ｑｉは、１
８ｋｂｉｔ／ｓのレートであり、それらは１４４ｋＨｚ
のサンプリング周波数を与えるために８の要因によって
オーバサンプルされる。
【００１５】成分Ｉi，Ｑiは、各々オーバサンプリング
周波数Ｆsによって設計された半−Ｎｙｑｕｉｓｔタイ
プのフィルタ３４によって成形される。これは、１８ｋ
Ｈｚの帯域幅に制限されたスペクトルを有するベースバ
ンド入力信号を生じる。無線通信装置において、例えば
２５ｋＨｚの間隔で複素周波数チャンネルを使用して利
用可能な帯域幅の用途を確保することが可能である。し
かしながら、隣接するチャンネルに干渉しないように１
８ｋＨｚの帯域の外側にスペクトル成分を発生しないよ
うにしなければならない。
【００１６】図３は、直線的に増幅された（カーブＡ）
と、高性能の非直線形増幅器で増幅された（カーブＢ）
π／４−ＤＱＰＳＫ無線信号のスペクトルを示す。非線
形性によってスペクトルの広がりは承諾できない。これ
が、プレエンファシスユニット１２を設ける理由であ
り、その役割は電力増幅器２０の非線形性を補償するこ
とである。
【００１７】図４は、プレエンファシスユニット１２の
実施例を示す。増幅器２０によって発生する歪みはＡＭ
−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭタイプであると考慮されるの
で、プレエンファシスは極座標ρ，φに適用され、平行
座標Ｉ，Ｑには適用されない。３つの計算ユニット４
０，４２，４４は、入力信号ｍを極座標ρm'、φm'に、
復調信号ｒを極座標ρr，φrに変換するためと、極座標
ρd，φdで計算されたプレエンファシス信号ｄをカルテ
シアン（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）座標Ｉd'，Ｑd'それぞれ
変換するために設けられる。入力信号の実数ρmは、ラ
ンダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）４６のアドレスポイン
タとして使用され、このメモリ（ＲＡＭ）４６は、実数
ρmの各量子化値、プレエンファシス信号の実数ρdの
値、信号をプレエンファシスするために適用すべき位相
シフト値δφと関連するプレエンファシステーブルを記
憶する。実際のところ、必要なメモリサイズを制限する
ために、メモリ４６のアドレシングが、例えば、Ｋ＝３
２のエントリを備えたプレエンファシステーブルにおい
て５の最も大きいビットのρmの補助で生じ、記憶され
た値ρd、δφにおいて１２ビットにわたって量子化す
ることができる。加算機４８は、プレエンファシス信号
の位相φdを生じるために入力信号の位相φmに位相シフ
トδφを加算する。
【００１８】プレエンファシステーブルに記憶される値
は適応可能なように計算される。適応期間中に、入力複
素信号ｍは、フィルタ３４によって配分された信号では
ないが、特定の複素信号である。これらの適応期間は、
増幅器の直線化には寄与するが、通信信号の伝達には寄
与しない。例示において、３６ｋｂｉｔ／ｓで５１０ビ
ットの送信時間間隔を有する時分割多元接続（ＴＤＭ
Ａ）の場合、プレエンファシスアルゴリズムの収束に貢
献する２３８ビット（すなわち、９５２複素サンプルま
たは〜６．６ｍｓ）の時間間隔に対応する最初の適応期
間を提供することができ、各送信時間間隔のスタート
で、プレエンファシステーブルを新しくするために寄与
する３２ビットの適応期間（すなわち、１２８の複素サ
ンプルまたは０．８９ｍｓ）を与えることができる。
【００１９】適応期間中に補正された復調信号ｒは、プ
レエンファシステーブルを更新するためにプレエンファ
シス信号と比較される。極座標ρ0，φ0に表わされた適
応信号は、無線装置を通過するときに信号ｒが受ける遅
延を補償するために予め調整される。遅延信号ｍ′は、
それに対応する復調信号ｒで減算器５２，５４を使用し
て比較することができる。減算器５２は、復調信号と遅
延適応信号の実数の間の差Δρ＝ρr−ρm'を生じる。
減算器５４は、復調信号と遅延適応信号の位相の間の差
Δφ＝φr−φm'を生じる。適応ユニット５６はプレエ
ンファシステーブルを更新する。ｋ＝ｑ（ρm'）が、遅
延適応信号の実数ρm'のサンプルに対応するメモリ４６
のアドレスを示す場合には、ｋ＝ｑ（ρm'）は、上述し
た量子化例において、ρm'５のＭＳＢによって表され、
この場合ｋ＝３２であり、適応は
【００２０】
【数１】 によって、アドレスｋで記憶された値ρd(k)、δφ(k)
を更新する段階を有する。
【００２１】ここで
【００２２】
【外１】 は、０と１との間の減衰係数である。
【００２３】図４において、プレエンファシステーブル
を更新するために使用されるデジタル装置５８は計算ユ
ニット４２と、フィルタ５０と、減算器５２，５４およ
び更新ユニット５６とを示す。
【００２４】補償すべき歪みがＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−
ＰＭタイプのみであるという仮定は、変調器１６および
復調器２６が有するバランスおよび／または直角位相の
欠陥を計算に入れない。
【００２５】図５は、このタイプの欠陥を有する変調器
を示す図面である（同様の構成は復調器にも示すことが
できる）。直角位相変更器６０は、入力端に示されてい
る同相成分Ｉ′によって波ｃｏｓωｔおよび直角位相成
分Ｑ′によって波−ｓｉｎωｔを変調する２つの乗算器
６２，６４と、乗算器６２．６４の出力端を使用して変
調信号を送る加算器６６を有する理想的な直角位相変調
器を示す（勿論、変調器は１つまたはそれ以上の中間周
波数を介して効果を得る）。理想的な変調器の場合にお
いて、変調信号は、
【００２６】
【外２】 である。バランス欠陥は成分ＩおよびＱが変調器７２お
よび７４によって表される変調器の異なる利得を経験す
るという事実を生じる。変調器７２および７４は、利得
【００２７】
【外３】 を同相および直角位相成分に適応する。（ａ≠０はバラ
ンス欠点を生じる。）直角位相の欠陥は局所発振器によ
る２つの波の出力が正確には直角位相ではないことに対
応する。図５に示す欠陥のモデルにおいて、直角位相の
欠陥は非ゼロ角度αに対応し、真の変調器の入力信号
Ｉ，Ｑは、 理想的な変調器６０の入力端で
【００２８】
【外４】 として変形される。
【００２９】このモデルによって変調信号の実数ρ′お
よび位相φ′は、複素信号Ｉ，Ｑの実数ρおよび位相φ
の関数として次の等式を満足する。
【００３０】
【数２】 この実数は、入力での位相の関数として変形され（ＰＭ
−ＡＭ 歪み）、出力端における位相は入力端における
位相に非直線的に依存する（ＰＭ−ＰＭ歪み）。これ
は、プレエンファシスをベースとした場合のＡＭ−Ａ
Ｍ、およびＡＭ−ＰＭの歪みの仮定を否定する。従っ
て、バランスおよび直角位相の欠陥はプレエンファシス
を使用しての直線化の性能を劣化される。
【００３１】実際には、バランスおよび直角位相の欠陥
は、比較的に弱く（ａおよびαは小さい）、その結果、
ＰＭ−ＡＭおよびＰＭ−ＰＭ歪みはスペクトルの小さい
変化のみを生じる。これらの歪みは、スペクトルの広が
りに関して認容でき、このスペクトルの広がりは、適応
期間の外側で直接生じる。発明者は、プレエンファシス
テーブルを適当ではない値まで収斂することによって性
能に悪影響を与えることを観察した。
【００３２】この後者の欠点は、定数πである位相φ0
を有する複素適応信号を使用することによって克服する
ことができ、すなわち、一定の比例性を有する比（＝ｔ
ａｎφ0）の同相および直角位相成分を言う。公式
（３）および（４）によって、もしｔａｎφが一定であ
る場合には、バランスおよび直角位相の欠陥によって発
生する歪みは、複素定数と変調信号をかけるために等価
であり、これはプレエンファシスアルゴリズムの収斂と
は干渉しない。
【００３３】実際に、プレエンファシスユニット１２
は、適応信号の位相φ0が一定のとき、変調器１６に適
用されるプレエンファシス信号の位相φdにある変化δ
φを導入する。それにも拘らず、それが、通常１０°未
満である増幅器２０の非直線性による位相の歪みにほぼ
対応すると仮定すれば、この変化の振幅は小さいままで
ある。その結果、この変化δφは、収斂にはあまり干渉
せず、多くの場合、位相φ0がπのオーダーの振幅で変
化することができる。位相の変化δφは、復調器２６の
入力信号ｒ′の増幅器２０の非直線性によってさらに補
償され、その結果、復調器によって発生したＰＭ−ＡＭ
およびＰＭ−ＰＭ歪みは、適応の間にはほぼ一定のまま
であり、収斂には干渉しない。
【００３４】図６は、一定位相の適応信号（曲線Ｃ）お
よび適応期間の外側で発生した入力信号ｍと同じ種類の
可変位相を有する適応信号（曲線Ｄ）を使用して（適応
期間の外側）で得られた増幅無線信号のスペクトルを比
較によって示している。パスバンドｂにおける所定の電
力について、移動無線通信ターミナルで通常使用される
変調器および復調器におけるバランスおよび直角位相欠
陥によって、減衰Ｇが観察される。この減衰Ｇは、プレ
エンファシスアルゴリズムのさらによい収斂によって、
隣接するチャンネルで発生したとするノイズ水準で１０
ｄＢまたはそれ以上である。
【００３５】図４に表される例において、一定の関数π
である位相において、ＰＲＯＭタイプのメモリ８０の補
助で適応信号が発生され、そこから、関数ｘ0（ｔ）の
連続的なサンプルがレートＦsで読まれる。２つの乗算
器８２，８４は、適応信号のの同相Ｉ0および直角位相
Ｑ0成分をつくるために定数Ｃ0およびＳ0によってメモ
リ８０の出力を増大する。２つのスイッチ８６，８８
は、計算ユニット４０の入力端、適応期間（位置０）の
外側のデジタル信号源１０によって出力された成分
Ｉm，Ｑmおよび適応期間（位置１）の間に適応信号の成
分Ｉ0、Ｑ0にアドレスを与えるようにターミナルの送信
コントローラによって制御される。適応信号の位相φ0
は、ｔａｎφ0＝Ｓ0／ｃ0で一定の係数値πであり、適
応信号の実数ρ0は
【００３６】
【外５】 である。Ｓ0＝ｃ0＝１（φ0＝π／４または５π／４）
を選択する事が有利である。なぜならば、それは、乗算
器８２，８４で分配することが可能にになるからであ
る。メモリに記憶された関数ｘ0の値は、増幅器２０の
所望のダイナミックレンジを検索することができる分配
を有するように選択される。
【００３７】さらに、適応期間の外で発生された入力信
号ｍより狭いスペクトルを有する適応信号を選択するこ
とが有利であることが分かっている。プレエンファシス
アルゴリズムが収斂されないとき、これは、帯域幅の外
側で、隣接のチャネルを乱す望ましくない動力を発生す
ることを避ける。これを行う１つの方法は適応期間中に
バイナリデータ源３０のビットレートを減少する段階を
有する（適応信号は、図４に表されたメモリ８０からは
得られないが、フィルタ３４の出力から得られる）。さ
らに説明すると、図７は曲線Ｅを示し、これはπ／４ー
ＤＱＰＳＫ無線信号のスペクトルが非直線的に増幅さ
れ、ファクタ４によってバイナリデータ源３０のビット
レートを減少することによって発生する適応信号から得
られる（３６ｋｂｉｔ／ｓの代わりに９ｋｂｉｔ／
ｓ）。この曲線Ｅは図３の曲線Ｂと比較しなければなら
ない。これは、バイナリデータ源のビット速度が、適応
期間において変化しなければ、それは同等である。狭い
帯域の適応信号を使用することは、適応期間の間にチャ
ンネルの外側で放射される電力を大きく減少する。
【００３８】本発明の好ましい実施例において、適応信
号は一定の位相と狭い帯域の双方の特性を有し、その利
点は上記したようなものである。これを行う有利な方法
は、実数部分と虚数部分がバイナリデータ源３０のビッ
ト速度の１／４未満である周波数ｆ0と同じ正弦波に比
例した部分である。次に適応信号のスペクトラムは２ｆ
0離れている２つのラインに低減される。図４に表され
ている例において、それはメモリ８０に記憶された定数
であるｃｏｓ（２πｆ0ｔ＋θ）に比例する関数ｘ
0（ｔ）において十分である。バイナリデータ源３０の
出力で３６ｋビットの上述した例において、ｆ0＝４．
５ｋＨｚをとることによって得ることができる。
【００３９】図８において表されるプレエンファシスユ
ニット１２の他の実施例は、一定に維持される係数πで
ある位相が適応信号の位相ではなく、プレエンファシス
された適応信号の位相である図４のものとは異なる。位
相が変調器１６の入力端で一定（係数π）なので、適応
アルゴリズムの収束は、プレエンファシステーブルに含
まれた位相プレエンファシスδφとは独立して変調器
（式（１）および式（２）のバランスおよび直角位相欠
陥によって干渉されない。この下側は、増幅器２０の非
直線形性によってＡＭ−ＰＭ歪みが復調器２６の入力端
でδφ（全体が小さい）の変化を生じる。
【００４０】図８で表されたプレエンファシスユニット
の構成ユニットは、最も大きい部分において図４を参照
することによって説明されたものと同様であり、同じ参
照符号によって示される。スイッチ９０は、メモリ４６
から読まれる位相プレエンファシスδφが、適応期間
（位置０）の外側で加算器４８にのみ伝達されるように
付加される。適応期間において、スイッチ９０は、ゼロ
値を加算器４８（位置１）に送り、これは、プレエンフ
ァシス信号の位相が計算ユニット４０によって送られた
一定の係数πである位相に対応することを保証する。一
定の位相のプレエンファシス信号が関連する適応信号を
再生するために、減算器は、計算ユニット４０によって
送られた位相φmとメモリ４６から読まれる位相プレエ
ンファシスδφとの間の差を計算する。この差は適応信
号の位相φ0を表し、アドホック（ａｄｈｏｃ）遅延の
後にそれが復調信号の位相φrと比較されるように更新
装置５８に送られる。
【００４１】図８に表された場合において、位相φ0が
テーブルに記憶された値δφに依存する適応信号、テー
ブルから読まれる実数ρdのプレエンファシス信号のい
ずれもプリオリ（ｐｒｉｏｒｉ）として知られている。
しかしながら、適応信号の実数ρ0とプレエンファシス
信号の位相φd（ｔａｎφ0＝Ｓ0／ｃ0）は、予備定義さ
れる。ｃｏｓ（２πｆ0ｔ＋θ）に比例するように関数
ｘ0ｔを取ることによって、上述したように、適応信号
およびプレエンファシス信号は、これらの期間の外側よ
りも適応期間内の狭いスペクトルを有し、これは、隣接
するチャンネルが殆ど乱れないことを保証する。もし、
ｃ0＝ｓ0である場合には、プレエンファシス信号は同じ
実数および虚数部分を有する。
【００４２】図９は、図４または図８によってプレエン
ファシスユニットの更新装置５８の有利な他の実施例１
５８を示す。２つのバッファメモリ１００，２００は、
適応期間中の適応信号および復調信号のＮ個の連続した
複素サンプルを記憶するために設けられる。数字Ｎは、
通常、適応期間中に適応信号の周波数Ｆsでサンプルの
数に等しくなるように選択される。この実施例におい
て、メモリ１００は、適応信号の座標ρ0，φ0を受け、
メモリ２００は復調信号ｒの直角座表Ｉr，Ｑrを受け
る。 プレエンファシステーブルを更新する処理動作
は、適応信号および復調信号のＮ個のサンプルの２つの
ブロックを受けた後に実行される。ユニット１５１によ
って実行されるこれらの処理動作の最初において、復調
信号ｒが有する偏りを補正する段階を有する。適応信号
がゼロ装置を有するので、おなじことが復調信号におい
ても真実でなければならない。しかしながら、変調器１
６および／または復調器２６における欠陥は復調信号に
偏りを生じる。この偏りがプレエンファシス信号に影響
を与えることを防止するために、ユニット１５１は、復
調信号の同相および直角位相成分のＮ個のサンプルのブ
ロック上で平均を計算し、これらの平均を第２のサンプ
ルから減算する。
【００４３】
【外６】 ここでｉ＝１，．．．Ｎ：Ｉs（ｉ）＝Ｉr（ｉ）−Ｉ，
およびＱｓ（ｉ）＝Ｑr（ｉ）−Ｑである。上記した
式において、Ｉr（ｉ）およびＱr（ｉ）は、復調複素信
号ｒの同相および直角位相成分のｉ番目に記憶されたサ
ンプルを示し、Ｉs（ｉ）およびＱs（ｉ）は補正された
復調信号ｓの同相および直角位相成分のｉ番目に記憶さ
れたサンプルであり、信号ｓは、対応するユニット１５
１が計算ユニット１４２に送られる。計算ユニット１４
２は補正された復調信号ｓの実数ρsおよび位相φsを生
じる。
【００４４】遅延ユニット１５３によって実行される他
の処理作業は、復調信号に対応する適応信号に関して復
調信号ｒの遅延を評価する段階を有する。この評価は、 Ｄ＝Ｄ＋ｃd・ΔＤ／Ｆｓ によって適応信号に適用される遅延Ｄの更新の後に、
【００４５】
【外７】 によって補正値ΔＤの計算段階を有する。
【００４６】上述した表現において、ｃdは０と１との
間の減衰係数を示し、Ｌは遅延の判定におけるブロック
長さを有し（Ｌ≦Ｎ、通常Ｌ−１００）、ρs（ｉ）
は、正しい復調信号の実数のｉ番目のサンプルを示し、
ρm'は遅延適応信号の実数のｉ番目のサンプルを示す。
遅延Ｄの判定が安定値となると、この値は、遅延ユニッ
ト１５３によって実行される計算を避けるために凍結さ
れる。判定された遅延Ｄが式Ｄ＝Ｄ1／Ｆs＋Ｄ2であ
り、０≦Ｄ2＜ＦsでＤ1は整数である。この遅延に適用
される有利な可能性は、このメモリのＤ1アドレスによ
ってサンプルρm'，φm 'の値をシフトするために整数の
遅延Ｄ1を送る段階と、アナログデジタル変換器２８の
クロックをシフトするために部分遅延Ｄ2を使用する段
階から成る。
【００４７】図９に表された更新装置１５８は、２つの
減算器１５２，１５４を有し、この減算器は、補正され
た復調信号ｓと遅延適応信号ｍ′の位相と実数との間の
各差を計算する。Δρ（ｉ）＝ρs（ｉ）−ρm'（ｉ）
およびΔφ（ｉ）＝φs（ｉ）−φm'（ｉ）である。こ
れらの差Δρ（ｉ）、Δφ（ｉ）は、平均値計算ユニッ
ト１５５に送られる。メモリ４６の入力端で実数ρmを
量子化するために使用される各インデックスｋにおい
て、ユニット１５５は減算器１５２によって配分された
偏倚Δρ（ｉ）、Δφ（ｉ）の平均値
【００４８】
【外８】 を計算し、この場合において、適応信号の実数ρm'がイ
ンデックスｋによって量子化される。
【００４９】
【外９】 次に適応ユニット１５６は、
【００５０】
【数３】 によって、メモリ４６の各アドレスｋ（１≦ｋ≦ｋ）に
記憶された値ρd(k)およびδφ(k)を更新する。
【００５１】プレエンファシステーブルのｋアドレスで
記憶された値は、Ｎサンプルの１つのブロックの処理の
最後に更新される。平均化する式（１）と（２）とを比
較するとき、等式（５）および（６）の平均値
【００５２】
【外１０】 の使用は、変調器および／または復調器（バランスまた
は直角位相）の欠陥およびサンプル間の干渉によるエラ
ーを減少し、復調信号に存在するノイズの影響を低減す
ることが可能である。
【００５３】また、平均化はプレエンファシスアルゴリ
ズムをさらに迅速に収斂することができる。ブロックに
よる処理は、変調信号（オフセット補正ユニット１５
１）のゼロオフセットを測定して消去し、適応信号に適
用される遅延Ｄの判定を行うことができる利点を有す
る。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、適応期間
に、入力複素信号と比較される復調複素信号（ｒ）を得
るために、増幅された無線信号のフラクション（ｒ’）
が復調され、プレエンファシステーブルを更新するため
に、前記適応期間で変調されたプレエンファシス複素信
号が前記入力複素信号に関連させる。プレエンファシス
テーブルは、適応期間に記憶された入力複素信号および
復調複素信号のサンプルのブロックから計算された平均
の値をベースに更新されるので、常時交信される信号に
最適のプレエンファシステーブルを使用できる効果があ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の増幅器の非直線性を補正する方法を実
施する無線送信機のブロック図である。
【図２】図１に示す無線送信機のデジタル信号源のブロ
ック図である。
【図３】無線信号のスペクトルに関して増幅器の非線形
性の効果を示すグラフである。
【図４】図１に示す無線送信機のプレエンファシスユニ
ットのブロック図である。
【図５】直角位相無線変調器の概略図である。
【図６】直線化信号のスペクトルに関する一定位相を有
する適応信号を使用することによる改良を示すグラフで
ある。
【図７】狭い帯域の適応信号を使用するとき、適応位相
中に伝達される信号のスペクトルを示すグラフである。
【図８】プレエンファシスユニットの他の実施例を示す
図面である。
【図９】プレエンファシステーブルを更新する装置のブ
ロック図である。
【符号の説明】
１０ デジタル信号源 １２ プレエンファシスユニット １４ デジタルアナログ変換器 １６ 直角位相成分 １８ ローカル変調器 ２０ 電力増幅器 ２２ アンテナ ２４ カプラー ３０ バイナリデータ源 ３２ 論理ユニット ４０，４２，４４ 計算ユニット ５０ フィルタ

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線信号（ｄ′）を受け、入力複素デジ
    タル信号（ｍ）を表す増幅された無線信号を生成し、入
    力複素信号の各値を有するプレエンファシスされた複素
    デジタル信号の値と関連するプレエンファシス信号が記
    憶され、増幅器に送られる無線信号を得るためにプレエ
    ンファシス信号（ｄ）が変調され、入力複素信号と比較
    される復調複素信号（ｒ）を得るために増幅された無線
    信号のフラクション（ｒ’）が復調される少なくとも１
    つの適応期間を含み、プレエンファシステーブルを更新
    するために前記適応期間で変調されたプレエンファシス
    複素信号が入力複素信号と関連付けられる増幅器の非線
    形性を補正する方法において、 入力複素信号、またはプレエンファシス信号が、適応期
    間中定数πである位相を有することを特徴とする増幅器
    の非線形性を補正する方法。
  2. 【請求項２】 前記入力複素信号が、適応期間中に適応
    期間外よりも狭いスペクトルを有する請求項１項に記載
    の増幅器の非直線性を補正する方法。
  3. 【請求項３】 前記入力複素信号が、適応期間において
    は、一般のの正弦波形に比例する実数部分および虚数部
    分を有することを特徴とする請求項１または２に記載の
    方法。
  4. 【請求項４】 入力複素信号、またはプレエンファシス
    信号は、適応期間中においては同一の実数部分および虚
    数部分を有する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の
    方法。
  5. 【請求項５】 入力複素デジタル信号（ｍ）を発生する
    デジタル信号源（１０）と、プレエンファシスされた複
    素デジタル信号の値と入力複素デジタル信号の各値とを
    関連させるプレエンファシステーブルを有するプレエン
    ファシス手段（１２）と、プレエンファシス複素信号
    （ｄ）から無線信号（ｄ′）を生成する変調手段（１
    ６）と、前記無線信号を増幅してそれを送信アンテナ
    （２２）に送る電力増幅器（２０）と、増幅された無線
    信号のフラクション（ｒ′）から復調された複素信号
    （ｒ）を生成する復調手段（２６）とを有し、前記プレ
    エンファシス手段（１２）は、少なくとも１つの適応期
    間に復調手段によって生成された復調複素信号と、前記
    適応期間に前記プレエンファシス手段によって発生され
    た入力複素信号が関連付けられる入力複素信号との間の
    比較を基礎としてプレエンファシステーブルを更新する
    ように構成されている無線送信機において、 プレエンファシス装置は、適応期間に、一定の係数であ
    る位相を有する入力複素信号を使用し、一定の係数πで
    ある位相を有するプレエンファシス複素信号を発生する
    ように構成されていることを特徴とする無線送信機。
  6. 【請求項６】 前記入力複素信号が、適応期間中に適応
    期間外よりもの狭いスペクトルを有することを特徴とす
    る請求項５項に記載の無線送信機。
  7. 【請求項７】 適応期間において、入力複素信号が、一
    般の正弦波形に比例する実数部分および虚数部分を有す
    ることを特徴とする請求項５または６に記載の無線送信
    機。
  8. 【請求項８】 適応期間において、入力複素信号、およ
    びプレエンファシス信号が等しい実数部分と虚数部分を
    有する請求項５乃至７のいずれか１項に記載の無線送信
    機。
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