JPH02174344A - ディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信号復調法 - Google Patents
ディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信号復調法Info
- Publication number
- JPH02174344A JPH02174344A JP63328518A JP32851888A JPH02174344A JP H02174344 A JPH02174344 A JP H02174344A JP 63328518 A JP63328518 A JP 63328518A JP 32851888 A JP32851888 A JP 32851888A JP H02174344 A JPH02174344 A JP H02174344A
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- Japan
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- circuit
- signal
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Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 6
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 10
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 5
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 238000012952 Resampling Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(1)発明の属する技術分野の説明
本発明は、ディジタル位相変調された信号から復調信号
を再生する技jt1・iに関するものである。
を再生する技jt1・iに関するものである。
(2)従来技f+lirの説明
コスタスループ回路などの唾送波再生回路を用いて信号
復調をする方法がある。第1図にこの例を示す。1は分
配器、2は90度位相乗算器、3は同一位相乗算器、4
は90度分配器、5は低域通過12波器、6は電圧制御
発振器、7はループフィルタ、8は第3乗算器である。
復調をする方法がある。第1図にこの例を示す。1は分
配器、2は90度位相乗算器、3は同一位相乗算器、4
は90度分配器、5は低域通過12波器、6は電圧制御
発振器、7はループフィルタ、8は第3乗算器である。
電圧制御発1辰器6の出力が基準側送波として、同一位
相2及び90度位相3乗算器で人力信号と乗じられ、そ
の出力が低域通過濾波器5に印加されている。両低域通
過穂波器5の出力が第3乗算器8に印加される。
相2及び90度位相3乗算器で人力信号と乗じられ、そ
の出力が低域通過濾波器5に印加されている。両低域通
過穂波器5の出力が第3乗算器8に印加される。
この出力がループフィルタ7から電圧制御発振器6の制
御に用いられる。基準10C送波どの位相差をφとした
場合、変調された人力信号 ±Acos(ωt+φ)が2及び3の乗算器に供給され
、各々5in(ωt)及びC05(−t)と乗じられる
。したがって乗算器の出力は、次のようになる。
御に用いられる。基準10C送波どの位相差をφとした
場合、変調された人力信号 ±Acos(ωt+φ)が2及び3の乗算器に供給され
、各々5in(ωt)及びC05(−t)と乗じられる
。したがって乗算器の出力は、次のようになる。
乗算器2: ±(A/2)[sinφ+5in(2ut
+φ)]乗算器3:±(A/2)[cosφ十C03(
2+、J t+φ)コ低域通過法波器5を通過した後は
、 ±(A/2)s団φおよび±(A/2)cosφとなる
。これらの2波は、復調信号と搬送波位相を含むわけで
あるが、第3乗算器8に印加され、その出力として(A
2/4)sin2φが取り出される。ループフィルタ7
を通過した後に電圧制御発振器6の制御に使用され変調
信号の搬送波を追跡する。復調信号は、低域通過濾波器
5の出力として得られる。
+φ)]乗算器3:±(A/2)[cosφ十C03(
2+、J t+φ)コ低域通過法波器5を通過した後は
、 ±(A/2)s団φおよび±(A/2)cosφとなる
。これらの2波は、復調信号と搬送波位相を含むわけで
あるが、第3乗算器8に印加され、その出力として(A
2/4)sin2φが取り出される。ループフィルタ7
を通過した後に電圧制御発振器6の制御に使用され変調
信号の搬送波を追跡する。復調信号は、低域通過濾波器
5の出力として得られる。
しかしながら、受信信号には雑音が含まれているため、
低域通過濾波器5を通過した後の復調成分にも信号と同
様に基準+flH送波と位相成分が直交しない雑音成分
が含まれている。これは、基+tt +e送波と位相成
分が直交しない雑音成分は除くことができないことを意
味している。この方法により得られた復調信号を半クロ
ツク遅延回路などを用いて復調信号クロックを再現しよ
うとした場合、雑音成分が入り込んでいるため、再現さ
れた復調信号クロックにおいても高い信号対雑音比を得
ることはできない。
低域通過濾波器5を通過した後の復調成分にも信号と同
様に基準+flH送波と位相成分が直交しない雑音成分
が含まれている。これは、基+tt +e送波と位相成
分が直交しない雑音成分は除くことができないことを意
味している。この方法により得られた復調信号を半クロ
ツク遅延回路などを用いて復調信号クロックを再現しよ
うとした場合、雑音成分が入り込んでいるため、再現さ
れた復調信号クロックにおいても高い信号対雑音比を得
ることはできない。
(3)発明の目的
ディジタル位相変調された信号をイメージ抑圧変換器を
用いて搬送波の両側帯波に分離し両信号とおしの相関を
とる構造が特徴であり、その目的は両側帯波に独立に人
っている雑音成分を除去し信号対雑音比の改善された復
調信号を得ることである。
用いて搬送波の両側帯波に分離し両信号とおしの相関を
とる構造が特徴であり、その目的は両側帯波に独立に人
っている雑音成分を除去し信号対雑音比の改善された復
調信号を得ることである。
(4)発明の構成及び作用の説明
位相変調の場合、変調された信号5(t)は次式のよう
に表される。
に表される。
5(t)=cos[Kp*G(t、)コ*cos(ω
t)−sin[Kp*G(t)]*5in(c、+ t
)ここでωは搬送波角周波数を、変調位相角kp十G(
t)は、 l kp*G(t) l≦77 [rad]
となるようにとられる。
t)−sin[Kp*G(t)]*5in(c、+ t
)ここでωは搬送波角周波数を、変調位相角kp十G(
t)は、 l kp*G(t) l≦77 [rad]
となるようにとられる。
この変調信号5(t)は、互いに90度位相の異なる正
弦搬送波を位相(扁移量の正弦及び余弦でlnQ送波抑
圧型両側帯波変調し、それらを合成することにより得ら
れる。2相位相変調(ディジタル位相変調)の場合、位
相差がπラジアンであるためにρ*G(t)が0または
πとなる。よって変調信号は、5(t)=±A(t)*
cos(t、+ t)A(t)は、振幅1の短形関数 となり皿送波信号は、両極数の短形パルスで搬送波抑圧
型両側帯波変調して得られる。したがってディジタル位
相変調された信号は、搬送波抑圧型両側帯波信号と同様
に扱うことができる。この信号は、順送波信号の両脇に
A(t)により分散された信号となる。
弦搬送波を位相(扁移量の正弦及び余弦でlnQ送波抑
圧型両側帯波変調し、それらを合成することにより得ら
れる。2相位相変調(ディジタル位相変調)の場合、位
相差がπラジアンであるためにρ*G(t)が0または
πとなる。よって変調信号は、5(t)=±A(t)*
cos(t、+ t)A(t)は、振幅1の短形関数 となり皿送波信号は、両極数の短形パルスで搬送波抑圧
型両側帯波変調して得られる。したがってディジタル位
相変調された信号は、搬送波抑圧型両側帯波信号と同様
に扱うことができる。この信号は、順送波信号の両脇に
A(t)により分散された信号となる。
第2図に示したのが両側帯波相閏型信号腹調回路の例で
ある。1は分配器、2は90度位相乗算器、3は同一位
相乗算器、4は90度分配器、5は90度位相器、6は
加算器、7は減算器、8は低域通過濾波器、9はAND
回針、IOはEXOR回路、11はターイミング補正回
路、12はラッチ回路である。変調信号を1から7によ
り構成されたイメージ抑圧混合器(I RM: Ima
ge Rejection Mixer)を用いて両側
帯波に分離することができる。搬送波再生回路からの基
準lRC送波は2分配され1つは、90度位相乗算器2
で人力信号と乗じられ、その出力が90度位相器5に印
加される。
ある。1は分配器、2は90度位相乗算器、3は同一位
相乗算器、4は90度分配器、5は90度位相器、6は
加算器、7は減算器、8は低域通過濾波器、9はAND
回針、IOはEXOR回路、11はターイミング補正回
路、12はラッチ回路である。変調信号を1から7によ
り構成されたイメージ抑圧混合器(I RM: Ima
ge Rejection Mixer)を用いて両側
帯波に分離することができる。搬送波再生回路からの基
準lRC送波は2分配され1つは、90度位相乗算器2
で人力信号と乗じられ、その出力が90度位相器5に印
加される。
他の1つは、同一位相乗算器3で人力信号と乗しられる
。両者が加算され上側側帯波を減算され下側側帯波を抽
出する。
。両者が加算され上側側帯波を減算され下側側帯波を抽
出する。
基2#、慝送波との位相差をφとした場合、変調された
人力信号±A(t)cos(ωt+φ)が2および3の
乗算器に供給され、各々5in(ωt)およびとcos
(ωt)乗じられる。したがって乗算器の出力は、次の
ようになる。
人力信号±A(t)cos(ωt+φ)が2および3の
乗算器に供給され、各々5in(ωt)およびとcos
(ωt)乗じられる。したがって乗算器の出力は、次の
ようになる。
乗算器2:±(A/2)[sinφ+5in(2ωt+
φ)コ乗算器3:±(A/2)[cosφ+C09(2
CAJ t+φ)コ乗舅器2の出力は、90度位相5に
印加される。
φ)コ乗算器3:±(A/2)[cosφ+C09(2
CAJ t+φ)コ乗舅器2の出力は、90度位相5に
印加される。
90度位相器: + (A/2)[cosφ+cos(
2ωt+φ)]この信号は、乗算器3の出力と加n、減
算される。
2ωt+φ)]この信号は、乗算器3の出力と加n、減
算される。
加算器出カニ +A[cosφ+cos(2u t+φ
)コ減算器出カニ −A[cosφ+cos(2ωt+
φ)]=A[cosφ+cos(2ωt+φ)コごの式
は、加算出力に基準IGΩ送波の上側側帯波が、減算出
力に基準搬送波の下側側帯波が第3図に示すように鏡像
のような形で得られることを、意味している。
)コ減算器出カニ −A[cosφ+cos(2ωt+
φ)]=A[cosφ+cos(2ωt+φ)コごの式
は、加算出力に基準IGΩ送波の上側側帯波が、減算出
力に基準搬送波の下側側帯波が第3図に示すように鏡像
のような形で得られることを、意味している。
低域通過濾波器日の出力では、両者ともAcosφとな
る。この時の基準1般送波は、2乗回路またはコスタス
ループ回路などにより再生された再生搬送波を用いる。
る。この時の基準1般送波は、2乗回路またはコスタス
ループ回路などにより再生された再生搬送波を用いる。
受信信号には雑音が含まれているため、低域通過濾波器
8を通過した後の復調成分にも信号と同様に加算出力に
基準搬送波の上側側帯波が、減算出力に基準搬送波の下
側側帯波の雑音成分が含まれている。
8を通過した後の復調成分にも信号と同様に加算出力に
基準搬送波の上側側帯波が、減算出力に基準搬送波の下
側側帯波の雑音成分が含まれている。
上側側帯波: Acosφ+Nu
下側側帯波: Acosφ十Nし
ここで、NU、 NLは雑音の上側側帯波と下側側帯波
を表す。
を表す。
つまり両側帯波信号の中には、A(t)信号が同一位相
関係で含まれており、雑音成分は両側帯波に分離されて
いる。この時、雑音成分の両側帯波成分NuとNLは全
く独立であり相関関係を持たない。
関係で含まれており、雑音成分は両側帯波に分離されて
いる。この時、雑音成分の両側帯波成分NuとNLは全
く独立であり相関関係を持たない。
このことは、AND回路9により両側帯波の相関をとり
、EXOR回路10、ラッチ回路12により共通部分を
検出することにより、第4図に示すように両側帯波に独
立に人っている雑音成分を除去し信号対雑音比の散着さ
れた復調信号を得ることができることを意味している。
、EXOR回路10、ラッチ回路12により共通部分を
検出することにより、第4図に示すように両側帯波に独
立に人っている雑音成分を除去し信号対雑音比の散着さ
れた復調信号を得ることができることを意味している。
なお、このランチ回路12の前段には、AND回路9と
EXOR回路10とのタイミングを補正する回路11が
置かれている。これにより、半クロツク遅延回路などに
よる復調信号クロック再生時に生じがちであった信号対
雑音比の劣化を抑えることができる。
EXOR回路10とのタイミングを補正する回路11が
置かれている。これにより、半クロツク遅延回路などに
よる復調信号クロック再生時に生じがちであった信号対
雑音比の劣化を抑えることができる。
更にこの回路にクロック再生回路を付加し、復調信号を
サンプリングしなおすとり・ンタの少ない高信号対雑音
比の復調信号が得られる。
サンプリングしなおすとり・ンタの少ない高信号対雑音
比の復調信号が得られる。
(5)効果の説明
この方法によれば、高い信号対雑音比の復調信号を得る
ことができる。このため、復調信号クロフクなどの再生
に有利であり通信、衛星を用いた測地などの分野に応用
可能である。
ことができる。このため、復調信号クロフクなどの再生
に有利であり通信、衛星を用いた測地などの分野に応用
可能である。
第1図にコスタスループ回路の例を示す。1は分配器、
2は90度位相乗算器、3は同一位相乗算器、4は90
度分配器、5は低域通過濾波器、6は電圧制御a発垢器
、7はループフィルタ、8は第3乗算器である。 第2図に今回の回路の例を示す。1は分配器、2は90
度位相乗算器、3は同一位相乗算器、4は90度分配器
、5は90度移相器、6は加算器、7は減算器、8は低
域通過濾波器、9はAND回路、10はEXOR回路、
11はタイミング補正回路、12はラッチ回路である。 第3図にイメージ抑圧混合器(I RM: Image
Re、+ection Mixer)により両側帯波に
分離される様子を示す。 第4図に両側帯波に分離された信号とおしの相関による
信号対雑音比の向上の様子を示す。
2は90度位相乗算器、3は同一位相乗算器、4は90
度分配器、5は低域通過濾波器、6は電圧制御a発垢器
、7はループフィルタ、8は第3乗算器である。 第2図に今回の回路の例を示す。1は分配器、2は90
度位相乗算器、3は同一位相乗算器、4は90度分配器
、5は90度移相器、6は加算器、7は減算器、8は低
域通過濾波器、9はAND回路、10はEXOR回路、
11はタイミング補正回路、12はラッチ回路である。 第3図にイメージ抑圧混合器(I RM: Image
Re、+ection Mixer)により両側帯波に
分離される様子を示す。 第4図に両側帯波に分離された信号とおしの相関による
信号対雑音比の向上の様子を示す。
Claims (1)
- ディジタル位相変調された信号の両側帯波の相関をとる
ことにより共通成分でない雑音を除去することを特徴と
するディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信
号復調法
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63328518A JPH02174344A (ja) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | ディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信号復調法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63328518A JPH02174344A (ja) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | ディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信号復調法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02174344A true JPH02174344A (ja) | 1990-07-05 |
Family
ID=18211175
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63328518A Pending JPH02174344A (ja) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | ディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信号復調法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02174344A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014060531A (ja) * | 2012-09-14 | 2014-04-03 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 受信装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5610038U (ja) * | 1979-07-04 | 1981-01-28 |
-
1988
- 1988-12-26 JP JP63328518A patent/JPH02174344A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5610038U (ja) * | 1979-07-04 | 1981-01-28 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014060531A (ja) * | 2012-09-14 | 2014-04-03 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 受信装置 |
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