JPH02172307A - Microstrip antenna for two-frequency use - Google Patents
Microstrip antenna for two-frequency useInfo
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 211
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract description 16
- 230000005684 electric field Effects 0.000 abstract description 10
- 238000002955 isolation Methods 0.000 abstract description 7
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010030 laminating Methods 0.000 abstract 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 239000010409 thin film Substances 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000005530 etching Methods 0.000 description 1
- 239000010408 film Substances 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
- 238000005476 soldering Methods 0.000 description 1
- 238000007740 vapor deposition Methods 0.000 description 1
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- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
この発明は、三周波数で共用するマイクロストリップア
ンテナに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Industrial Field of Application) The present invention relates to a microstrip antenna that is used in common by three frequencies.
（従来技術）
マイクロストリップアンテナは誘電体板の表面に薄膜導
体を形成して構成されるため、薄型化・軽量化に適して
おり、移動体用アンテナを始めとして多方面に利用され
ている。マイクロストリップアンテナは一般に帯域幅が
狭いので、比較的離れた異なる二つの周波数を共用する
場合には、別々のアンテナを設ける必要がある。(Prior Art) Microstrip antennas are constructed by forming a thin film conductor on the surface of a dielectric plate, so they are suitable for reduction in thickness and weight, and are used in a wide variety of applications including antennas for mobile objects. Microstrip antennas generally have a narrow bandwidth, so if two relatively distant, different frequencies are to be shared, separate antennas must be provided.
しかし、複数のマイクロストリップアンテナを並べて配
置してしまうとアンテナ全体のサイズが大きくなり、ア
レー化する場合などに都合が悪い。However, if a plurality of microstrip antennas are arranged side by side, the overall size of the antenna increases, which is inconvenient when forming an array.
また、送信と受信の異なる周波数で動作するアンテナを
構成する場合には、送受間でのまわり込みが無いように
、送受で独立に給電して十分なアイソレーションレベル
を実現することが重要になつてくる。Additionally, when configuring an antenna that operates at different frequencies for transmitting and receiving, it is important to supply power to the transmitter and receiver independently to achieve a sufficient isolation level so that there is no interference between the transmitter and receiver. It's coming.
このような問題点を解決する例として、マイクロストリ
ップアンテナを多層構造とした二周波共用アンテナが知
られている。As an example of solving such problems, a dual-frequency antenna is known that has a multilayer structure of microstrip antennas.
第８図はこのような二周波共用マイクロストリップアン
テナの例であり、（ａ）は上面図、（ｂ）は断面図を示
す。第８図において、３１．３３は円形の放射素子導体
、３２．３４は誘電体板、３６゜３８は給電線、３９．
４０は給電コネクタ、３７は同軸線路の外導体である。FIG. 8 shows an example of such a dual-frequency microstrip antenna, in which (a) shows a top view and (b) shows a cross-sectional view. In FIG. 8, 31.33 is a circular radiating element conductor, 32.34 is a dielectric plate, 36°38 is a feeder line, 39.
40 is a power supply connector, and 37 is an outer conductor of the coaxial line.
ここで、第２の放射素子導体３３の径は第１の放射素子
導体３］の径より大きく設定される。第１の放射素子導
体３］はそれ自身の大きさによって決まる共振周波数の
アンテナとして働く。一方、第２の放射素子導体３３は
それ自身の大きさによって決まる共振周波数のアンテナ
として働くとともに、第１−の放射素子導体３１に対す
る地導体としても作用する。この構成のマイクロストリ
ップアンテナは二つの共振周波数において独立に直接給
電が可能であり、設計」二部合が良い。Here, the diameter of the second radiating element conductor 33 is set larger than the diameter of the first radiating element conductor 3]. The first radiating element conductor 3] acts as an antenna with a resonant frequency determined by its own size. On the other hand, the second radiating element conductor 33 functions as an antenna with a resonant frequency determined by its own size, and also acts as a ground conductor for the first radiating element conductor 31. A microstrip antenna with this configuration can directly feed power independently at two resonant frequencies, and is preferably designed as a two-part antenna.
この二周波共用マイクロストリップアンテナにおいては
、第１の放射素子導体３１と誘電体板３２及び地導体（
第２の放射導体３３）からなる」二部アンテナに給電を
行なうための同軸線路外導体３７を、第２の放射素子導
体３３の電界０の点である中心部近傍に接続しなければ
ならないため、第１の放射素子導体３］の給電点の位置
が中心部に１；１ｊ約されてしまう。このため、」二部
アンテナと給電回路間のインピーダンス整合がとりにく
く、また軸比特性の良い円偏波素子を構成するときなど
に必要となる２点給電を行なうことが実質的に不ロＪ能
である。In this dual-frequency microstrip antenna, a first radiating element conductor 31, a dielectric plate 32, and a ground conductor (
This is because the coaxial line outer conductor 37 for feeding the two-part antenna consisting of the second radiating conductor 33) must be connected near the center of the second radiating element conductor 33, which is the point where the electric field is zero. , the first radiating element conductor 3], the position of the feed point of the first radiating element conductor 3 is shifted to the center by 1;1j. For this reason, it is difficult to achieve impedance matching between the two-part antenna and the feeding circuit, and it is virtually inconvenient to perform two-point feeding, which is necessary when constructing a circularly polarized wave element with good axial ratio characteristics. It is Noh.
このような問題を解決するために、第９図に示すように
二つの放射素子導体３１．３３の間に導体板４１、誘’
４体板４２及び給電線路４３を挿入する＋Ａｉ成か考え
られる。（ａ）は４−面図、（ｂ）は断面図、（ｃ）は
導体板の構成を示す上面図である。In order to solve this problem, as shown in FIG. 9, a conductor plate 41, a dielectric
A +Ai configuration may be considered in which the four-body plate 42 and the feeder line 43 are inserted. (a) is a 4-side view, (b) is a sectional view, and (c) is a top view showing the configuration of a conductor plate.
導体板４１には第９図（Ｃ）に示すようなスロット４５
力川刀られており、このスロット４５が放射素子導体３
〕を励振する。スロット４５への励振はトリプレート線
路の給電線４３により行なわれる。The conductor plate 41 has a slot 45 as shown in FIG. 9(C).
This slot 45 is connected to the radiating element conductor 3.
) is excited. Excitation to the slot 45 is performed by a feed line 43 of a triplate line.
このような構造にすることにより、」二部アンテナの給
電点の位置を自由に設定できるためインピーンス整合が
とりやすくなり、２点給電も可能となる。With such a structure, the position of the feeding point of the two-part antenna can be set freely, making impedance matching easier and enabling two-point feeding.
しかしながら、第９図の構成では本来励振されてはなら
ない導体板４］が上部の放射素子導体３］もしくは下部
の放射素子導体３３、またはその両方により励振される
ことがあり、その結果として共振周波数や帯域幅の変化
などを起こすので、アンテナ設計上好ましくなく、また
上部・下部アンテナ間でのアイソレーション特性を著し
く劣化させるおそれがある。However, in the configuration of FIG. 9, the conductor plate 4], which should not be excited in the first place, may be excited by the upper radiating element conductor 3] or the lower radiating element conductor 33, or both, and as a result, the resonant frequency This is not desirable in terms of antenna design, and may significantly deteriorate the isolation characteristics between the upper and lower antennas.
（発明が解決しようとする課題）
」二連したように、従来の二周波共用マイクロストリッ
プアンテナにおいては、給電回路とのインピーダンス整
合がとりにくがったり、または導体板により共振周波数
が乱れたり、二つの周波数間のアイソレージ・ヨン特性
が悪化するという問題があった。(Problems to be Solved by the Invention) As described above, in conventional dual-frequency microstrip antennas, impedance matching with the feeding circuit is difficult to achieve, or the resonant frequency is disturbed by the conductor plate. However, there was a problem in that the isolation characteristics between the two frequencies deteriorated.
本発明の目的は、簡単な構成で給電回路とのインピーダ
ンス整合かとりやすく、また共振周波数カ安廻で、三周
波間でのアイソレーション特性の優れた二周波共用マイ
クロストリップアンテナを提供することを１」的とする
。An object of the present invention is to provide a dual-frequency microstrip antenna that has a simple configuration, facilitates impedance matching with a feeding circuit, has a low resonance frequency, and has excellent isolation characteristics among three frequencies. 1” target.
［発明の横１戊コ
（課題を解決するための手段）
本発明は、第１の放射素子導体と、この第１の放射素子
導体より大ぎい導体板と、この導体板より大きい第２の
放射素子導体及び地導体を相互間に誘電体板をそれぞれ
介して積層し、さらに第１の放射素子導体の給電のため
の同軸線路を第２の放射素子導体及び地導体のほぼ中心
を通すとともに、該同軸線路の外導体を第２の放射素子
導体及び地導体と接続し、さらに導体板の端縁と第２の
放射素子導体とを短絡導体により短絡したことを特徴と
する。[Aside from the Invention (Means for Solving the Problems) The present invention provides a first radiating element conductor, a conductive plate larger than the first radiating element conductor, and a second conductive plate larger than the first radiating element conductor. A radiating element conductor and a ground conductor are laminated with dielectric plates interposed between them, and a coaxial line for feeding the first radiating element conductor is passed through approximately the center of the second radiating element conductor and the ground conductor. , the outer conductor of the coaxial line is connected to the second radiating element conductor and the ground conductor, and the edge of the conductor plate and the second radiating element conductor are further short-circuited by a shorting conductor.
（作 用）
第２の放射素子導体は同軸線路の外導体により中心が短
絡されているので、基本モードの共振周波数たけで励振
される。導体板は第２の放射素子導体よりも小さいので
、第２の放射素子導体の励振源により励振されることは
なく、また導体板は第］の放射素子導体よりも大きいの
で、第１の放射素子導体に対する地導体として作用する
。(Function) Since the center of the second radiating element conductor is short-circuited by the outer conductor of the coaxial line, it is excited at the resonance frequency of the fundamental mode. Because the conductor plate is smaller than the second radiating element conductor, it is not excited by the excitation source of the second radiating element conductor, and because the conductor plate is larger than the second radiating element conductor, the first radiation Acts as a ground conductor for the element conductor.
しかも、この導体板は電界最大点である端縁が第２の放
ＩＪＪ素子導体と短絡されていることにより、第］の放
射素子導体や第２の放射素子導体により励振されること
はない。Furthermore, since the edge of this conductor plate, which is the maximum electric field point, is short-circuited to the second radiating IJJ element conductor, it is not excited by the first radiating element conductor or the second radiating element conductor.
（実施例） 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。(Example) Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第１図は本発明の一実施例に係る二周波共用マイクロス
トリップアンテナの構成を示すしたもので、（ａ）は−
に面図、（ｔ＋）は断面図である。FIG. 1 shows the configuration of a dual-frequency microstrip antenna according to an embodiment of the present invention, and (a) shows -
(t+) is a cross-sectional view.
第１図に示すように、第１の放射素子導体１、誘電体板
２、円形の導体板３、誘電体板６、円形の第２の放射素
子導体７、誘電体板８、円形の導体板９、誘電体板１０
、誘電体板１．２及び地導体１３か上から順次積層され
ている。導体板３には放射素子導体］を励振するための
スロットか形成され、導体板９にも同様に放射素子導体
７を励振するためのスロットか形成されている。これら
のスロットについては、後述する。As shown in FIG. 1, a first radiating element conductor 1, a dielectric plate 2, a circular conductor plate 3, a dielectric plate 6, a circular second radiating element conductor 7, a dielectric plate 8, a circular conductor Plate 9, dielectric plate 10
, the dielectric plate 1.2, and the ground conductor 13 are sequentially laminated from above. The conductor plate 3 is formed with a slot for exciting the radiating element conductor, and the conductor plate 9 is similarly formed with a slot for exciting the radiating element conductor 7. These slots will be described later.
誘電体板６」二にはトリプレート線路の中心導体５か形
成され、この中心導体５の一端は同軸線路の外導体１７
の内側を通り誘電体板６を貫通して設けられた同軸線路
の中心導体］６の一端に接続されている。同様に誘電体
板１２上にはトリプレト線路における中心導体１１か形
成され、この中心導体１１の一端は誘電体板］、２を貫
通して設けられた同軸線路の中心導体１８の一端に接続
されている。A center conductor 5 of a tri-plate line is formed on the dielectric plate 6'', and one end of this center conductor 5 is connected to an outer conductor 17 of a coaxial line.
The center conductor of a coaxial line is provided through the dielectric plate 6 and is connected to one end of the center conductor]6. Similarly, a center conductor 11 in a triplet line is formed on the dielectric plate 12, and one end of this center conductor 11 is connected to one end of a center conductor 18 of a coaxial line provided through the dielectric plate 2. ing.
中心導体］６及び外導体からなる同軸線路の他端と、中
心導体］−８を有する同軸線路の他端は同軸コネクタ１
９．２０を介して図示しない外部の給電回路（送信回路
または受信回路）に接続されている。また、同軸コネク
タ１．９．２０の外導体は地導体］３にも接続されてい
る。The other end of the coaxial line has a center conductor]-6 and an outer conductor, and the other end of the coaxial line has a center conductor]-8 and a coaxial connector 1.
It is connected to an external power supply circuit (transmission circuit or reception circuit) (not shown) via 9.20. The outer conductor of the coaxial connector 1.9.20 is also connected to the ground conductor]3.
導体］、３，５，７，９，１．１．１３は、例えば誘電
体板１，２，４，６，８，１０．１２の片面または両面
に蒸着等により形成された銅膜その他の薄膜導体をエツ
チングして不要部分を除去することによって形成される
。Conductors], 3, 5, 7, 9, 1.1.13 are, for example, copper films or other materials formed by vapor deposition on one or both sides of the dielectric plates 1, 2, 4, 6, 8, 10.12. It is formed by etching a thin film conductor to remove unnecessary parts.
第１の放射素子導体１の給電用である中心導体１６と外
導体１７からなる同軸線路は、図のように第２の放射素
子導体７及び地導体］３のほぼ中心を通り、かつ外導体
］７は第２の放射素子導体７及び地導体コ３に電気的に
接続されている。A coaxial line consisting of a center conductor 16 and an outer conductor 17 for feeding power to the first radiating element conductor 1 passes approximately through the center of the second radiating element conductor 7 and the ground conductor 3 as shown in the figure, and the outer conductor ] 7 is electrically connected to the second radiating element conductor 7 and the ground conductor 3.
また、本発明に基づいて導体板３の端縁は、短絡導体１
４によって第２の放射導体７と短絡されている。短絡導
体１４．１５は線状導体が用いられ、誘電体板６，７に
予め開けられた貫通孔を通り、両端が半田付は等により
導体板３及び第２の放射素子導体７に電気的に接続され
る。Further, based on the present invention, the edge of the conductor plate 3 is connected to the short-circuit conductor 1.
4 is short-circuited to the second radiation conductor 7. The shorting conductors 14 and 15 are linear conductors, which pass through through holes drilled in advance in the dielectric plates 6 and 7, and are electrically connected to the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7 by soldering at both ends. connected to.
このマイクロストリップアンテナは、第１の放射索子導
体１を放射素子とする上部アンテナと、第２の放射素子
導体７を放射素子とする下部アンテナとからなる別々の
共振周波数を持つ２つのアンテナが共存している構造で
ある。This microstrip antenna has two antennas each having different resonant frequencies, an upper antenna having the first radiating element conductor 1 as the radiating element, and a lower antenna having the second radiating element conductor 7 as the radiating element. This is a coexisting structure.
次に、本実施例の二周波共用マイクロストリップアンテ
ナの動作を説明する。最初に上部アンテナの動作につい
て考える。第１の放射素子導体コ５は、これよりも径の
大きな導体板３との間に電界を励起して、アンテナとし
て動作する。このときの共振周波数は、第１の放射素子
導体コと誘電体板２により決まる基本モードの周波数で
ある。第１の放射素子導体］は、導体板３に形成された
第２図に示すスロット２１により励振される。このスロ
ット２］は、導体板３と第２の放射素子導体７の間に４
１η成されるトリプレート線路の中心導体５により給電
される。Next, the operation of the dual-frequency microstrip antenna of this embodiment will be explained. First, consider the operation of the upper antenna. The first radiating element conductor 5 excites an electric field between it and the conductor plate 3 having a larger diameter, and operates as an antenna. The resonance frequency at this time is the frequency of the fundamental mode determined by the first radiating element conductor and the dielectric plate 2. The first radiating element conductor] is excited by a slot 21 formed in the conductor plate 3 and shown in FIG. This slot 2] is located between the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7.
Power is supplied by the central conductor 5 of the triplate line formed by 1η.
このような構成により、Ｌ部アンテナにおいては第１の
放射素子導体］の給電点を自由に設定できるので、給電
点か放射素子導体の中心近傍に制約されていた従来の第
８図に示した二周波共用ストリップアンテナに比較して
、給電回路とのインピーダンス整合か格段にとりやすく
なり、また軸比特性の良い２点給電の円偏波素子を構成
するときに必要なハイブリッドやＴ分岐を容易に実現す
ることか可能となる。With this configuration, the feeding point of the first radiating element conductor in the L antenna can be freely set, which is different from the conventional method shown in Fig. 8, which was limited to the feeding point or near the center of the radiating element conductor. Compared to dual-frequency strip antennas, it is much easier to match the impedance with the feeding circuit, and it is also easier to create hybrids and T-branches, which are necessary when constructing a two-point feeding circularly polarized wave element with good axial ratio characteristics. It is possible to make it happen.
次に、下部アンテナについて考える。第２の放射素子導
体７は、導体板９との間に電界を励起して、アンテナと
して動作する。このときの共振周波数は、第２の放射素
子導体７と導体板９よりににある誘電体板２．４，６．
８により決まる基本モードの周波数である。第２の放射
素子導体７は、第３図に示す導体板９に形成されたスロ
ット２２により励振される。スロット２２は、導体板９
と地導体］３の間に構成されるトリプレート線路の中心
導体１１により給電される。Next, consider the lower antenna. The second radiating element conductor 7 excites an electric field between it and the conductor plate 9 and operates as an antenna. At this time, the resonance frequency is determined by the dielectric plates 2, 4, 6, .
This is the frequency of the fundamental mode determined by 8. The second radiating element conductor 7 is excited by a slot 22 formed in the conductor plate 9 shown in FIG. The slot 22 is connected to the conductor plate 9
Power is supplied by the center conductor 11 of the triplate line constructed between the ground conductor and the ground conductor]3.
このような構成の下部アンテナの利点は、」一部アンテ
ナのそれと同様である。また、−１一部アンテナの給電
のための同軸線路（中心導体１６及び外導体］７）が下
部アンテナの中央、すなゎぢ第２の放射素子導体７や地
導体１３のほぼ中心を通っているため、第２の放射素子
導体７に基本モード以外のｉｉ′：Ｊ次の不要なモード
が励振されることを防止することができる。The advantages of such a configuration of the lower antenna are similar to those of the partial antenna. In addition, -1 a part of the coaxial line (center conductor 16 and outer conductor) 7 for feeding the antenna passes through the center of the lower antenna, that is, approximately the center of the second radiating element conductor 7 and the ground conductor 13. Therefore, it is possible to prevent unnecessary modes of order ii′:J other than the fundamental mode from being excited in the second radiating element conductor 7.
また、上部アンテナを構成する第１の放射素子導体］と
円形導体板３の径は、下部アンテナにおける第２の放射
素子導体７の径よりも小さいので、上部アンテナが下部
アンテナの放射に悪影響を与えることはない。Furthermore, since the diameters of the first radiating element conductor and the circular conductor plate 3 constituting the upper antenna are smaller than the diameter of the second radiating element conductor 7 in the lower antenna, the upper antenna adversely affects the radiation of the lower antenna. I won't give anything.
そして、本実施例によれば導体板３の端縁」二の２点Ａ
、Ｈにおいて導体板３と第２の放射素子導体７を短絡導
体１，１１１．．１５により短絡することによって、導
体板３での電界の発生を防ぎ、導体板３がアンテナとし
て動作するのを防止することができる。この効果の原理
を第１０図により説明する。According to this embodiment, two points A on the edge of the conductor plate 3
, H, the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7 are short-circuited by the conductor 1, 111 . ．． 15, it is possible to prevent the generation of an electric field in the conductor plate 3 and prevent the conductor plate 3 from operating as an antenna. The principle of this effect will be explained with reference to FIG.
第１０図（ａ）に示すような円形放射素子からｙ方向の
偏波をもつ電界が放射される場合、基本モトによる磁流
イメージは図のようになり、放射素子と地導体の間の電
界分布は第１０図（ｂ）に示すようになる。ここで、電
界の大きさはｙ輔−１−の放射素子の端縁で最大となる
が、この電界の発生を抑えれば電波は放射しないことに
なる。従って、放射素子導体のＡ、Ｂの２点を地導体と
短絡することにより電波の放射を阻止することができる
。When an electric field with polarization in the y direction is radiated from a circular radiating element as shown in Figure 10(a), the magnetic current image by basic moto is as shown in the figure, and the electric field between the radiating element and the ground conductor is The distribution becomes as shown in FIG. 10(b). Here, the magnitude of the electric field is maximum at the edge of the radiating element of ysuke-1-, but if the generation of this electric field is suppressed, no radio waves will be emitted. Therefore, by short-circuiting the two points A and B of the radiating element conductor to the ground conductor, radiation of radio waves can be prevented.
］２
本実施例では以」二の原理を導体板３に適用し、短絡導
体１４．１５で導体板３の端縁と第２の放射素子導体７
とを短絡することによって、導体板３からの電波の放射
を抑えている。この場合、短絡する場所は２個所だけで
よいので、実現が容易である。また、導体板３はアンテ
ナとして動作することがないので、」二部アンテナもし
くは下部アンテナが導体板３と結合して共振周波数を設
計値から変化させたり、二つのアンテナ間のアイソレン
ヨン特性を劣化させたりすることがない。]2 In this embodiment, the following principle is applied to the conductor plate 3, and the short-circuit conductor 14.15 connects the edge of the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7.
By short-circuiting them, radiation of radio waves from the conductor plate 3 is suppressed. In this case, since only two places are required for short-circuiting, implementation is easy. In addition, since the conductor plate 3 does not operate as an antenna, the two-part antenna or the lower antenna may couple with the conductor plate 3, changing the resonance frequency from the design value or deteriorating the iso-ray characteristics between the two antennas. There is nothing to do.
なお、本発明の二周波共用マイクロストリップアンテナ
は、円偏波アンテナにも適用できる。第４図に円偏波を
放射する場合の上部アンテナの導体板３の」二面図を示
す。導体板３に円偏波励振のため９０°の角度を持たせ
てスロット２１．２３が形成され、トリプレート線路の
中心導体５により両スロｙ）２］、２３が９０°の位相
差で励振される構成となっている。このとき点Ａと点Ｂ
を結ぶ方向の直線偏波成分に対する基本モードの発生を
阻止するため、点Ａと点Ｂにおいて短絡導体］４］３
１５により導体板３と第２の放射素子導体７とが短絡さ
れる。同様に点Ｃと点りを結ぶ方向の直線偏波成分に対
する基本モードに対しては、点Ｃと点りにおいて短絡導
体２４．２５により導体板３と第２の放射素子導体７と
か短絡される。このような構成により、円偏波アンテナ
としても前述した効果か得られる。Note that the dual-frequency microstrip antenna of the present invention can also be applied to a circularly polarized antenna. FIG. 4 shows a two-sided view of the conductor plate 3 of the upper antenna when radiating circularly polarized waves. Slots 21 and 23 are formed in the conductor plate 3 at an angle of 90° for circularly polarized wave excitation, and both slots 2) and 23 are excited with a phase difference of 90° by the central conductor 5 of the triplate line. The configuration is as follows. At this time, point A and point B
In order to prevent the generation of a fundamental mode for the linearly polarized wave component in the direction connecting , the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7 are short-circuited by a short-circuit conductor]4]315 at points A and B. Similarly, for the fundamental mode for the linearly polarized wave component in the direction connecting point C and the point, the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7 are short-circuited by the short-circuit conductors 24 and 25 at the point C and the point. . With such a configuration, the above-mentioned effects can be obtained also as a circularly polarized antenna.
以−１−の説明においては、放射素子導体１，７および
導体板３を円形としたが、楕円または多角形（特に四角
形）でも同様の効果が得られる。特に、導体板３を四角
形にした場合には、直線偏波アンテナの時は第５図に示
すような四角形の向かい合う２辺」二の点Ｅ Ｆで、ま
た円偏波アンテナの時は第６図に示すような四角形の各
辺上の点Ｅ、Ｆ。In the following description of -1-, the radiating element conductors 1 and 7 and the conductor plate 3 are circular, but the same effect can be obtained even if they are oval or polygonal (especially quadrangular). In particular, when the conductor plate 3 is made into a rectangle, the point E F on the two opposite sides of the rectangle as shown in FIG. Points E and F on each side of the rectangle as shown in the figure.
Ｇ、Ｈで、それぞれ導体板３の端縁と第２の放射素子導
体７とを短絡すればよい。The edges of the conductor plate 3 and the second radiating element conductor 7 may be short-circuited at G and H, respectively.
また、以上の実施例では放射素子導体１，７の励振をス
ロットにより行なった場合について説明したが、スロッ
トを用いす給電線を直接放射素子に接続する方法により
励振してもよい。第７図はその実施例を示したもので、
トリプレート線路の中心導体５の先端と第１の放射素子
導体１とを、誘電体板２，４及び導体板３を貫通さぜた
給電線２６によって接続している。このような構成によ
っても、前記実施例と同様の効果が得られる。Furthermore, in the above embodiments, the case where the radiating element conductors 1 and 7 are excited by the slots has been described, but the radiating element conductors 1 and 7 may be excited by a method in which a feeder line using a slot is directly connected to the radiating element. Figure 7 shows an example of this.
The tip of the center conductor 5 of the triplate line and the first radiating element conductor 1 are connected by a feeder line 26 passing through the dielectric plates 2 and 4 and the conductor plate 3. Even with such a configuration, the same effects as in the embodiment described above can be obtained.
さらに、前記実施例では下部アンテナに関して導体板９
を介して放射素子導体７を励振する場合について説明し
てたが、導体板９及びトリプレート放射素子導体７に接
続しても横わない。Furthermore, in the above embodiment, the conductor plate 9 is connected to the lower antenna.
Although the case where the radiating element conductor 7 is excited through the radiating element conductor 7 has been described, it does not lie even if it is connected to the conductor plate 9 and the triplate radiating element conductor 7.
［発明の効果コ
本発明によれば、給電点が自由に設定できるためインピ
ーダンス整合がとりやすく、また」二部及び下部アンテ
ナ間の導体板での共振を防ぐことにより、両アンテナの
共振周波数を乱すことがなく、アイソレーション特性の
劣化を防ぐことかできる。[Effects of the Invention] According to the present invention, the feeding point can be set freely, making it easy to achieve impedance matching, and by preventing resonance in the conductor plate between the second and lower antennas, the resonant frequency of both antennas can be lowered. It is possible to prevent deterioration of the isolation characteristics without causing any disturbance.
さらに、二つの共振周波数に対応する給電が独立に行わ
れるので、設計」二部合が良い。また下部アンテナは中
心か同軸線路の外導体によって短絡されるので、下部ア
ンテナの放射素子導体が不必要な高次のモードによって
放射することを防止することができる。Furthermore, since the power feeding corresponding to the two resonant frequencies is performed independently, a two-part design is preferable. Furthermore, since the center of the lower antenna is short-circuited by the outer conductor of the coaxial line, it is possible to prevent the radiating element conductor of the lower antenna from radiating by unnecessary higher-order modes.
第１図（ａ） （ｂ）は本発明の一実施例に係る二周波
共用マイクロストリップアンテナの上向１’ＺＩおよび
断（１１１図、第２図及び第″づ図は同実施例における
導体板」二のスロット構成を示す上面図、第４図、第５
図及び第６図は本発明の他の実施例における導体板上の
スロット構成を示す上面図、第７図（ａ）（ｂ）は本発
明のさらに別の実施例に係る二周波共用マイクロストリ
ップアンテナの断面図及び導体板の」二面図、第８図（
ａ）（＋））は従来の二周波共用マイクロストリップア
ンテナの一例を示す上面図および断面図、第９図（ａ）
（ｂ） （ｃ）は従来の二周波共用マイクロストリッ
プアンテナの他の例を示す上面図と断面図及びスロット
が形成された面の上面図、第１０図はマイクロストリッ
プアンテナの基本動作を示す図である。
１・・第１の放射素子導体、２，４，６．８１０ １２
・・・誘電体板、３，９・導体板、５１コ トリプレー
ｌ−線路の中心導体、７−・第２の放射素子導体、］３
・・地導，体、１．４， １．、５， ２，！Ｉ。
２５・・・短絡導体、１．６．１７・・・同軸線路中心
導体、１８・・・同軸線路外導体、１９．２０・・同軸
コネクタ、２］，２２．２３・・・スロット、２６・・
・給電線。
出願人代理人 弁理士 鈴江武彦
（ａ）
（ｂ）
第
図
第
図
第
図
ぐ
のFigures 1(a) and 1(b) show an upward 1'ZI and a cross-section of a dual-frequency microstrip antenna according to an embodiment of the present invention (Figures 111, 2, and 2 are conductors in the same embodiment). Top view showing the slot configuration of plate 2, Figures 4 and 5.
6 and 6 are top views showing the slot configuration on the conductor plate in another embodiment of the present invention, and FIGS. 7(a) and 7(b) are dual-frequency microstrips according to still another embodiment of the present invention. Cross-sectional view of the antenna and two-view view of the conductor plate, Figure 8 (
a) (+)) is a top view and a cross-sectional view showing an example of a conventional dual-frequency microstrip antenna; FIG. 9(a)
(b) (c) is a top view and a sectional view showing another example of a conventional dual-frequency microstrip antenna, and a top view of the surface on which the slot is formed, and FIG. 10 is a diagram showing the basic operation of the microstrip antenna. It is. 1...first radiating element conductor, 2, 4, 6.810 12
...Dielectric plate, 3, 9. Conductor plate, 51. Triple play l- center conductor of line, 7-. second radiating element conductor,] 3
...earth conduction, body, 1.4, 1. , 5, 2,! I. 25... Short circuit conductor, 1.6.17... Coaxial line center conductor, 18... Coaxial line outer conductor, 19.20... Coaxial connector, 2], 22.23... Slot, 26...・
・Power line. Applicant's agent Patent attorney Takehiko Suzue (a) (b) Figure Figure Figure Figure Guno
Claims (2)
より大きい導体板と、この導体板より大きい第２の放射
素子導体及び地導体を相互間に誘電体板をそれぞれ介し
て積層し、第１の放射素子導体の給電のための同軸線路
を第２の放射素子導体及び地導体のほぼ中心を通すとと
もに、該同軸線路の外導体を第２の放射素子導体及び地
導体と接続し、さらに前記導体板の端縁と第２の放射素
子導体とを短絡導体により短絡したことを特徴とする二
周波共用マイクロストリップアンテナ。(1) A first radiating element conductor, a conductor plate larger than this first radiating element conductor, a second radiating element conductor larger than this conductor plate, and a ground conductor are laminated with dielectric plates interposed between each other. A coaxial line for power feeding the first radiating element conductor is passed through approximately the center of the second radiating element conductor and the ground conductor, and an outer conductor of the coaxial line is connected to the second radiating element conductor and the ground conductor. A microstrip antenna for dual frequency use, further comprising short-circuiting the edge of the conductive plate and the second radiating element conductor with a short-circuiting conductor.
のスロットを有し、該スロットは前記導体板と第２の放
射素子導体との間に設けられ、一端が前記同軸線路に接
続されたトリプレート線路により給電されることを特徴
とする請求項１記載の二周波共用マイクロストリップア
ンテナ。(2) The conductor plate has a slot for exciting the first radiating element conductor, the slot is provided between the conductor plate and the second radiating element conductor, and one end is connected to the coaxial line. 2. The dual-frequency microstrip antenna according to claim 1, wherein the dual-frequency microstrip antenna is fed by a triplate line.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32817388A JPH02172307A (en) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | Microstrip antenna for two-frequency use |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32817388A JPH02172307A (en) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | Microstrip antenna for two-frequency use |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02172307A true JPH02172307A (en) | 1990-07-03 |
Family
ID=18207296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32817388A Pending JPH02172307A (en) | 1988-12-26 | 1988-12-26 | Microstrip antenna for two-frequency use |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02172307A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02179102A (en) * | 1988-12-29 | 1990-07-12 | Sony Corp | Microstrip antenna |
| JP2010220266A (en) * | 2006-11-06 | 2010-09-30 | Murata Mfg Co Ltd | Antenna device |
-
1988
- 1988-12-26 JP JP32817388A patent/JPH02172307A/en active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02179102A (en) * | 1988-12-29 | 1990-07-12 | Sony Corp | Microstrip antenna |
| JP2010220266A (en) * | 2006-11-06 | 2010-09-30 | Murata Mfg Co Ltd | Antenna device |
| JP4756481B2 (en) * | 2006-11-06 | 2011-08-24 | 株式会社村田製作所 | Antenna device |
| US8089409B2 (en) | 2006-11-06 | 2012-01-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Patch antenna device and antenna device |
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